JP2016123202A - 電力変換装置及び電力変換装置の制御方法 - Google Patents

Abstract

【課題】回路規模を大型化することなく平滑コンデンサに蓄積された電力を放電することが可能な電力変換装置、及び電力変換装置の制御方法を提供する。
【解決手段】インバータ装置２に搭載される各スイッチング素子Ｔｒ１〜Ｔｒ６には、その導通方向に対して反対方向が順方向となるように整流素子Ｄ１〜Ｄ６が接続されている。各スイッチング素子の制御入力に供給する駆動電圧を制御して、スイッチング素子のオン、オフを切り替える駆動回路１０を有し、該駆動回路１０は、平滑コンデンサＣ１の放電時には、上側スイッチング素子、及び、下側スイッチング素子を交互にオンとし、更に、各スイッチング素子の駆動周波数を負荷駆動時の駆動周波数よりも高い周波数とし、且つ、各スイッチング素子の制御入力に供給する駆動電圧を負荷駆動時の駆動電圧よりも低く設定する。
【選択図】図１

Description

本発明は、直流電力を交流電力に変換する電力変換装置、及び電力変換装置の制御方法に係り、特に、平滑コンデンサに蓄積された電力を放電する技術に関する。

例えば、電気自動車に設けられるインバータ装置等の電力変換装置は、平滑コンデンサを備えている。このような電力変換装置では、車両の運転停止時や事故の発生時等において、平滑コンデンサに蓄積された電力を放電する必要がある。平滑コンデンサの放電方法の従来例として、例えば、特許第５３７５０５２号公報（特許文献１）に開示されたものが知られている。

特許文献１には、インバータ装置に設けられる上側のＩＧＢＴ（絶縁ゲートバイポーラトランジスタ）と下側のＩＧＢＴを交互にオンとすることにより、各ＩＧＢＴに対して並列接続されたダイオードに電流を流し、平滑コンデンサに蓄積された電力を消費させることが示されている。

この際、各ＩＧＢＴのスイッチング周波数を、負荷駆動時のスイッチング周波数よりも高い周波数とする必要がある。このため、各ＩＧＢＴを駆動するための駆動回路より出力する電力が増大することになり、駆動回路の回路規模の大型化を招いてしまう。

特許第５３７５０５２号公報

上述したように、特許文献１に開示された従来技術では、平滑コンデンサに蓄積された電力を放電する際に、各ＩＧＢＴの駆動周波数を負荷駆動時よりも高くする必要があり、これに起因してＩＧＢＴを駆動する駆動回路の回路規模が増大するという問題があった。

本発明は、このような従来の課題を解決するためになされたものであり、その目的とするところは、回路規模を大型化することなく平滑コンデンサに蓄積された電力を放電することが可能な電力変換装置、及び電力変換装置の制御方法を提供することにある。

上記目的を達成するため、本願の電力変換装置に係る発明は、上側スイッチング素子と下側スイッチング素子との対からなるパワーモジュールを複数備え、更に、各スイッチング素子には、その導通方向に対して反対方向が順方向となるように整流素子が接続されている。各スイッチング素子の制御入力に供給する駆動電圧を制御して、スイッチング素子のオン、オフを切り替える駆動回路を有し、該駆動回路は、平滑コンデンサの放電時には、上側スイッチング素子、及び、下側スイッチング素子を交互にオンとし、更に、各スイッチング素子の駆動周波数を負荷駆動時の駆動周波数よりも高い周波数とし、且つ、各スイッチング素子の制御入力に供給する駆動電圧を負荷駆動時の駆動電圧よりも低く設定する。

また、本願の電力変換装置の制御方法に係る発明は、放電動作信号が与えられた際に、交流電圧を生成するための各上側スイッチング素子と、各下側スイッチング素子を交互にオン、オフさせる工程と、各スイッチング素子の駆動周波数を、負荷駆動時の駆動周波数よりも高い周波数に変更する工程と、平滑コンデンサに蓄積された電力を、各スイッチング素子に対して並列に接続された整流素子に流して消費させる工程と、各スイッチング素子の駆動周波数を、負荷の駆動周波数よりも高くした際には、各スイッチング素子の制御入力に供給する電圧を、負荷駆動時に制御入力に供給する電圧よりも低く設定する工程と、備える。

本発明によれば、平滑コンデンサの放電時には、スイッチング素子の制御入力に供給する電圧を低下させるので、回路規模を大型化することなく平滑コンデンサに蓄積された電力を放電することができる。

本発明の実施形態に係る電力変換装置及びその周辺機器の構成を示す回路図である。 本発明の第１実施形態に係り、図１に示した駆動回路の詳細な構成を示す回路図である。 本発明の実施形態に係り、平滑コンデンサ放電時における各トランジスタのオン、オフのタイミングを示すタイミングチャートである。 本発明の第１実施形態に係る電力変換装置の、平滑コンデンサ放電時の処理手順を示すフローチャートである。 本発明の第２実施形態に係り、図１に示した駆動回路の詳細な構成を示す回路図である。 本発明の第２実施形態に係り、デューティ比とゲート電源電圧との関係を示す特性図である。 本発明の第３実施形態に係り、図１に示した駆動回路の詳細な構成を示す回路図である。 本発明の第３実施形態に係り、シャント抵抗（抵抗Ｒ８）に流れる電流とデューティ比の上限値との関係を示す特性図である。

