WO2020110225A1 - 電力変換装置 - Google Patents

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俊行 山口
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東芝三菱電機産業システム株式会社
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Definitions

  • the embodiment of the present invention relates to a power conversion device.
  • a power conversion device that includes one or a plurality of switching elements and that converts power between DC power and AC power is known. Some of such power converters stop the power conversion when the control system circuit of the power converter loses power. At that time, it may be desirable that the switching element for power conversion be stably controlled.
  • the problem to be solved by the present invention is to more stably control a switching element related to power conversion when the power conversion apparatus stops power conversion due to power loss of a control system circuit of the power conversion apparatus. It is to provide a power conversion device capable of
  • the power conversion device of the embodiment has a power conversion unit, a first capacitor, a gate circuit, a bypass circuit, and a discharge circuit.
  • the power conversion unit includes a plurality of switching elements each having a gate and generates AC power from DC power supplied to a DC input terminal.
  • the first capacitor is provided on the DC input side of the power conversion unit.
  • the gate circuit smoothes a drive circuit that outputs a gate drive signal that is supplied to a gate of one or a plurality of switching elements among the plurality of switching elements and a power supply voltage of electric power that is supplied to the drive circuit.
  • a second capacitor The bypass circuit charges the second capacitor with a part of the electric power stored in the first capacitor when the power supply of the control system circuit is lost, and the gate drive signal is negatively charged by the electric power stored in the second capacitor. Make sure that the bias can be maintained.
  • the block diagram which shows the power converter device of embodiment The block diagram which shows the gate circuit of embodiment.
  • the “gate drive signal” is a signal supplied to the gate as a signal for driving the gate of the switching element included in the power conversion device.
  • the “gate driving power” is power that enables the “gate circuit” provided in the preceding stage of the switching element to supply the “gate driving signal” to the gate of the switching element at a desired voltage.
  • the above-mentioned desired voltage includes not only the voltage that forms the pulse but also the DC voltage in which the delivery of the pulse is stopped.
  • the “gate deblocking” is a control state in which a gate drive signal for turning on a switching element included in the power converter is continuously or pulsed to operate the power converter. Is.
  • the “gate block” is a control state in which a gate drive signal for turning on a switching element included in the power conversion device is not continuously supplied to the gate of the switching element. Therefore, in the gate block, the switching element continues to be in the off state.
  • the “power line” in this embodiment is a connecting conductor such as a cable or a bus bar.
  • being electrically connected is sometimes simply referred to as being “connected”.
  • the term “based on XX” as used herein means “based on at least XX” and includes the case based on another element in addition to XX. Furthermore, “based on XX” is not limited to the case of directly using XX, but also includes the case of being based on the operation or processing performed on XX. “XX” is an arbitrary element (for example, arbitrary information).
  • the power conversion device 1 shown in FIG. 1 includes, for example, a step-up chopper unit 10 (DC power supply unit), a power conversion unit 20, a control power supply unit 40, a power distribution unit 50 (power relay circuit), and a bypass circuit 60.
  • An undervoltage detection unit 70, a discharge circuit 80, and a control unit 90 (control device) are provided.
  • a DC power supply device DC that supplies DC power is connected to the DC input terminal (input side) of the boost chopper unit 10.
  • a bus bar (main circuit DC link) and a DC input terminal (DC input side) of the power conversion unit 20 are connected to the DC output terminal (output side) of the boost chopper unit 10 via the bus bar.
  • a load LD is connected to the AC output terminal (AC output side) of the power conversion unit 20.
  • the range from the boost chopper unit 10 to the power conversion unit 20 is called a main circuit.
  • the control power supply unit 40, the power distribution unit 50, the undervoltage detection unit 70, and the control unit 90 are referred to as a control system circuit.
  • the boost chopper unit 10 includes, for example, an inductor 11, a diode 12, and a switching element 13.
  • the boost chopper unit 10 boosts and outputs the input voltage applied to the DC input terminal of the boost chopper unit 10.
  • the boost chopper unit 10 may further include a capacitor 14 (first capacitor) and a discharge resistor 15.
  • the capacitor 14 and the discharge resistor 15 may be provided outside the boost chopper unit 10.
  • the capacitor 14 may be provided between the boost chopper unit 10 and the power conversion unit 20.
  • the capacitor 14 and the discharge resistor 15 are connected to the positive electrode terminal and the negative electrode terminal of the DC output terminal of the boost chopper unit 10, respectively.
  • the capacitor 14 and the discharge resistor 15 are connected in parallel with each other.
  • the position where the capacitor 14 and the discharge resistor 15 are provided is the DC input side of the power conversion unit 20.
  • the capacitor 14 is a smoothing capacitor.
  • the discharge resistor 15 discharges the electric charge accumulated in the capacitor 14.
  • the time constant ⁇ 1 when discharging through the discharge resistor 15 is defined based on the impedance of the discharge resistor 15 and the capacity of the capacitor 14.
  • the above time constant ⁇ 1 is generally set to be relatively long.
  • the main circuit DC link connected to the DC output terminal of the step-up chopper unit 10 is a set of a positive bus 93 and a negative bus 94 that connects the DC output terminal of the step-up chopper unit 10 and the DC input terminal of the power conversion unit 20.
  • the rated voltage of the main circuit DC link is 400 volts DC.
  • the voltage of the main circuit DC link is represented by VM.
  • the DC input terminal of the power conversion unit 20 is connected to the main circuit DC link.
  • the power conversion unit 20 generates AC power from DC power supplied to the DC input terminal of the power conversion unit 20.
  • the power conversion unit 20 supplies the generated AC power to the load LD.
  • the power conversion unit 20 includes a plurality of switching elements 21 and a gate circuit 30.
  • the power conversion unit 20 includes two pairs of legs in which two switching elements 2 are cascade-connected.
  • Such a power conversion unit 20 is called a single-phase inverter.
  • the configuration of the power conversion unit 20 shown in the figure shows an example thereof and is not limited to this, and may have another form.
  • the power conversion unit 20 may be a three-phase type, although the number of switching elements is different from that described above.
  • Each switching element 21 is a power semiconductor such as an IGBT (Insulated Gate Bipolar Transistor) or a MOSFET (Metal-Oxide-Semiconductor Field-Effect Transistor).
  • the switching element 21 includes a SiC-MOSFET using SiC (silicon carbide).
  • the gate circuit 30 described below can stabilize the OFF state of the switching element 21 by applying a negative bias to the gate 21g that is the control terminal of the switching element 21.
  • the IGBT will be described as an example.
  • the gate circuit 30 is provided corresponding to the switching element 21 of the power conversion unit 20.
  • the gate circuit 30 receives the gate pulse supplied from the control unit 90 described later, and supplies the gate drive signal of the switching element 21 to the switching element 21.
  • the gate circuit 30 may be formed separately from the power conversion unit 20.
  • the gate circuit 30 may supply the gate drive signal of each switching element 21 to the plurality of switching elements 21.
  • each gate circuit 30 becomes equal to the potential of the terminal on the emitter side of the corresponding switching element 21.
  • the gate circuit 30 matches the logic value of the gate drive signal with the logic value of the gate pulse supplied from the control unit 90.
  • the gate circuit 30 supplies an H (high) level gate drive signal to the switching element 21 when the switching element 21 is turned on, and an L (low) level gate drive signal when the switching element 21 is turned off.
  • the drive signal is supplied to the switching element 21.
  • the gate drive signal of the embodiment is a bipolar signal.
  • the gate circuit 30 biases the gate 21g of the switching element 21 to a negative voltage by supplying an L level gate drive signal to the switching element 21. This improves the noise resistance of the power conversion unit 20.
  • the gate circuit 30 generates positive and negative power supplies for generating the above bipolar gate drive signal inside the gate circuit 30. A specific example of the gate circuit 30 will be described later.
  • the signal lines from the control unit 90 to the gate circuit 30 are omitted.
  • the control power supply unit 40 supplies gate drive power to each gate circuit 30 via a power distribution unit 50 described later.
  • the control power supply unit 40 converts, for example, electric power from a control external power supply (not shown) and supplies the electric power to the output side of the control power supply unit 40. For example, assume that the rated voltage of the power generated by the control power supply unit 40 is 100 volts DC.
  • the power distribution unit 50 includes, for example, a first DC input terminal pair 510 connected to the control power supply unit 40 and a second DC input terminal pair 520 connected to the bypass circuit 60.
  • the first DC input terminal pair 510 includes a first positive electrode terminal 511 and a first negative electrode terminal 512.
  • the positive electrode terminal on the output side of the control power supply unit 40 is connected to the first positive electrode terminal 511.
  • the negative electrode terminal on the output side of the control power supply unit 40 is connected to the first negative electrode terminal 512.
  • the power distribution unit 50 receives power from the control power supply unit 40, for example.
  • the power distribution unit 50 relays the power via the insulating circuit and distributes a part of the power supplied from the control power supply unit 40 to each gate circuit 30.
  • the power distribution unit 50 supplies the above-described distributed power to the distribution destination gate circuit 30 as the gate driving power of the gate circuit 30.
  • the power distribution unit 50 is an example of the power relay circuit.
  • the second DC input terminal pair 520 includes a second positive electrode terminal 521 (a positive electrode of the input terminal) and a second negative electrode terminal 522 (a negative electrode of the input terminal).
  • the second positive electrode terminal 521 is connected to a positive electrode bus 97A of the bypass circuit 60 described later.
  • the negative electrode bus bar 98A of the bypass circuit 60 is connected to the second negative electrode terminal 522.
  • the power distribution unit 50 may be supplied with power from the main circuit side via the bypass circuit 60 connected to the second DC input terminal pair 520.
  • the power distribution unit 50 distributes a part of the power supplied via the bypass circuit 60, as in the case of the control power supply unit 40 described above.
  • the power distribution unit 50 includes the diode 51, the switching element 52, the capacitor 53, the insulating high frequency transformer 54, the diode 55, the resistor 56, the constant voltage diode 57, and the oscillator 58 (fourth detection). Part), a positive electrode bus bar 95, and a negative electrode bus bar 96.
  • the insulating high frequency transformer 54 is an example of an insulating circuit.
  • the first positive electrode terminal 511 is connected to the anode of the diode 51.
  • the cathode of the diode 51 is connected to the first terminal of the primary winding of the insulating high frequency transformer 54 via the positive bus 95.
  • the second positive electrode terminal 521 is connected to the anode of the diode 55.
  • the second positive electrode terminal 521 is an example of a “connection point”.
  • the cathode of the diode 55 is connected to the first terminal of the primary winding of the insulating high-frequency transformer 54 via the positive bus 95.
  • the second positive electrode terminal 521 is connected to the cathode of the constant voltage diode 57 and each first terminal of the resistor 56.
  • the anode of the constant voltage diode 57 and each second terminal of the resistor 56 are connected to the second negative electrode terminal 522 via the negative electrode bus 96.
  • the Zener voltage of the constant voltage diode 57 is specified to be slightly higher than the rated voltage on the output side of the control power supply unit 40.
  • the Zener voltage may be specified to be higher than the rated voltage on the output side of the control power supply unit 40 by a forward voltage drop of the diode 55, for example.
  • the constant voltage diode 57 limits the voltage of the second positive electrode terminal 521 to the Zener voltage of the constant voltage diode 57 or less. Details of the operation of the resistor 56 and the constant voltage diode 57 will be described later.
  • the constant voltage diode 57 is not a single constant voltage diode, but a combination of a plurality of constant voltage diodes, or a combination of a relatively small capacity constant voltage diode and a relatively large capacity transistor causes the voltage between the terminals to change. You may comprise by the constant voltage circuit which limits an upper limit.
  • the switching element 52 may be, for example, an npn-type transistor for high frequency switching.
  • the first negative terminal 512 and the second negative terminal 522 are connected to the emitter of the switching element 52 via the negative bus 96, and the collector of the switching element 52 is connected to the second terminal of the primary winding of the insulating high-frequency transformer 54.
  • the base of the switching element 52 is supplied with a base drive signal including a periodic pulse from the oscillator 58.
  • the switching element 52 adjusts the current flowing through the primary side of the insulating high-frequency transformer 54 by switching according to the pulse of the base drive signal.
  • the oscillator 58 generates a base drive signal including periodic pulses based on the line voltage of the secondary winding of the insulating high frequency transformer 54. For example, the oscillator 58 adjusts the DUTY of the pulse of the base drive signal of the switching element 52 so that the detected line voltage becomes a desired voltage. The oscillator 58 switches the switching element 52 with the DUTY.
  • the oscillator 58 may be connected to the positive bus 95 and the negative bus 96 and use the capacitor 53 as a power source.
  • the capacitor 53 is connected to the positive bus 95 and the negative bus 96.
  • the capacitor 53 smoothes the voltage applied to the positive bus 95 and the negative bus 96.
  • the insulating high frequency transformer 54 includes, for example, one primary winding and a plurality of secondary windings with center taps. All the above-mentioned one primary winding and the plurality of secondary windings are insulated from each other and magnetically coupled to each other.
  • the primary side of the insulating high-frequency transformer 54 is connected to the capacitor 14 via the bypass circuit 60.
  • the insulating high frequency transformer 54 shown in the figure is an example of one provided with four secondary windings. Each secondary winding of the insulating high-frequency transformer 54 is connected to the power supply terminal of the gate circuit 30 paired with the secondary winding.
  • the combination of the diode 51, the switching element 52, the capacitor 53, the insulating high-frequency transformer 54, and the power supply circuit 34 (FIG. 2) of the gate circuit 30 described later is an example of the first DCDC converter.
  • the first DCDC converter described above is applied when the power distribution unit 50 receives power from the control power supply unit 40.
  • the combination of the diode 55, the switching element 52, the capacitor 53, the insulating high frequency transformer 54, and the power supply circuit 34 is an example of the second DCDC converter.
  • the second DCDC converter described above is applied when the power distribution unit 50 receives power supply via the bypass circuit 60 described later.
  • the bypass circuit 60 includes, for example, a first relay 61 (first switch), a second relay 62 (second switch), a resistor 63 (current limiting resistance), a positive bus 97, 97A, and a negative bus 98. , 98A.
  • the first relay 61 is of a bipolar type and includes, for example, a positive electrode contact 611 and a negative electrode contact 612.
  • the second relay 62 is of a bipolar type and includes, for example, a contact 621 for the positive electrode and a contact 622 for the negative electrode.
  • the first relay 61 and the second relay 62 link the main circuit DC link and the second DC input terminal pair 520 with each other in accordance with the detection result by the undervoltage detection unit 70 described later, or connect with the main circuit DC link. It is alternatively selected whether to insulate the second DC input terminal pair 520.
  • the contact on the negative electrode side can be omitted.
  • the resistor 63, the contact 611 of the first relay 61, and the contact 621 of the second relay 62 are connected between the positive electrode bus 97 and the positive electrode bus 97A so as to connect between the positive electrode terminal of the capacitor 14 and the power distribution unit 50. It is provided in.
  • the contact 612 of the first relay 61 and the contact 622 of the second relay 62 are provided between the negative electrode bus 98 and the negative electrode bus 98A so as to connect the negative electrode terminal of the capacitor 14 and the power distribution unit 50.
  • the first terminal of the contact 611 of the first relay 61 is connected in series to a resistor 63, which will be described later, and further connected to the positive electrode busbar 93 of the main circuit DC link via the positive electrode busbar 97.
  • the second terminal of the contact 611 is connected to the positive electrode bus 97A, further connected to the anode of the diode 55 via the second positive terminal 521, and connected to the positive bus 95 via the diode 55.
  • the first terminal of the contact 612 of the first relay 61 is connected to the negative bus 94 of the main circuit DC link via the negative bus 98.
  • the second terminal of the contact 612 is connected to the second negative electrode terminal 522 via the negative electrode bus 98A, and further connected to the negative electrode bus 96.
  • the first relay 61 becomes conductive by a signal from a voltage detector 71 described later.
  • the contact 621 of the second relay 62 is connected in parallel with the contact 611 of the first relay 61.
  • the contact 622 of the second relay 62 is connected in parallel with the contact 612 of the first relay 61.
  • the second relay 62 becomes conductive by a signal from a voltage detector 72 described later.