以下、本発明の実施形態を図面に基づいて説明する。図１は、本発明の実施形態に係るインバータ装置２（電力変換装置）、及びその周辺機器の構成を示す回路図である。図１に示すように、本実施形態に係るインバータ装置２は、例えば、電気自動車に搭載され、高電圧バッテリ１に充電されている直流電力を所定周波数の三相交流電力に変換し、この三相交流電力をモータ３（負荷）に供給し、該モータ３を回転駆動させるものである。

インバータ装置２は、高電圧バッテリ１より出力される直流電力を平滑化する平滑コンデンサＣ１と、６個のスイッチング素子Ｔｒ１〜Ｔｒ６（この例ではＩＧＢＴ）を含むスイッチング素子群と、各スイッチング素子Ｔｒ１〜Ｔｒ６の駆動を制御する駆動回路１０と、該駆動回路１０に制御信号を出力する制御回路１１と、を備えている。なお、本実施形態では、三相交流電力を出力するインバータ装置２を例に挙げて説明するが、本発明は、三相に限定されるものではない。

一対のスイッチング素子Ｔｒ１、Ｔｒ２は直列接続され、Ｕ相パワーモジュール１３Ｕを構成している。スイッチング素子Ｔｒ１の一端は高電圧バッテリ１のプラス側に接続され、スイッチング素子Ｔｒ２の一端は高電圧バッテリ１のマイナス側に接続されている。即ち、スイッチング素子Ｔｒ１は、Ｕ相の上側アーム（上側スイッチング素子）とされ、スイッチング素子Ｔｒ２は、Ｕ相の下側アーム（下側スイッチング素子）とされている。各スイッチング素子Ｔｒ１、Ｔｒ２のゲートは、駆動回路１０に接続されており、該駆動回路１０より出力される駆動信号に基づいて、オン、オフが制御される。

また、スイッチング素子Ｔｒ１に対して並列にダイオードＤ１（整流素子）が設けられ、スイッチング素子Ｔｒ２に対して並列にダイオードＤ２が設けられている。この際、図示のように、ダイオードＤ１、Ｄ２は、それぞれスイッチング素子Ｔｒ１、Ｔｒ２の導通方向に対して反対方向が順方向となるように接続されている。

同様に、一対のスイッチング素子Ｔｒ３、Ｔｒ４は直列接続され、Ｖ相パワーモジュール１３Ｖを構成している。スイッチング素子Ｔｒ３の一端は高電圧バッテリ１のプラス側に接続され、スイッチング素子Ｔｒ４の一端は高電圧バッテリ１のマイナス側に接続されている。即ち、スイッチング素子Ｔｒ３は、Ｖ相の上側アーム（上側スイッチング素子）とされ、スイッチング素子Ｔｒ４は、Ｖ相の下側アーム（下側スイッチング素子）とされている。

また、スイッチング素子Ｔｒ３に対して並列にダイオードＤ３が設けられ、スイッチング素子Ｔｒ４に対して並列にダイオードＤ４が設けられている。ダイオードＤ３、Ｄ４の接続方向は、前述したＵ相の場合と同様である。

更に、一対のスイッチング素子Ｔｒ５、Ｔｒ６は直列接続され、Ｗ相パワーモジュール１３Ｗを構成している。スイッチング素子Ｔｒ５の一端は高電圧バッテリ１のプラス側に接続され、スイッチング素子Ｔｒ６の一端は高電圧バッテリ１のマイナス側に接続されている。即ち、スイッチング素子Ｔｒ５は、Ｗ相の上側アーム（上側スイッチング素子）とされ、スイッチング素子Ｔｒ６は、Ｗ相の下側アーム（下側スイッチング素子）とされている。

また、スイッチング素子Ｔｒ５に対して並列にダイオードＤ５が設けられ、スイッチング素子Ｔｒ６に対して並列にダイオードＤ６が設けられている。ダイオードＤ５、Ｄ６の接続方向は、前述したＵ相の場合と同様である。

高電圧バッテリ１とインバータ装置２との間には、リレー７が設けられており、インバータ装置２の駆動時にはリレー７はオンとされ、インバータ装置２の停止時にはリレー７はオフとされる。

モータ３のＵ相、Ｖ相、Ｗ相の各電線には、それぞれ電流センサ５Ｕ、５Ｖ、５Ｗが設けられており、これらの電流センサ５Ｕ、５Ｖ、５Ｗで検出された電流データは、制御回路１１に送信される。なお、本実施形態では、３個の電流センサ５Ｕ、５Ｖ、５Ｗを設ける例について説明するが、電流センサは２個でも良い。

制御回路１１は、車両コントローラ１２と接続されており、該車両コントローラ１２より出力されるトルク指令に基づいてＰＷＭ信号の出力指令を駆動回路１０に出力する。また、モータ３にはレゾルバ４が取り付けられ、該レゾルバ４で検出される回転数データが制御回路１１に出力される。なお、制御回路１１は、例えば、中央演算ユニット（ＣＰＵ）や、ＲＡＭ、ＲＯＭ、ハードディスク等の記憶手段からなる一体型のコンピュータとして構成することができる。

駆動回路１０は、制御回路１１より出力される出力指令に基づいて、各スイッチング素子Ｔｒ１〜Ｔｒ６の制御入力（ＩＧＢＴの場合はゲート）に駆動信号を出力する。また、駆動回路１０は、平滑コンデンサＣ１の放電時には、各パワーモジュール１３Ｕ、１３Ｖ、１３Ｗの上側スイッチング素子Ｔｒ１、Ｔｒ３、Ｔｒ５、及び、下側スイッチング素子Ｔｒ２、Ｔｒ４、Ｔｒ６を交互にオンとする。更に、各スイッチング素子Ｔｒ１〜Ｔｒ６の駆動周波数を負荷駆動時の周波数よりも高い周波数とする。また、各スイッチング素子Ｔｒ１〜Ｔｒ６の制御入力（ゲート）に供給する駆動電圧を、負荷駆動時の駆動電圧よりも低く設定する。こうすることにより、平滑コンデンサＣ１に蓄積されている電力を短時間で消費して、該平滑コンデンサＣ１の電圧を低下させる。平滑コンデンサＣ１の両端電圧を検出し、検出される電圧値が所定電圧以下となった場合に、放電を停止する。或いは、放電を開始してから所定の時間が経過した場合に、放電を停止する。即ち、駆動回路１０は、各スイッチング素子Ｔｒ１〜Ｔｒ６の制御入力に供給する駆動電圧を制御して、各スイッチング素子Ｔｒ１〜Ｔｒ６のオン、オフを切り替える機能を備えている。

図２は、駆動回路１０の詳細な構成を示す回路図である。図２に示すように、駆動回路１０は、Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相の各パワーモジュール１３Ｕ、１３Ｖ、１３Ｗ毎に、それぞれゲート電源部、及び駆動部を備えている。図２では、Ｕ相パワーモジュール１３Ｕを駆動するためのゲート電源部２１、及び駆動部２２を示している。Ｖ相、Ｗ相についても同様の構成であるので、記載を省略している。

ゲート電源部２１は、主として、直流電源（Ｖｂ+、Ｖｂ-）より出力される直流電圧を制御する電源ＩＣ２３（電源回路）と、フライバックトランス２４、及び電圧切替部２５（第１電圧切替回路）を備えている。電源ＩＣ２３は、ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ１；電子スイッチ）のゲートにＰＷＭ駆動信号を出力することにより、該ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ１）を所望のデューティ比でＰＷＭ制御し、フライバックトランス２４の一次側コイルＬ１に供給する電圧を生成する。

フライバックトランス２４の二次側には、二次側コイルＬ２、Ｌ３が設けられ、各二次側コイルＬ２、Ｌ３には、一次側コイルＬ１に印加された電圧に比例した二次電圧が発生する。各二次側コイルＬ２、Ｌ３に生じた電圧は、ダイオード、コンデンサで整流、平滑化され、駆動部２２に出力される。また、フライバックトランス２４の一次側には、電圧検出用コイルＬ４が設けられ、一次側コイルＬ１に印加された電圧に比例した電圧が該電圧検出用コイルＬ４に発生する。

電圧検出用コイルＬ４に生じた電圧は、ダイオード、コンデンサにより、整流、平滑化され、更に、抵抗Ｒ１（第１の抵抗）、Ｒ２（第２の抵抗）で分圧された後、電源ＩＣ２３のフィードバック端子（ＦＢ）に供給される。従って、電源ＩＣ２３は、フィードバック端子（ＦＢ）にて取得される電圧（フィードバック電圧）に基づいて、ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ１）をＰＷＭ制御する際のデューティ比を調整し、二次側コイルＬ２、Ｌ３に所望の電圧が供給されるように制御することができる。

抵抗Ｒ１、Ｒ２の接続点Ｐ１と、マイナス電源端子（Ｖｂ-）との間には、電圧切替部２５が設けられており、該電圧切替部２５は、抵抗Ｒ３とＦＥＴ（Ｑ２）を備えている。ＦＥＴ（Ｑ２）は、負荷駆動時にはオンとされ、平滑コンデンサＣ１を放電させるための放電動作信号が与えられた際にオフとされる。即ち、接続点Ｐ１の電圧は、負荷駆動時よりも、放電動作信号が与えられたコンデンサ放電時の方が、相対的に高くなるように設定されている。電圧切替部２５の詳細な動作については、後述する。

駆動部２２は、２つの駆動ＩＣ２６、２７（スイッチング素子駆動部）、及び２つのプッシュプル回路２８、２９を備えている。プッシュプル回路２８は、２つのトランジスタの直列接続回路を有しており、両端には、二次側コイルＬ２に生じた交流電圧を整流して得られる直流電圧が供給される。また、プッシュプル回路２８の出力電圧は、Ｕ相パワーモジュール１３Ｕの上側スイッチング素子Ｔｒ１のゲートに供給される。プッシュプル回路２９についても同様に、２つのトランジスタの直列接続回路を有しており、両端には、二次側コイルＬ３に生じた交流電圧を整流して得られる直流電圧が供給される。また、プッシュプル回路２９の出力電圧は、Ｕ相パワーモジュール１３Ｕの下側スイッチング素子Ｔｒ２のゲートに供給される。

駆動ＩＣ２６は、制御回路１１より出力されるスイッチング素子Ｔｒ１のＰＷＭ信号が供給され、該ＰＷＭ信号に基づいて、プッシュプル回路２８を駆動制御する。同様に、駆動ＩＣ２７は、制御回路１１より出力されるスイッチング素子Ｔｒ２のＰＷＭ信号が供給され、該ＰＷＭ信号に基づいて、プッシュプル回路２９を駆動制御する。