  • the positive electrode of the capacitor 14 is connected to the first terminal of the contact 611 of the first relay 61 and the second relay 62 via the positive electrode busbar 93 and the resistor 63 connected to the positive electrode busbar 93. It is connected to the first terminal of the contact 621. Further, the second terminal of the contact 611 of the first relay 61 and the second terminal of the contact 621 of the second relay 62 are connected to the second positive electrode terminal 521, respectively.
  • the resistor 63 and the resistor 56 are connected in series, and both ends thereof are connected to the positive bus 93 and the negative bus 94 of the main circuit DC link. It The resistor 63 is a current limiting resistor.
  • the above-mentioned bypass circuit 60 closes the contacts of the first relay 61 and the second relay 62 according to the signal output from the undervoltage detection unit 70. By closing one of the contacts of the first relay 61 and the second relay 62, a part of the electric power stored in the capacitor 14 is supplied to the capacitors 342 and 343 described later.
  • the bypass circuit 60 causes the capacitors 342 and 343 to be charged with a part of the electric power stored in the capacitor 14 when the power supply of the control system circuit is lost.
  • the bypass circuit 60 stores the electric power in the capacitors 342 and 343 to bring the gate drive signal into a state in which it can be maintained in a negative bias.
  • the undervoltage detection unit 70 detects when the power supply of the control system circuit is lost.
  • the undervoltage detection unit 70 includes a voltage detector 71 (first detection unit) and a voltage detector 72 (second detection unit).
  • the voltage detector 71 is electrically connected in parallel between the input terminals of the control power supply unit 40, detects the input voltage of the control power supply unit 40 (voltage on the input side), and the input voltage of the control power supply unit 40 is the first voltage. Detects that the threshold is not reached.
  • the voltage detector 71 detects that the input voltage of the control power supply unit 40 is less than the first threshold value, and thus the amount of power supplied from the control power supply unit 40 to the gate circuit 30 at least during the gate deblocking is satisfied. Detect that it may not exist.
  • the voltage detector 71 makes the first relay 61 of the bypass circuit 60 conductive.
  • the state where the input voltage of the control power supply unit 40 is less than the first threshold value is an example of the detection result of the power loss of the control system circuit.
  • the input side of the voltage detector 72 is electrically connected in parallel with the positive terminal and the negative terminal of the output side of the control power supply unit 40.
  • the voltage detector 72 detects the output voltage (voltage on the output side) of the control power supply unit 40, and detects that the output voltage of the control power supply unit 40 is less than the second threshold value. For example, the voltage detector 72 detects that the output voltage of the control power supply unit 40 does not reach the second threshold value, so that the amount of power supplied from the control power supply unit 40 to the gate circuit 30 at least during the gate deblocking is satisfied. Detect that it may not exist. In the above case, the voltage detector 72 brings the second relay 62 of the bypass circuit 60 into the conductive state. The state in which the output voltage of the control power supply unit 40 does not reach the second threshold value is an example of the detection result of the power loss of the control system circuit.
  • the undervoltage detection unit 70 confirms that the amount of power supplied from the control power supply unit 40 to at least the gate circuit 30 is not sufficient based on either the input voltage or the output voltage of the control power supply unit 40. To detect. As a result, the undervoltage detection unit 70 detects a state in which the gate driving power is insufficient.
  • the bypass circuit 60 makes the contact of the first relay 61 or the second relay 62 of the bypass circuit 60 conductive based on the detection result of the undervoltage detection unit 70, and makes the bypass circuit 60 conductive.
  • the discharge circuit 80 includes, for example, a voltage detector 81 (third detection unit), a current limiting resistor 82 (discharge resistance), and a discharging semiconductor switch 83 (third switch).
  • the voltage detector 81 is connected between both electrodes of the main circuit DC link, receives electric power for operation from the main circuit DC link, and detects a potential difference (voltage VM) between the positive bus 93 and the negative bus 94 of the main DC link. To detect. The potential difference between the positive electrode bus 93 and the negative electrode bus 94 becomes the input voltage (voltage applied to the DC input terminal) of the power conversion unit 20.
  • the undervoltage detection unit 70 detects the power shortage state of the gate driving power and the voltage VM of the main circuit DC link falls below the predetermined third threshold value, the voltage detector 81 discharges the latter stage.
  • a trigger signal is output to the semiconductor switch 83 for use.
  • the trigger signal is a signal that causes the discharging semiconductor switch 83 to start discharging, and is an example of a discharging start signal.
  • the voltage detector 81 discharges the electric power stored in the capacitor 14 while the gate drive signal is maintained in the negative bias by the electric power stored in the capacitors 342 and 343. For example, at the timing at which the voltage detector 81 outputs the trigger signal of the discharge start signal to the discharging semiconductor switch 83, the gate drive signal is not maintained at a negative bias because the electric power stored in the capacitors 342 and 343 is insufficient. Before reaching the state.
  • the current limiting resistor 82 discharges the electric power stored in the capacitor 14.
  • the discharge current at the time of the discharge is limited by the impedance of the current limiting resistor 82 and the like.
  • the discharging semiconductor switch 83 is, for example, a thyristor which is in a non-conducting state in a normal state and which conducts when receiving a trigger signal.
  • the discharging semiconductor switch 83 receives the trigger signal from the voltage detector 81, becomes conductive, and connects the current limiting resistor 82 to the capacitor 14 in parallel. As a result, the discharging semiconductor switch 83 starts discharging the capacitor 14 via the current limiting resistor 82.
  • the electric power stored in the capacitor 14 is obtained by combining the discharge by supplying a part of the DC power stored in the capacitor 14 to the gate circuit 30 via the bypass circuit 60 and the discharge by the discharge circuit 80. Reduce the discharge time.
  • the discharge circuit 80 is not included in the power distribution destination of the power distribution unit 50. Each part of the discharge circuit 80 is configured to function by using the power of the main circuit DC link.
  • the discharge circuit 80 as described above can discharge the power stored in the capacitor 14 without being supplied with power from the control system power supply when the voltage VM of the main circuit DC link drops to a predetermined voltage, for example. it can.
  • FIG. 2 is a configuration diagram showing the gate circuit 30 of the embodiment.
  • the gate circuit 30 includes, for example, a signal insulation circuit 31, a drive circuit 32, and a power supply circuit 34.
  • the gate pulse is supplied to the gate circuit 30 from the control unit 90 described later.
  • the gate pulse may be modulated by PWM (Pulse Width Modulation) control, for example.
  • PWM Pulse Width Modulation
  • the gate circuit 30 generates a gate drive signal based on the gate pulse through the following steps and supplies the gate drive signal to the gate 21g of the switching element 21.
  • the signal insulation circuit 31 includes, for example, a photo coupler (not shown) and electrically insulates the input terminal side and the output terminal side.
  • the input terminal of the signal insulation circuit 31 is connected to the output terminal of the control unit 90.
  • the signal insulation circuit 31 generates an insulation gate signal corresponding to the gate pulse supplied from the control unit 90, and supplies the insulation gate signal to the drive circuit 32 connected to the subsequent stage of the signal insulation circuit 31.
  • the insulated gate signal is, for example, a signal having the same logical value as the gate pulse.
  • the drive circuit 32 is supplied with a positive voltage VP and a negative voltage VN from a power supply circuit 34 described later.
  • the drive circuit 32 generates a gate drive signal for driving the gate 21g of the switching element 21 as a signal within a voltage range from the negative voltage VN to the positive voltage VP.
  • the drive circuit 32 includes, for example, a voltage amplification circuit 321 and a current amplification circuit 322.
  • the voltage amplification circuit 321 amplifies the voltage of the insulated gate signal supplied from the signal insulation circuit 31.
  • the current amplification circuit 322 amplifies the current of the insulated gate signal whose voltage has been amplified by the voltage amplification circuit 321, generates a gate drive signal based on the insulated gate signal, and outputs the gate drive signal.
  • the current amplifier circuit 322 is configured by, for example, a push-pull type circuit including complementary transistors.
  • the gate circuit 30 outputs a positive polarity gate drive signal when the gate pulse is at a high level. Further, when the gate pulse including in the gate block is at the low level, the gate circuit 30 puts the gate drive signal in the negative bias state, and the switching element 21 can be surely turned off.
  • the power supply circuit 34 generates at least electric power to be supplied to the drive circuit 32 based on the electric power distributed from the power distribution unit 50.
  • the power supply circuit 34 generates, for example, a positive voltage VP and a negative voltage VN with respect to the reference potential.
  • the power supply circuit 34 includes, for example, a rectifying unit 341 (rectifying circuit) and capacitors 342 and 343 (second capacitor).
  • the rectification unit 341 is a half-wave rectification circuit including four diodes.
  • the rectifying unit 341 is connected to one secondary winding of the insulating high frequency transformer 54.
  • the rectifying unit 341 includes, for example, diodes 3411, 3412, 3413, 3414.
  • the rectification unit 341 forms a half-wave rectification circuit and rectifies the current induced in the secondary winding of the insulating high-frequency transformer 54 by the switching of the switching element 52.
  • the rectification unit 341 generates a positive voltage VP by half-wave rectification using the diodes 3411 and 3412, and generates a negative voltage VN by half-wave rectification using the other two diodes 3413 and 3414.
  • the capacitor 342 absorbs the fluctuation of the voltage generated by the rectification of the rectification unit 341, and smoothes the positive voltage VP of the secondary voltage of the insulating high frequency transformer 54.
  • the capacitor 343 absorbs the fluctuation of the voltage generated by the rectification of the rectifying unit 341, and smoothes the negative voltage VN of the secondary side voltage of the insulating high-frequency transformer 54.
  • Such capacitors 342 and 343 smooth the positive voltage VP and the negative voltage VN, which are the power supply voltage of the power supplied to the drive circuit 32, and store the power.
  • the capacities of the capacitors 342 and 343 are defined as capacities exceeding the capacities that make it possible to supply a desired voltage during a period from when the supply of electric power from the rectifying unit 341 is stopped until a desired period elapses.
  • the period in which the capacitors 342 and 343 supply the desired voltage is defined to be longer than the discharge time constant ⁇ 2 of the discharge circuit 80 described later. The details of this will be described later.
  • the power supply circuit 34 acts as the DCDC converter 100 in combination with the power distribution unit 50.
  • the DCDC converter 100 supplies the positive voltage VP and the negative voltage VN based on the gate driving power supplied to the power distribution unit 50.
  • the power distribution unit 50 adjusts the current of the primary winding of the insulating high-frequency transformer 54 based on the voltage of the secondary winding of the insulating high-frequency transformer 54 detected by a detector (not shown). Even if the voltage on the primary winding side of the insulating high-frequency transformer 54 fluctuates, if the magnitude of the fluctuation is within a permissible fluctuation range, the power supply circuit 34 is adjusted as described above. As a result, the positive voltage VP and the negative voltage VN having desired voltages can be supplied.
  • the gate drive signal supplied from the gate circuit 30 to the power conversion unit 20 has a voltage within a range from the negative voltage VN having a negative potential with respect to the reference voltage to the positive voltage VP having a positive potential.
  • the reference potential of the gate circuit 30 is set for each gate circuit 30.
  • the reference potential of the gate circuit 30 is the potential of the emitter 21e of the switching element 21 of the power conversion unit 20 corresponding to the gate circuit 30.
  • FIG. 3 is a diagram for explaining the stability of the output voltage with respect to the input voltage fluctuation of the DCDC converter 100 of the embodiment.
  • the input voltage of the DCDC converter 100 is a voltage supplied to the input side of the power distribution unit 50.
  • the output voltage of the DCDC converter 100 is a voltage supplied to the drive circuit 32 of the gate circuit 30.
  • the graph shown in FIG. 3 shows the relationship between the input and the output with the input voltage of the DCDC converter 100 on the horizontal axis and the output voltage of the DCDC converter 100 on the vertical axis when the switching element 21 is supplied with the gate pulse. Is shown.
  • the input voltage shown in the figure is standardized, and the rated input voltage is indicated by 1PU.
  • the output voltage does not change greatly from 1 PU to about 0.5 PU, and the predetermined voltage (positive voltage VP and negative voltage VN) is output.
  • the predetermined voltage positive voltage VP and negative voltage VN
  • the characteristics may differ from those shown in this figure.
  • the resistance value and various determination values may be defined based on the characteristics required for the DCDC converter 100.
  • FIG. 4 is a timing chart for explaining the operation of the power conversion device 1 of the embodiment.
  • FIG. 4A shows a graph of the voltage (VDC) supplied from the DC power supply device DC to the boost chopper unit 10.
  • FIG. 4B shows a graph of the input voltage (VC_1) of the control power supply unit 40.
  • FIG. 4C shows a graph of the output voltage (VC_2) of the control power supply unit 40.
  • the detection result (DET_1) of the voltage detector 71 is shown in (d) of FIG.
  • the case where the predetermined first threshold is not reached is indicated by H level.
  • the detection result (DET_2) of the voltage detector 72 is shown in (e) of FIG.
  • the case where the predetermined second threshold value is not reached is indicated by H level.
  • FIG. 4 shows a gate drive signal (GDS_13) supplied to the boost chopper unit 10.
  • 4(g) shows the gate drive signal (GDS_21) supplied to the power conversion unit 20.
  • (h) shows the voltage VM of the main circuit DC link in a graph.
  • the state (I_60) of the bypass circuit 60 is binarized into a conducting state and an insulating state. The ON state of the contact corresponds to the case where the detection result of either the voltage detector 71 or the voltage detector 72 is at the H level.
  • FIG. 4 shows a gate drive signal (GDS_13) supplied to the boost chopper unit 10.
  • 4(g) shows the gate drive signal (GDS_21) supplied to the power conversion unit 20.
  • (h) shows the voltage VM of the main circuit DC link in a graph.
  • the state (I_60) of the bypass circuit 60 is binarized into a conducting state and an insulating state. The ON state of the contact corresponds to the case where the detection result of either the voltage
  • DC power is supplied to the main circuit of the power conversion device 1 from the DC power supply device DC. As shown in (a) of FIG. 4, the voltage supplied from the DC power supply device DC does not change significantly within the period shown in the figure.
  • DC power is supplied to the control power supply unit 40 at a desired rated input voltage.
  • the control power supply unit 40 outputs the rated output voltage.
  • a first threshold value lower than the rated input voltage of the control power supply unit 40 and a second threshold value lower than the rated output voltage of the control power supply unit 40 are defined.
  • the voltage detector 71 detects that the input voltage of the control power supply unit 40 is higher than the first threshold, and as shown in (d) of FIG. 4, the contacts 611 and 612 of the first relay 61 are turned off (OFF). )I have to.
  • the voltage detector 72 detects that the output voltage of the control power supply unit 40 is higher than the second threshold value, and as shown in (e) of FIG. 4, the contacts 621 and 622 of the second relay 62 are turned off (OFF). )I have to.
  • the booster chopper unit 10 is periodically supplied with a pulsed gate drive signal from the control unit 90.
  • the step-up chopper unit 10 is converting power.
  • a pulsed gate drive signal is periodically supplied from the gate circuit 30 to the power conversion unit 20.
  • the power conversion unit 20 is converting power.
  • the voltage VM of the main circuit DC link is a rated value.
  • the rated value of the voltage VM of the main circuit DC link is assumed to be, for example, 400 volts.
  • the bypass circuit is in the insulated state.
  • the input voltage VC_3 of the power distribution unit 50 has a rated value corresponding to the rated output voltage of the control power supply unit 40.
  • the switching element 52 is periodically supplied with a pulsed base drive signal from the oscillator 58.
  • the voltage VM of the main circuit DC link is equal to or higher than the third threshold value. As indicated by (m) in FIG. 4, there is no current flowing through the discharge circuit 80. As shown in (n) of FIG. 4, the voltage of the gate circuit 30 is a desired voltage.
  • the voltage detector 71 detects that the input voltage of the control power supply unit 40 is lower than the first threshold value.
  • the voltage detector 71 turns on (ON) the contacts 611 and 612 of the first relay 61 as shown in (d) of FIG. 4 (time t11).
  • the main circuit side and the gate circuit power supply circuit side are electrically connected through the bypass circuit 60. Power supply from the capacitor 14 to the input side of the power distribution unit 50 starts via the bypass circuit 60.
  • the output voltage of the control power supply unit 40 is reduced because the power is generally stored in the capacitor (not shown) provided in the control power supply unit 40. It will not drop immediately. Further, even if the control power supply unit 40 loses the input voltage, the input voltage of the power distribution unit 50 does not immediately drop due to the power stored in the capacitor 53.