以下、上述のように構成された本実施形態に係る電力変換装置の作用について説明する。初めに、負荷駆動時の動作、即ち、各スイッチング素子Ｔｒ１〜Ｔｒ６をインバータとして駆動させる際の動作について説明する。図１に示したモータ３を回転駆動させる際には、インバータ装置２の各パワーモジュール１３Ｕ、１３Ｖ、１３Ｗをそれぞれ駆動させ、周知の制御方式である電気角制御を行うことにより、Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相に三相交流電圧を発生させる。この三相交流電圧をモータ３に供給することにより、該モータ３を回転駆動させることができる。この際、図１に示す平滑コンデンサＣ１には、該平滑コンデンサＣ１の静電容量に応じた電力が蓄積されている。

次に、平滑コンデンサＣ１に蓄積された電力を放電する際の処理手順を、図４に示すフローチャートを参照して説明する。車両のイグニッションをオフにした場合、或いは車両が衝突信号を検出した場合等においては、平滑コンデンサＣ１に蓄積された電力を放電する必要が生じる。本実施形態では、制御回路１１の制御下で駆動回路１０の駆動を制御し、平滑コンデンサＣ１を放電させる。

初めに、図４のステップＳＴ１において、制御回路１１は、放電動作信号が与えられたか否かを判断する。放電動作信号が与えられた場合には（ステップＳＴ１でＹＥＳ）、ステップＳＴ２において、制御回路１１は、各パワーモジュール１３Ｕ、１３Ｖ、１３Ｗの上側スイッチング素子Ｔｒ１、Ｔｒ３、Ｔｒ５と、下側スイッチング素子Ｔｒ２、Ｔｒ４、Ｔｒ６を所定のデッドタイムもって、交互にオン、オフを切り替える。例えば、図３に示すように、上側スイッチング素子Ｔｒ１、Ｔｒ３、Ｔｒ５を時間ｔ１だけオンとし、その後、全てがオフとされるデッドタイムｔ２とし、その後、下側スイッチング素子Ｔｒ２、Ｔｒ４、Ｔｒ６を時間ｔ１だけオンとし、再度、全てがオフとされるデッドタイムｔ２とする。そして、この動作を繰り返して実行する。

また、ステップＳＴ２の処理と同時に、ステップＳＴ３において制御回路１１は、各スイッチング素子Ｔｒ１〜Ｔｒ６のスイッチング周波数を高くする。例えば、モータ３駆動用の電力を出力する負荷駆動時のスイッチング周波数ｆ１に対して、放電時のスイッチング周波数をｆ２（＞ｆ１）に設定する。更に、これと同時に、ステップＳＴ４において制御回路１１は、各スイッチング素子Ｔｒ１〜Ｔｒ６のゲート電圧を低減させる。

そして、ステップＳＴ５において、平滑コンデンサＣ１に蓄積された電力を、各スイッチング素子Ｔｒ１〜Ｔｒ６に付帯して設けられた各ダイオードＤ１〜Ｄ６に流すことにより、該平滑コンデンサＣ１に蓄積された電力を消費する。その結果、平滑コンデンサＣ１に蓄積された電力を放電することができる。

ステップＳＴ６において、放電処理を実行してから所定時間が経過したか否かを判断し、所定時間が経過した場合には（ステップＳＴ６でＹＥＳ）、放電処理を終了する。

ここで、上記のステップＳＴ３の処理では、放電をいち早く行う必要性から、各スイッチング素子Ｔｒ１〜Ｔｒ６のオン、オフを切り替える際の周波数を、負荷駆動時（モータ３の駆動時）における各スイッチング素子Ｔｒ１〜Ｔｒ６の周波数よりも高く設定している。つまり、図２に示した駆動ＩＣ２６、２７は、負荷駆動時の周波数をｆ１とした場合、平滑コンデンサＣ１の放電時における周波数ｆ２を相対的に高くしている。即ち、ｆ２＞ｆ１としている。

ここで、各スイッチング素子Ｔｒ１〜Ｔｒ６を構成するＩＧＢＴの駆動電力をＰ［Ｗ］とすると、以下に示す（１）式が成立する。
Ｐ＝Ｑg・Ｖg・ｆsw＋（Ｖg２／Ｒ） …（１）
但し、Ｑgはゲート電荷量、Ｖgはゲート電圧、ｆswはスイッチング周波数、Ｒは抵抗である。

そして、上記の（１）式から理解されるように、ＩＧＢＴのスイッチング周波数ｆswを高くすると、駆動電力Ｐが増大する。従って、上述したように、平滑コンデンサＣ１の放電時における周波数ｆ２を、負荷駆動時の周波数ｆ１に対して相対的に高く設定すると、駆動電力Ｐが増大することになり、駆動回路１０の大規模化、高コスト化につながるという問題が発生する。本実施形態では、ゲート電圧Ｖgを低下させることにより、スイッチング周波数ｆswを大きくしたことに起因する駆動電力Ｐの増大を抑制する。