  • the response delay is regarded as 0 in the figure.
  • a capacitor that compensates for the influence of the response delay of the first relay 61 or the like may be provided in the capacitors after the power distribution unit 50.
  • control unit 90 acquires the detection result of the voltage detector 71 and identifies that the input voltage of the control power supply unit 40 is lower than the first threshold value based on the detection result of the voltage detector 71. .. In response to this, the control unit 90 performs gate blocking on the boost chopper unit 10 and the power conversion unit 20, as shown in (f) and (g) of FIG. The supply of the signal including the gate pulse of the switching element 21 is stopped. With the above gate block, the boost chopper unit 10 and the power conversion unit 20 stop power conversion.
  • the output voltage of the control power supply unit 40 After the input voltage of the control power supply unit 40 drops from the rated voltage, the output voltage of the control power supply unit 40 also drops, as shown in (c) of FIG. For example, the output voltage of the control power supply unit 40 starts decreasing at time t12, and it is detected that the output voltage has decreased from the rated voltage at time t13 ((c) in FIG. 4). As a result, the gate drive power is no longer supplied from the control power supply unit 40 to the power distribution unit 50 (time t12). At this point, the power is already supplied from the capacitor 14 to the power distribution unit 50 through the first relay 61 of the bypass circuit 60.
  • the voltage detector 72 detects that the output voltage of the control power supply unit 40 is lower than the second threshold value, and turns on the contacts 621 and 622 of the second relay 62. It is turned on (time t13).
  • the main circuit side and the gate circuit power supply circuit side have already been electrically connected through the first relay 61 of the bypass circuit 60, the second relay 62 also passes through the second relay 62 similarly to the first relay 61. The main circuit side and the gate circuit power supply circuit side are electrically connected.
  • the voltage VM of the main circuit DC link at the above-mentioned stage is almost at the rated voltage of the main circuit DC link, and is in a situation sufficiently higher than the rated voltage on the output side of the control power supply unit 40 or the actual output voltage. is there. Therefore, since the first relay 61 and the second relay 62 are brought into conduction, current flows from the capacitor 14 to the power distribution unit 50 through the resistor 63 of the bypass circuit 60. As a result, a part of the electric power is supplied from the capacitor 14 to the electric power distribution unit 50 through the bypass circuit 60.
  • the power distribution unit 50 supplies the power supplied from the capacitor 14 to the power distribution unit 50 to the gate circuit 30 from the power distribution unit 50 to charge the capacitor of the gate circuit 30. As a result, the power distribution unit 50 enables the power supplied from the capacitor 14 to be used as the gate driving power.
  • the voltage of the second positive terminal 521 is limited to the rated value by the constant voltage diode 57.
  • the input voltage VC_3 of the power distribution unit 50 is maintained at the rated value after the time t10 even as shown in (j) of FIG. To be done.
  • the constant voltage diode 57 becomes conductive when reverse biased with a voltage equal to or higher than the Zener voltage. Therefore, the voltage of the second positive terminal 521 based on the potential of the negative bus 96 becomes the Zener voltage of the constant voltage diode 57 due to the action of the constant voltage diode 57. This state continues until the voltage VM of the main circuit DC link drops after time t13 and the voltage across the terminals of the resistor 56 drops below the Zener voltage of the constant voltage diode 57.
  • the voltage across the terminals of the resistor 56 drops below the Zener voltage of the constant voltage diode 57.
  • the constant voltage diode 57 becomes non-conductive even when reverse biased with a voltage equal to or lower than the Zener voltage. Therefore, the constant voltage diode 57 does not limit the voltage of the second positive electrode terminal 521 accordingly. Therefore, when the voltage VM of the main circuit DC link drops, the voltage of the second positive terminal 521 also drops accordingly.
  • the input voltage VC_3 from the capacitor 14 to the power distribution unit 50 also decreases in accordance with the change in the voltage of the second positive electrode terminal 521.
  • the voltage detector 81 detects that the input voltage of the power conversion unit 20 is less than the third threshold value based on the input voltage of the power conversion unit 20. As indicated by (l) in FIG. 4, the detection result of the voltage detector 81 becomes H level, and the discharging semiconductor switch 83 becomes conductive (ON state). As a result, the discharge circuit 80 starts discharging the capacitor 14 through the current limiting resistor 82 and the discharging semiconductor switch 83 (time t21).
  • the discharge current of the capacitor 14 increases, and the rate of decrease of the voltage VM of the main circuit DC link is increased, and the voltage VM of the main circuit DC link is rapidly increased as shown in (h) of FIG.
  • the voltage drops to 0 at time t22.
  • the input voltage VC_3 of the power distribution unit 50 also changes to 0 as shown in (j) of FIG.
  • the voltage VP generated by the gate circuit 30 starts to decrease (time t23), and the gate circuit 30 cannot maintain the negative bias of the voltage of the gate drive signal.
  • the voltage VM of the gate drive signal becomes 0 (time t24).
  • the voltage VM of the main circuit DC link has already become almost 0. Therefore, even if the voltage of the gate drive signal is no longer negatively biased, the switching element 21 of the power conversion unit 20 is erroneous. Even when turned on, the switching element 21 is not damaged by the residual energy of the DC link of the main circuit.
  • the discharge characteristics of the discharge circuit 80 that realizes the above discharge procedure are defined as follows, for example.
  • the discharge characteristic of the discharge circuit 80 includes a time constant ⁇ 2 at the time of discharge, a current square time product, and a discharge start voltage.
  • the time constant ⁇ 2 is an example of the discharge time constant of the discharge circuit.
  • the time constant ⁇ 2 during discharging will be described. Since the impedance of the current limiting resistor 82 is sufficiently smaller than the impedance of the discharging resistor 15, the time constant ⁇ 2 at the time of discharging is substantially defined based on the impedance of the current limiting resistor 82 and the capacitance of the capacitor 14.
  • the time constant ⁇ 2 during discharging is an example of the discharging time constant.
  • the time constant ⁇ 2 is shorter than the time constant ⁇ 1 described above.
  • the time constant ⁇ 2 at the time of this discharge may be set to a value such that the electric charge of the capacitor 14 is lost by the discharge while the gate 21g of the switching element 21 of the power conversion unit 20 is negatively biased.
  • the voltage VM of the main circuit DC link drops to a voltage that does not damage the switching element 21,
  • the magnitude of the time constant ⁇ 2 may be specified.
  • the voltage of the capacitor 14 is set to a predetermined value determined by the switching element 21.
  • a time constant ⁇ 2 is defined so as to reduce the voltage.
  • the time constant ⁇ 2 at the time of discharging is defined by the electric power of the capacitors 342 and 343 so as to be smaller than the voltage holding time at which the gate 21g can be maintained in the negative bias. If the time constant ⁇ 2 of the discharge characteristic can be defined as described above, the discharge of the capacitor 14 can be completed while the capacitors 342 and 343 hold the desired voltage, and accordingly, the power conversion unit 20 can be discharged.
  • the input voltage can be reduced to approximately 0 volts.
  • the current-squared time product showing the characteristics of the discharge circuit 80 is specified based on, for example, the voltage VM of the main circuit DC link at the start of discharge and the capacity of the capacitor 14.
  • the withstand capability of each element provided in the discharge path by the discharge circuit 80 is specified to be larger than the value of the current squared time product.
  • the zener voltage of the constant voltage diode 57 is 50 V
  • the discharge start voltage of the discharge circuit 80 is about 100 V
  • the voltage of about 1/4 of the voltage of the DC link of the main circuit becomes the discharge start voltage of the discharge circuit 80
  • the current square time product of the discharge circuit 80 is about 1/16 as compared with the case where discharge is started from 400 V DC. Can be a small value of.
  • FIG. 5 is an equivalent circuit diagram for explaining the voltage that causes the discharge circuit 80 of the embodiment to start discharging.
  • the upper side of this figure shows the main circuit DC link.
  • the voltage of the main circuit DC link is VM as described above.
  • the impedance of the resistor 63 is indicated by RD1.
  • the impedance of the resistor 56 is indicated by RD2.
  • the lower side of this figure shows a control system circuit that supplies gate drive power.