以下、詳細に説明する。前述したように、図２に示す抵抗Ｒ１とＲ２の接続点Ｐ１の電圧Ｖｐ１は、負荷駆動時においては、抵抗Ｒ１と、抵抗Ｒ２及びＲ３（第３の抵抗）の並列合成抵抗と、で分圧された電圧となっている。そして、電源ＩＣ２３はこの電圧に基づいて、ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ１）のデューティ比を設定し、ＰＷＭ制御を実行している。

ここで、車両コントローラ１２より、放電動作信号が与えられた場合には、ＦＥＴ（Ｑ２）のゲート電圧が「Ｈ」から「Ｌ」に切り替えられ、これにより、抵抗Ｒ３が遮断される。従って、接続点Ｐ１の電圧Ｖｐ１は、抵抗Ｒ１と抵抗Ｒ２で分圧された電圧に切り替えられる。より詳細には、接続点Ｐ１の電圧Ｖｐ１は、負荷駆動時よりも放電時の方が相対的に高くなる。

このため、図２に示す電源ＩＣ２３のフィードバック端子（ＦＢ）に供給される電圧が上昇し、一次側コイルＬ１に供給される電圧が低くなるように、ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ１）のデューティ比が制御される。その結果、二次側コイルＬ２、Ｌ３に生じる電圧が低下し、プッシュプル回路２８、２９に供給される電圧が低下し、ひいては、スイッチング素子Ｔｒ１、Ｔｒ２のゲートに供給される電圧が低下する。即ち、上述した（１）式におけるゲート電圧Ｖgが低下するので、スイッチング周波数ｆswの増大に伴う駆動電力Ｐの増大を抑制できることになる。

このようにして、本実施形態に係る電力変換装置では、イグニッションのオフ時や衝突発生時等において平滑コンデンサＣ１に蓄積された電力を放電する際には、各パワーモジュール１３Ｕ、１３Ｖ、１３Ｗの上側スイッチング素子Ｔｒ１、Ｔｒ３、Ｔｒ５と、下側スイッチング素子Ｔｒ２、Ｔｒ４、Ｔｒ６を所定のデッドタイムをもって交互にオン、オフさせる。この際、オン、オフの切替時の周波数は、負荷駆動時のスイッチング周波数よりも高くする必要があり、駆動電力が増大するので、これを抑制するために、各スイッチング素子Ｔｒ１〜Ｔｒ６の制御入力に供給する駆動電圧を低減している。即ち、負荷駆動時の駆動電圧よりも低い駆動電圧に変更している。従って、スイッチング素子の駆動電力の上昇を抑えることができ、ひいては、装置の大型化、高コスト化を防止することができる。

また、駆動回路１０は、電圧切替部２５を備えており、平滑コンデンサＣ１を放電させるための放電動作信号が与えられた際には、電源ＩＣ２３のフィードバック端子（ＦＢ）に供給するフィードバック電圧を上昇させる。即ち、電圧切替部２５は、電圧検出用コイルＬ４より出力されるフィードバック電圧を上昇させる第１電圧切替回路としての機能を備えている。そして、フィードバック電圧が上昇することにより、フライバックトランス２４の二次側に生じる電圧を低減することができ、各スイッチング素子Ｔｒ１〜Ｔｒ６の駆動電力が増大することを抑制する。従って、簡単な構成で駆動電力を低減させることができる。

更に、図２に示すように、電圧切替部２５はＦＥＴ（Ｑ２）、及び抵抗Ｒ３を備えており、放電動作信号が与えられた際には、ＦＥＴ（Ｑ２）をオフとすることにより、接続点Ｐ１の電圧Ｖｐ１を上昇させている。そのため、多くの部品を必要とせず、また、高電力用の素子を使用しないので、装置の大規模化を抑制でき、且つ高コスト化を抑制することが可能となる。

ここで、負荷駆動時にはモータ３を駆動させるため、スイッチング素子Ｔｒ１〜Ｔｒ６の変位電流に加えて、モータ３へ供給する電流（変位電流に比べて極めて大きい電流）が加えられるので、スイッチング素子Ｔｒ１〜Ｔｒ６で発生する損失をできるだけ低減する必要がある。よって、各スイッチング素子Ｔｒ１〜Ｔｒ６のゲート電圧を高く設定する必要がある。これに対して、平滑コンデンサＣ１の放電時には、モータ３には電流が流れないので、各スイッチング素子Ｔｒ１〜Ｔｒ６の駆動電圧を低下させても問題は生じない。

［第２実施形態の説明］
次に、本発明の第２実施形態に係る電力変換装置について説明する。図５は、第２実施形態に係る電力変換装置に用いられる駆動回路１０ａの構成を示す回路図である。第２実施形態に係る駆動回路１０ａは、図２に示した駆動回路１０と対比して、電源ＩＣ２３に接続される電圧切替部２５ａが相違している。即ち、図２では、電圧切替部２５を用いたのに対して、第２実施形態では、電圧切替部２５ａ（第２電圧切替回路）を用いている。また、電源ＩＣ２３に設けられる端子が相違している。それ以外の構成は、前述した第１実施形態と同様であるので、同一符号を付して構成説明を省略する。

図５に示すように、電源ＩＣ２３は、ＰＷＭ制御のデューティ比の上限値を設定するための上限設定端子（Ｓ）を備えている。そして、電源ＩＣ２３は、上限設定端子（Ｓ）より入力される電圧に応じて、ＦＥＴ（Ｑ１）をＰＷＭ制御する際の、デューティ比の上限値を設定する。具体的には、上限設定端子（Ｓ）より入力される電圧が高いほど、デューティ比の上限が高くなる。そして、第２実施形態では、放電動作信号が与えられた際に、上限設定端子（Ｓ）に供給する電圧を負荷駆動時に対して低下させることにより、デューティ比の上限値を抑制し、結果として二次側コイルＬ２、Ｌ３に出力する電圧を低下させる。以下、詳細に説明する。

電圧切替部２５ａは、４つの抵抗Ｒ４（第４の抵抗）、Ｒ５（第５の抵抗）、Ｒ６（第６の抵抗）、Ｒ７、及び、ＦＥＴ（Ｑ３）を備えている。抵抗Ｒ４、Ｒ５は直列接続され、その一端は電源ＩＣの端子（ＶREF）に接続され、他端はマイナス端子（Ｖｂ-）に接続されている。端子（ＶREF）は、予め設定した基準電圧を出力する。そして、抵抗Ｒ４とＲ５の接続点Ｐ２は、抵抗Ｒ６、ＦＥＴ（Ｑ３）を介してマイナス端子（Ｖｂ-）に接続されている。そして、放電動作信号は、抵抗Ｒ７を介してＦＥＴ（Ｑ３）のゲートに供給される。そして、モータ３を駆動している負荷駆動時には、放電動作信号は「Ｌ」とされてＦＥＴ（Ｑ３）がオフとされる。一方、平滑コンデンサＣ１を放電する際には放電動作信号は「Ｈ」とされて、ＦＥＴ（Ｑ３）はオンとされる。即ち、接続点Ｐ２の電圧Ｖｐ２は、負荷駆動時よりも平滑コンデンサＣ１の放電時の方が電圧が低下する。

なお、放電動作信号の「Ｌ」、「Ｈ」は、前述した第１実施形態と反対にしている。つまり、第１実施形態では、放電時において放電動作信号は「Ｌ」であったのに対し、第２実施形態では、放電時において放電動作信号は「Ｈ」である。

その結果、平滑コンデンサＣ１の放電時においては、デューティ比の最大値が低下し、ＦＥＴ（Ｑ１）をＰＷＭ制御する際のデューティ比が制限されるので、結果として、一次側コイルＬ１に供給する電圧が低下する。その結果、パワーモジュール１３Ｕ、１３Ｖ、１３Ｗを構成する各スイッチング素子Ｔｒ１〜Ｔｒ６のゲートに供給する電圧を負荷駆動時に対して相対的に低減させることができる。具体的には、図６に示すようにデューティ比の上限が例えば、０．５（５０％）から０．４（４０％）に切り替わると、ゲート電圧が１６Ｖから１２Ｖに低下する。

このようにして、第２実施形態に係る電力変換装置では、駆動回路１０ａに設けられる電圧切替部２５ａ（第２電圧切替回路）により、電源ＩＣ２３より出力するデューティ比の上限を設定するための、上限設定端子（Ｓ）に供給する電圧を変更する。具体的には、平滑コンデンサＣ１の放電時には、デューティ比の上限を低減させている。従って、平滑コンデンサＣ１の放電時には、各スイッチング素子Ｔｒ１〜Ｔｒ６のゲートに供給するゲート電圧を低減することができ、簡単な構成で各スイッチング素子Ｔｒ１〜Ｔｒ６の駆動電力を低減することが可能となる。

更に、図５に示すように、電圧切替部２５ａはＦＥＴ（Ｑ３）、及び抵抗Ｒ４、Ｒ５、Ｒ６、Ｒ７を備えており、放電動作信号が与えられた際には、ＦＥＴ（Ｑ３）をオンとすることにより、接続点Ｐ２の電圧Ｖｐ２を低下させている。そのため、多くの部品を必要とせず、また、高電力用の素子を使用しないので、装置の大規模化を抑制でき、且つ高コスト化を抑制することが可能となる。

［第３実施形態の説明］
次に、本発明の第３実施形態に係る電力変換装置について説明する。図７は、第３実施形態に係る電力変換装置に用いられる駆動回路１０ｂの構成を示す回路図である。第３実施形態に係る駆動回路１０ｂは、図５に示した第２実施形態に係る駆動回路１０ａと対比して、電源ＩＣ２３に接続される電圧切替部２５ｂが相違している。即ち、図５では、電圧切替部２５ａを用いたのに対して、第３実施形態では、電圧切替部２５ｂを用いている。それ以外の構成は、前述した第２実施形態と同様であるので、同一符号を付して構成説明を省略する。

図７に示すように、第３実施形態に係る電圧切替部２５ｂは、図５に示した電圧切替部２５ａと対比して、ＦＥＴ（Ｑ１）とマイナス電圧（Ｖｂ-）との間に配置された抵抗Ｒ８（シャント抵抗）と、抵抗Ｒ９とコンデンサＣ２の直列接続回路と、を備えている点で相違している。即ち、ＦＥＴ（Ｑ１；電子スイッチ）に流れる電流経路に、シャント抵抗としての抵抗Ｒ８が設けられている。抵抗Ｒ８は、電流検出部としての機能を備えている。抵抗Ｒ９の一端は、ＦＥＴ（Ｑ１）と抵抗Ｒ８との接続点Ｐ３に接続され、コンデンサＣ２の一端は、マイナス電圧（Ｖｂ-）に接続されている。また、抵抗Ｒ９とコンデンサＣ２の接続点は抵抗Ｒ７に接続されている。それ以外の構成は、図５とに示した電圧切替部２５ａと同一である。