  • the lower limit voltage of the allowable input voltage fluctuation range of the DCDC converter 100 in the control system circuit is indicated by VC_3L.
  • the input voltage of the DCDC converter 100 corresponds to the input voltage VC_3 of the power distribution unit 50 described above.
  • the impedance of the equivalent load circuit equivalent to is indicated by RD3.
  • the power from the capacitor 14 is supplied to the power distribution unit 50 via the bypass circuit 60, and the discharge current from the capacitor 14 flows into the second positive electrode terminal 521.
  • the terminal voltage of the resistor 56 is equal to or lower than the Zener voltage of the constant voltage diode 57. Further, the forward voltage drop of each diode is very small and is ignored.
  • the voltage VC_3L can be expressed by the following equation (1).
  • VC_3L VM ⁇ RP/(RP+RD1) ⁇ (1)
  • RP in the above equation (1) is a combined impedance when the impedance RD2 and the impedance RD3 are connected in parallel as shown in the equation (2).
  • the voltage VM when the voltage VC_3 becomes the voltage VC_3L can be obtained from the expression (3) obtained by converting the above expression (1).
  • the voltage VC_3 has dropped to the lower limit value (for example, 50 V) of the allowable fluctuation range of the input voltage of the DCDC converter 100. If the voltage detector 81 detects the voltage VM in that case, the discharge circuit 80 can start discharging from that point. Therefore, the third threshold may be set to a value that does not fall below the expression (3).
  • the power distribution unit 50 passes from the second positive terminal 521 to the capacitor 14 and the second negative terminal 522.
  • the first impedance of the circuit in the range up to the negative electrode on the primary side of is defined as RD1.
  • RD1 may be regarded as the impedance (DC resistance) of the resistor 63.
  • the equivalent impedance of the circuit on the gate circuit 30 side of the second DC input terminal pair 520 of the power distribution unit 50 is defined as RD3.
  • RD2 is the impedance of the resistor 56 of the power distribution unit 50.
  • the equivalent impedance of the RD3 and the impedance of the parallel circuit of the RD3 and RD2 are examples of the second impedance.
  • the expression (3) above includes RD1 to RD3 as variables.
  • RD2 may be omitted from equation (3) and replaced with an equation that includes RD1 and RD3 as variables. ..
  • the third threshold value may be defined based on at least the above first impedance and the above second impedance.
  • the discharge circuit 80 is supplied to the input side of the power conversion unit 20 while the negatively biased gate drive signal is supplied from the gate circuit 30 to the power conversion unit 20.
  • the generated power can be reduced to a value that does not substantially affect the switching element 21.
  • the voltage VM of the main circuit DC link at the time when the discharge circuit 80 actually starts discharging is regulated to a value lower than the rated voltage of the main circuit DC link.
  • the current square time product of the discharge circuit 80 is defined based on the rated voltage of the main circuit DC link. ..
  • the discharge current withstand capability of the discharge circuit 80 is defined based on the current square time product based on the voltage VM of the main circuit DC link that is defined based on the voltage VC_3. The lower the voltage VM of the main circuit DC link determined based on the voltage VC_3 becomes, the lower the withstand voltage of the discharge circuit 80 becomes.
  • the voltage VM of the main circuit DC link becomes lower than the third threshold value after the power is supplied to the gate circuit 30 through at least the bypass circuit 60.
  • the discharge of the capacitor 14 is started to promptly complete the discharge. Due to the completion of this discharge, there is no electric power left in the capacitor 14 to damage the switching element 21.
  • the power conversion device 1 can stop power conversion when the power supply of the control system circuit of the power conversion device 1 is lost.
  • the undervoltage detection unit 70 detects that the amount of power supplied from the control power supply unit 40 to at least the gate circuit 30 is not sufficient. Good. This makes it possible to detect that the amount of electric power supplied to the gate circuit 30 is less than that required when the output voltage of the control power supply unit 40 is detected.
  • the first threshold value may be set to a value larger than the lower limit value of the allowable fluctuation range of the input voltage of the control power supply unit 40 and smaller than the lower limit value of the power supply voltage fluctuation of the control external power supply.
  • the first relay 61 of the bypass circuit 60 has a contact 611 provided on the positive electrode bus 97.
  • the contact 612 provided on the negative electrode bus 98 is electrically connected. Due to the above conduction, part of the DC power stored in the capacitor 14 is supplied to the gate circuit 30. As a result, the gate circuit 30 can supply the gate drive signal to the power conversion unit 20 without the amount of power supplied to the gate circuit 30 being insufficient due to the DC power stored in the capacitor 14.
  • the undervoltage detection unit 70 may detect that the amount of power supplied from the control power supply unit 40 to at least the gate circuit 30 is not sufficient when the output voltage from the control power supply unit 40 is less than the second threshold value. Good. As a result, not only when the power input to the control power supply unit 40 is lost, but it is possible to detect that the amount of power supplied to the gate circuit 30 is insufficient due to a failure of the control power supply unit 40 or the like.
  • the second threshold value may be set to a value related to the lower limit value of the allowable fluctuation range of the output voltage of the control power supply unit 40.
  • the value related to the lower limit value of the allowable fluctuation range of the output voltage of the control power supply unit 40 is a value smaller than the lower limit value of the allowable fluctuation range of the output voltage of the control power supply unit 40 by a predetermined amount, and the above lower limit value. It may be set to the following value and the voltage VC_3L or more.
  • the second relay 62 of the bypass circuit 60 is connected to the contact 621 provided on the positive electrode bus 97 when the voltage detector 72 detects that the output voltage from the control power supply unit 40 does not reach the second threshold value.
  • the contact 622 provided on the negative bus 98 into conduction, it is possible to eliminate a state in which the amount of power supplied to the gate circuit 30 is insufficient.
  • part of the DC power stored in the capacitor 14 is supplied to the gate circuit 30, and the gate circuit 30 supplies the gate drive signal to the power conversion unit based on the DC power stored in the capacitor 14. You can
  • control unit 90 performs control when it is detected that the input voltage of the control power supply unit 40 is less than the first threshold value or the output voltage from the control power supply unit 40 is less than the second threshold value.
  • the power supply from the step-up chopper unit 10 to the power conversion unit 20 is stopped.
  • the discharge resistor 15 discharges the electric power stored in the capacitor 14.
  • the third threshold value used in the process of reflecting the input voltage of the power conversion unit 20 is defined as a value lower than the rated value of the output voltage of the control power supply unit 40.
  • the power distribution unit 50 of the above embodiment includes the insulating high-frequency transformer 54 that is insulated inside.
  • the gate circuit 30 includes an insulating high-frequency transformer, and relays electric power via the insulating high-frequency transformer. Accordingly, the insulating high frequency transformer 54 of the power distribution unit 50 is omitted.
  • the insulating high frequency transformer in the gate circuit 30 has a primary winding and a secondary winding.
  • the primary winding and the secondary winding of the insulating high frequency transformer are magnetically coupled.
  • the primary winding of the insulating high frequency transformer in the gate circuit 30 is connected to the positive side bus 95 on the input side of the power distribution unit 50.
  • the power supply circuit 34 is connected to the secondary winding of the insulating high frequency transformer.
  • the same effect as that of the first embodiment is achieved, although the unit for insulating the electronic circuit power source is different.
  • the power distribution unit 50 of the above embodiment includes the insulating high-frequency transformer 54 that is insulated inside.
  • the gate circuit 30 instead of this, the gate circuit 30 further includes a through-type transformer, and relays the electric power via the insulating high-frequency transformer. Accordingly, the insulating high frequency transformer 54 of the power distribution unit 50 is omitted.
  • the transformer has a winding that detects the current flowing through the bus, and the bus and the winding are insulated from each other.
  • the busbar and the winding are magnetically coupled.
  • the bus bar is the positive electrode bus bar 95 on the input side of the power distribution unit 50.
  • the input of the power supply circuit 34 is connected to the winding of the transformer 36.
  • the positive electrode bus 95 on the input side of the power distribution unit 50 is extended to the outside, and a plurality of the above-mentioned transformers are provided at the extension destination.
  • the high frequency current flowing through the positive side bus 95 on the input side of the power distribution unit 50 is converted by the transformer in each gate circuit 30, and the power is distributed to each gate circuit 30.
  • the same effect as that of the first embodiment is achieved, although the unit for insulating the electronic circuit power source is different.