次に、第３実施形態に係る電力変換装置の作用について説明する。図１に示したインバータ装置２によるモータ３への電力供給が停止し、平滑コンデンサＣ１の放電を開始する場合には、制御回路１１の制御により、各スイッチング素子Ｔｒ１〜Ｔｒ６のスイッチング周波数が上昇する。例えば、５［ＫＨｚ］から１５［ＫＨｚ］に上昇する。これに伴って、図７に示すフライバックトランス２４の二次側コイルＬ２、Ｌ３に生じる電圧を高くするため、ＦＥＴ（Ｑ１）のデューティ比が増大し、ひいては、抵抗Ｒ８に流れる電流が増大する。そして、接続点Ｐ３の電圧が上昇して所定電圧を超えた場合には、トランジスタ（Ｑ３）がオフからオンに切り替わる。その結果、電源ＩＣ２３によるＰＷＭ制御のデューティ比の上限が低下し、各スイッチング素子Ｔｒ１〜Ｔｒ６のゲートに供給する電圧を低減することができる。

図８は、抵抗Ｒ８に流れる電流とデューティ比の上限値との関係を示す特性図である。図８の特性図から理解されるように、通常動作時においては、抵抗Ｒ８に流れる電流は低い数値であるので、デューティ比の上限値は一定値（例えば、０．５）とされている。放電動作時には、各スイッチング素子Ｔｒ１〜Ｔｒ６のスイッチング周波数が上昇することにより、抵抗Ｒ８に流れる電流が増大する。そして、電流の増加に応じてデューティ比の上限値が一次関数的に低下する。従って、放電動作時においては、通常動作時に対して相対的にデューティ比の上限値が低下し（例えば、０．４）、各スイッチング素子Ｔｒ１〜Ｔｒ６のゲートに供給する電圧を低減することができる。

このようにして、第３実施形態に係る電力変換装置では、駆動回路１０ｂに設けられる電圧切替部２５ｂ（第３電圧切替回路）により、ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ１）に流れる電流を検出し、この電流の大きさに基づいて電源ＩＣ２３より出力するデューティ比の上限を設定するための、上限設定端子（Ｓ）に供給する電圧を変更する。具体的には、ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ１）に流れる電流が予め設定した閾値電流を上回った場合には、上限設定端子（Ｓ）に供給する電圧を低減させる。従って、平滑コンデンサＣ１の放電時には、各スイッチング素子Ｔｒ１〜Ｔｒ６の駆動周波数が増大し、これに伴ってＭＯＳＦＥＴ（Ｑ１）に流れる電流が増大し、閾値電流を上回るので、上限設定端子（Ｓ）に供給される電圧が低減する。その結果、各スイッチング素子Ｔｒ１〜Ｔｒ６のゲートに供給するゲート電圧を低減することができ、簡単な構成で各スイッチング素子Ｔｒ１〜Ｔｒ６の駆動電力を低減することが可能となる。また、外部より出力される放電動作信号を必要とせずに、自己完結的に各スイッチング素子Ｔｒ１〜Ｔｒ６のゲート電圧を低下させることが可能となり、制御性を向上させることができる。

更に、図７に示すように、電圧切替部２５ｂはＦＥＴ（Ｑ３）、及び抵抗Ｒ４〜Ｒ９、コンデンサＣ２を備えており、放電動作信号が与えられた際には、ＦＥＴ（Ｑ３）をオンとすることにより、接続点Ｐ２の電圧Ｖｐ２を低下させている。そのため、多くの部品を必要とせず、また、高電力用の素子を使用しないので、装置の大規模化を抑制でき、且つ高コスト化を抑制することが可能となる。

以上、本発明の電力変換装置、電力変換装置の制御方法を図示の実施形態に基づいて説明したが、本発明はこれに限定されるものではなく、各部の構成は、同様の機能を有する任意の構成のものに置き換えることができる。

１ 高電圧バッテリ
２ インバータ装置
３ モータ
４ レゾルバ
５Ｕ、５Ｖ、５Ｗ 電流センサ
７ リレー
１０、１０ａ、１０ｂ 駆動回路
１１ 制御回路
１２ 車両コントローラ
１３Ｕ Ｕ相パワーモジュール
１３Ｖ Ｖ相パワーモジュール
１３Ｗ Ｗ相パワーモジュール
２１ ゲート電源部
２２ 駆動部
２３ 電源ＩＣ
２４ フライバックトランス
２５、２５ａ、２５ｂ 電圧切替部
２６、２７ 駆動ＩＣ
２８、２９ プッシュプル回路
Ｃ１ 平滑コンデンサ
Ｄ１〜Ｄ６ ダイオード（整流素子）
Ｌ１ 一次側コイル
Ｌ２、Ｌ３ 二次側コイル
Ｌ４ 電圧検出用コイル

Claims (8)