  • the bypass circuit causes the second capacitor to be charged with a part of the power stored in the first capacitor when the power supply of the control system circuit is lost, and the power is stored in the second capacitor.
  • the applied power causes the gate drive signal to be maintained in a negative bias.
  • the discharging circuit is configured such that, when the second detecting unit detects that the voltage VM of the main circuit DC link has dropped below the third threshold value after the gate circuit is supplied with power through at least the bypass circuit, the second circuit detects the second voltage.
  • the electric power stored in the first capacitor is discharged while the gate drive signal is maintained in a negative bias by the electric power stored in the capacitor. Accordingly, the power conversion device can more stably control the switching element related to the power conversion when the power conversion device stops the power conversion due to the power loss of the control system circuit of the power conversion device.
  • At least a part of the above power conversion device may be realized by a software function unit that functions by a processor such as a CPU executing a program, or all may be realized by a hardware function unit such as an LSI. Good.
  • control unit 90 may control the bypass circuit 60, the discharge circuit 80, etc. based on the detection result of each voltage detector and the like.

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Abstract

実施形態の電力変換装置は、電力変換ユニットと、第１コンデンサと、ゲート回路と、バイパス回路と、放電回路と、を持つ。前記電力変換ユニットは、ゲートを有した複数のスイッチング素子を含み、備える直流入力端子に供給される直流電力から交流電力を生成する。前記第１コンデンサは、前記電力変換ユニットの直流入力側に設けられている。前記ゲート回路は、前記複数のスイッチング素子のなかの１又は複数のスイッチング素子のゲートに供給されるゲート駆動信号を出力する駆動回路と、前記駆動回路に供給される電力の電源電圧を平滑化する第２コンデンサとを含む。前記バイパス回路は、制御系回路の電源喪失時に、前記第１コンデンサに蓄えられた電力の一部を前記第２コンデンサに充電させ、前記第２コンデンサに蓄えられた電力によって前記ゲート駆動信号を負バイアスに維持できる状態にさせる。

Description

電力変換装置
　本発明の実施形態は、電力変換装置に関する。
　１又は複数のスイッチング素子を備え、直流電力と交流電力との間で電力を変換する電力変換装置が知られている。このような電力変換装置には、電力変換装置の制御系回路の電源喪失に伴い電力の変換を停止するものがある。その際に、電力の変換に係るスイッチング素子が安定して制御されることが望ましい場合がある。
日本国再公表ＷＯ２０１３／１２５００４号公報
　本発明が解決しようとする課題は、電力変換装置の制御系回路の電源喪失に伴い電力変換装置が電力の変換を停止する際に、電力の変換に係るスイッチング素子をより安定して制御することができる電力変換装置を提供することである。
　実施形態の電力変換装置は、電力変換ユニットと、第１コンデンサと、ゲート回路と、バイパス回路と、放電回路と、を持つ。前記電力変換ユニットは、ゲートを有した複数のスイッチング素子を含み、備える直流入力端子に供給される直流電力から交流電力を生成する。前記第１コンデンサは、前記電力変換ユニットの直流入力側に設けられている。前記ゲート回路は、前記複数のスイッチング素子のなかの１又は複数のスイッチング素子のゲートに供給されるゲート駆動信号を出力する駆動回路と、前記駆動回路に供給される電力の電源電圧を平滑化する第２コンデンサとを含む。前記バイパス回路は、制御系回路の電源喪失時に、前記第１コンデンサに蓄えられた電力の一部を前記第２コンデンサに充電させ、前記第２コンデンサに蓄えられた電力によって前記ゲート駆動信号を負バイアスに維持できる状態にさせる。
実施形態の電力変換装置を示す構成図。 実施形態のゲート回路を示す構成図。 実施形態のＤＣＤＣ変換器の入力電圧変動に対する出力電圧の安定性を説明するための図。 実施形態の電力変換装置の動作を示すタイミングチャート。 実施形態の放電回路に放電を開始させる電圧について説明するための等価回路図。
　以下、実施形態の電力変換装置について説明する。
　以下の説明では、「ゲート駆動信号」とは、電力変換装置が有するスイッチング素子のゲートを駆動する信号として、ゲートに供給される信号のことである。「ゲート駆動用電力」とは、スイッチング素子の前段に設けられる「ゲート回路」が、「ゲート駆動信号」を所望の電圧でスイッチング素子のゲートに供給することを可能にする電力のことである。上記の所望の電圧には、パルスを形成する電圧のほか、パルスの送出が停止された状態の直流電圧が含まれる。「ゲートデブロック」とは、電力変換装置を動作させるために、電力変換装置が有するスイッチング素子を導通状態にするためのゲート駆動信号がゲートに連続的またはパルス的に供給される制御状態のことである。「ゲートブロック」とは、電力変換装置が有するスイッチング素子を導通状態にするためのゲート駆動信号がスイッチング素子のゲートに連続的に供給されない制御状態のことである。したがって、ゲートブロックにおいてはスイッチング素子はオフ状態を継続することになる。本実施形態の「電力線」とは、ケーブル、バスバーなどの接続導体のことである。
　本明細書では、電気的に接続されることを、単に「接続される」ということがある。本明細書で言う「ＸＸに基づく」とは、「少なくともＸＸに基づく」ことを意味し、ＸＸに加えて別の要素に基づく場合も含む。さらに、「ＸＸに基づく」とは、ＸＸを直接に用いる場合に限定されず、ＸＸに対して演算や加工が行われたものに基づく場合も含む。「ＸＸ」は、任意の要素（例えば、任意の情報）である。
　図１は、実施形態の電力変換装置１を示す構成図である。図１に示す電力変換装置１は、例えば、昇圧チョッパユニット１０（直流電源ユニット）と、電力変換ユニット２０と、制御電源ユニット４０と、電力分配ユニット５０（電力中継回路）と、バイパス回路６０と、不足電圧検出部７０と、放電回路８０と、制御部９０（制御装置）とを備える。
　昇圧チョッパユニット１０の直流入力端子（入力側）には、直流電力を供給する直流電源装置ＤＣが接続される。昇圧チョッパユニット１０の直流出力端子（出力側）には、母線（主回路直流リンク）と、母線を介して電力変換ユニット２０の直流入力端子（直流入力側）とが接続されている。電力変換ユニット２０の交流出力端子（交流出力側）には負荷ＬＤが接続されている。昇圧チョッパユニット１０から電力変換ユニット２０までの範囲を主回路と呼ぶ。なお、制御電源ユニット４０と、電力分配ユニット５０と、不足電圧検出部７０と、制御部９０を制御系回路と呼ぶ。
　昇圧チョッパユニット１０は、例えば、インダクタ１１と、ダイオード１２と、スイッチング素子１３とを備える。昇圧チョッパユニット１０は、昇圧チョッパユニット１０の直流入力端子に掛かる入力電圧を昇圧して出力する。