1. 直流電源より出力される直流電力を交流電力に変換して負荷に供給する電力変換装置において、
   前記直流電力を平滑化する平滑コンデンサと、
   上側スイッチング素子と下側スイッチング素子との対からなるパワーモジュールを複数備えたスイッチング素子群と、
   前記スイッチング素子群に含まれる各スイッチング素子に並列に配置され、スイッチング素子の導通方向に対して反対方向が順方向となるように接続された整流素子と、
   前記スイッチング素子群に含まれる各スイッチング素子の制御入力に供給する駆動電圧を制御して、該スイッチング素子のオン、オフを切り替える駆動回路と、を備え、
   前記駆動回路は、前記平滑コンデンサの放電時には、各パワーモジュールの上側スイッチング素子、及び、下側スイッチング素子を交互にオンとし、更に、前記各スイッチング素子の駆動周波数を負荷駆動時の駆動周波数よりも高い周波数とし、且つ、前記各スイッチング素子の制御入力に供給する駆動電圧を負荷駆動時の駆動電圧よりも低く設定すること
   を特徴とする電力変換装置。
2. 前記駆動回路は、
   前記各スイッチング素子の制御入力に供給する駆動信号を出力するスイッチング素子駆動部と、
   電子スイッチと、
   前記電子スイッチをＰＷＭ制御して所望の電圧を生成し、生成した電圧を前記スイッチング素子駆動部に出力し、且つ、前記生成した電圧に応じた電圧をフィードバック電圧として取得し、該フィードバック電圧に基づいて前記ＰＷＭ制御のデューティ比を変更する電源回路と、
   前記平滑コンデンサを放電させるための放電動作信号が与えられた際には、前記フィードバック電圧を上昇させる第１電圧切替回路と、
   を備えたことを特徴とする請求項１に記載の電力変換装置。
3. 前記第１電圧切替回路は、前記生成した電圧を第１の抵抗と、第２の抵抗及び第３の抵抗の並列合成抵抗と、で分圧した電圧Ｖｐ１を前記フィードバック電圧とし、
   前記放電動作信号が与えられた際には、前記第３の抵抗を遮断することにより、前記電圧Ｖｐ１を上昇させること
   を特徴とする請求項２に記載の電力変換装置。
4. 前記駆動回路は、
   前記各スイッチング素子の制御入力に供給する駆動信号を出力するスイッチング素子駆動部と、
   電子スイッチと、
   前記電子スイッチをＰＷＭ制御して所望の電圧を生成し、生成した電圧を前記スイッチング素子駆動部に出力し、且つ、デューティ比の上限値を設定するための上限設定端子に供給される電圧に応じて、デューティ比の上限を設定する電源回路と、
   前記平滑コンデンサを放電させるための放電動作信号が与えられた際には、前記上限設定端子に供給する電圧を低下させる第２電圧切替回路と、
   を備えたことを特徴とする請求項１に記載の電力変換装置。
5. 前記第２電圧切替回路は、前記平滑コンデンサを放電しない場合には、予め設定された基準電圧を第４の抵抗と、第５の抵抗とで分圧した電圧Ｖｐ２を前記上限設定端子に供給し、
   前記放電動作信号が与えられた際には、前記第５の抵抗に第６の抵抗を並列に接続することにより、前記電圧Ｖｐ２を低下させること
   を特徴とする請求項４に記載の電力変換装置。
6. 前記駆動回路は、
   前記各スイッチング素子の制御入力に供給する駆動信号を出力するスイッチング素子駆動部と、
   電子スイッチと、
   前記電子スイッチをＰＷＭ制御して所望の電圧を生成し、生成した電圧を前記スイッチング素子駆動部に出力し、且つ、デューティ比の上限値を設定するための上限設定端子に供給される電圧に応じて、デューティ比の上限を設定する電源回路と、
   前記電子スイッチに流れる電流を検出する電流検出部と、
   前記電流検出部で検出された電流が予め設定した閾値電流を上回った際に、前記上限設定端子に供給する電圧を低下させる第３電圧切替回路と、
   を備えたことを特徴とする請求項１に記載の電力変換装置。
7. 前記電流検出部は、前記電子スイッチに流れる電流経路に設けられたシャント抵抗を備え、
   前記第３電圧切替回路は、前記平滑コンデンサを放電しない場合には、予め設定された基準電圧を第４の抵抗と、第５の抵抗とで分圧した電圧Ｖｐ２を前記上限設定端子に供給し、
   前記シャント抵抗に生じる電圧が所定電圧を超えた際には、前記第５の抵抗に第６の抵抗を並列に接続することにより、前記電圧Ｖｐ２を低下させること
   を特徴とする請求項６に記載の電力変換装置。
8. 直流電源より出力される直流電力を交流電力に変換して負荷に供給する電力変換装置の制御方法において、
   前記直流電力を平滑するための平滑コンデンサを放電するための放電動作信号が与えられた際に、交流電圧を生成するための複数のパワーモジュールの各上側スイッチング素子と、各下側スイッチング素子を交互にオン、オフさせる工程と、
   前記各スイッチング素子の駆動周波数を、負荷駆動時の駆動周波数よりも高い周波数に変更する工程と、
   前記平滑コンデンサに蓄積された電力を、前記各スイッチング素子に対して並列に接続された整流素子に流して消費させる工程と、
   を有し、更に、
   前記各スイッチング素子の駆動周波数を、前記負荷を駆動させる際の駆動周波数よりも高くした際には、前記各スイッチング素子の制御入力に供給する電圧を、負荷駆動時に前記制御入力に供給する電圧よりも低く設定する工程
   を備えたことを特徴とする電力変換装置の制御方法。

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