　昇圧チョッパユニット１０は、さらに、コンデンサ１４（第１コンデンサ）と、放電抵抗１５とを備えてもよい。なお、コンデンサ１４と、放電抵抗１５は、昇圧チョッパユニット１０の外部に設けられていてもよい。例えば、コンデンサ１４は、昇圧チョッパユニット１０と電力変換ユニット２０の間に設けられていてよい。
　コンデンサ１４と放電抵抗１５は、昇圧チョッパユニット１０の直流出力端子における正極端子と負極端子とに夫々接続されている。コンデンサ１４と放電抵抗１５は、互いに並列に接続されている。コンデンサ１４と放電抵抗１５とが設けられている位置は電力変換ユニット２０の直流入力側である。コンデンサ１４は、平滑コンデンサである。放電抵抗１５は、コンデンサ１４に蓄積された電荷を放電させる。放電抵抗１５を経由して放電させる場合の時定数τ１は、放電抵抗１５のインピーダンスと、コンデンサ１４の容量とに基づいて規定される。上記の時定数τ１は、一般的には比較的長く設定される。
　昇圧チョッパユニット１０の直流出力端子に接続される主回路直流リンクとは、昇圧チョッパユニット１０の直流出力端子と電力変換ユニット２０の直流入力端子とを繋ぐ正極母線９３と負極母線９４の組のことである。例えば、主回路直流リンクの定格電圧を直流４００ボルトと仮定する。主回路直流リンクの電圧をＶＭで表す。
　電力変換ユニット２０の直流入力端子は、主回路直流リンクに接続されている。電力変換ユニット２０は、電力変換ユニット２０の直流入力端子に供給される直流電力から交流電力を生成する。電力変換ユニット２０は、生成した交流電力を負荷ＬＤに供給する。
　例えば、電力変換ユニット２０は、複数のスイッチング素子２１と、ゲート回路３０とを備える。例えば、電力変換ユニット２０は、２つのスイッチング素子２がカスケード接続されたレグを２対含む。このような電力変換ユニット２０は、単相型インバータと呼ばれる。図に示す電力変換ユニット２０の構成は、その一例を示すものでありこれに制限されることはなく、他の形態のものであってよい。例えば、電力変換ユニット２０は、スイッチング素子の個数が上記のものとは異なるが、３相型のものであってもよい。
　各スイッチング素子２１は、例えば、ＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolar Transistor）やＭＯＳＦＥＴ（Metal-Oxide-Semiconductor Field-Effect Transistor）などの電力用半導体である。スイッチング素子２１には、ＳｉＣ（シリコンカーバイド）を用いたＳｉＣ－ＭＯＳＦＥＴなどが含まれる。例えば、後述のゲート回路３０が、スイッチング素子２１の制御端子であるゲート２１ｇに負のバイアスを掛けることにより、スイッチング素子２１のオフ状態を安定化させることができる。以下の説明では、ＩＧＢＴを例示して説明する。
　ゲート回路３０は、電力変換ユニット２０のスイッチング素子２１に対応させて設けられている。ゲート回路３０は、後述する制御部９０から供給されるゲートパルスを受けて、スイッチング素子２１に対して、スイッチング素子２１のゲート駆動信号を供給する。
　なお、ゲート回路３０は、電力変換ユニット２０とは別体で形成されていてもよい。ゲート回路３０は、複数のスイッチング素子２１に対して、各スイッチング素子２１のゲート駆動信号を供給してもよい。
　各ゲート回路３０の基準電位は、対応するスイッチング素子２１のエミッタ側の端子の電位と等電位になる。例えば、ゲート回路３０は、ゲート駆動信号の論理値を、制御部９０から供給されるゲートパルスの論理値に一致させる。ゲート回路３０は、スイッチング素子２１をオン状態にする場合にＨ（ハイ）レベルのゲート駆動信号を、スイッチング素子２１に供給し、スイッチング素子２１をオフ状態にする場合にＬ（ロー）レベルのゲート駆動信号を、スイッチング素子２１に供給する。なお、実施形態のゲート駆動信号は、バイポーラの信号である。ゲート回路３０は、Ｌレベルのゲート駆動信号をスイッチング素子２１に供給することにより、スイッチング素子２１のゲート２１ｇを負の電圧にバイアスさせる。これにより電力変換ユニット２０の耐ノイズ性が高まる。
　ゲート回路３０は、上記のバイポーラのゲート駆動信号を生成するための正と負の電源をゲート回路３０の内部で生成する。ゲート回路３０の具体例は後述する。なお、制御部９０からゲート回路３０までの信号線の記載を省略している。
　制御電源ユニット４０は、後述する電力分配ユニット５０を介して、各ゲート回路３０にゲート駆動用電力を供給する。制御電源ユニット４０は、例えば、図示されない制御用外部電源からの電力を変換して、制御電源ユニット４０の出力側に供給する。例えば、制御電源ユニット４０によって生成される電力の定格電圧を直流１００ボルトと仮定する。
　電力分配ユニット５０は、例えば、制御電源ユニット４０に接続される第１直流入力端子対５１０と、バイパス回路６０に接続される第２直流入力端子対５２０とを備える。
　第１直流入力端子対５１０は、第１正極端子５１１と、第１負極端子５１２とを備える。制御電源ユニット４０の出力側の正極端子は、第１正極端子５１１に接続される。制御電源ユニット４０の出力側の負極端子は、第１負極端子５１２に接続される。
　電力分配ユニット５０は、例えば制御電源ユニット４０から電力の供給を受ける。電力分配ユニット５０は、絶縁回路を介して電力を中継し、制御電源ユニット４０から供給される電力の一部を、各ゲート回路３０に分配する。電力分配ユニット５０は、ゲート回路３０のゲート駆動用電力として、分配先のゲート回路３０に対して上記の分配後の電力を供給する。上記の通り、電力分配ユニット５０は、電力中継回路の一例である。
　第２直流入力端子対５２０は、第２正極端子５２１（入力端子の正極）と、第２負極端子５２２（入力端子の負極）とを備える。第２正極端子５２１には、後述するバイパス回路６０の正極母線９７Ａが接続される。第２負極端子５２２には、バイパス回路６０の負極母線９８Ａが接続される。
　電力分配ユニット５０は、第２直流入力端子対５２０に接続されるバイパス回路６０を経て主回路側から電力の供給を受けることがある。電力分配ユニット５０は、バイパス回路６０を経て供給を受ける電力の一部を、上記の制御電源ユニット４０の場合と同様に分配する。
　例えば、電力分配ユニット５０は、ダイオード５１と、スイッチング素子５２と、コンデンサ５３と、絶縁用高周波変圧器５４と、ダイオード５５と、抵抗５６と、定電圧ダイオード５７と、発信器５８（第４検出部）と、正極母線９５と、負極母線９６とを備える。絶縁用高周波変圧器５４は、絶縁回路の一例である。
　第１正極端子５１１は、ダイオード５１のアノードに接続される。ダイオード５１のカソードは、正極母線９５を介して絶縁用高周波変圧器５４の１次巻線の第１端子に接続される。
　第２正極端子５２１は、ダイオード５５のアノードに接続される。第２正極端子５２１は「接続点」の一例である。ダイオード５５のカソードは、正極母線９５を介して絶縁用高周波変圧器５４の１次巻線の第１端子に接続される。さらに第２正極端子５２１は、定電圧ダイオード５７のカソードと抵抗５６の各第１端子に接続される。定電圧ダイオード５７のアノードと抵抗５６の各第２端子は、負極母線９６を介して第２負極端子５２２に接続される。例えば、定電圧ダイオード５７のツェナー電圧は、制御電源ユニット４０の出力側の定格電圧よりも少し高く規定される。上記のツェナー電圧は、例えば制御電源ユニット４０の出力側の定格電圧に対してダイオード５５の順電圧降下分ほど高く規定してもよい。定電圧ダイオード５７は、第２正極端子５２１の電圧を、定電圧ダイオード５７のツェナー電圧以下に制限する。抵抗５６と定電圧ダイオード５７の作用の詳細は、後述する。尚、定電圧ダイオード５７は単品の定電圧ダイオードで構成する代わりに複数の定電圧ダイオードの組み合わせや、比較的小容量の定電圧ダイオードと比較的大容量のトランジスタの組み合わせにより、端子間の電圧の上限を制限する定電圧回路で構成してもよい。
　スイッチング素子５２は、例えば、高周波スッチング用のｎｐｎ型トランジスタであってよい。第１負極端子５１２と第２負極端子５２２は、負極母線９６を介してスイッチング素子５２のエミッタに接続され、スイッチング素子５２のコレクタが絶縁用高周波変圧器５４の１次巻線の第２端子に接続される。スイッチング素子５２のベースには、周期性のパルスを含むベース駆動信号が発信器５８から供給される。スイッチング素子５２は、ベース駆動信号のパルスに応じてスイッチングすることにより、絶縁用高周波変圧器５４の１次側に流れる電流を調整する。
　発信器５８は、絶縁用高周波変圧器５４の２次巻線の線間電圧に基づいた周期性のパルスを含むベース駆動信号を生成する。例えば、発信器５８は、検出した線間電圧が所望の電圧になるように、スイッチング素子５２のベース駆動信号のパルスのＤＵＴＹを調整する。発信器５８は、そのＤＵＴＹでスイッチング素子５２をスイッチングさせる。発信器５８は、正極母線９５と負極母線９６に接続され、コンデンサ５３を電源としてもよい。
　コンデンサ５３は、正極母線９５と負極母線９６とに接続される。コンデンサ５３は、上記の正極母線９５と負極母線９６に掛かる電圧を平滑する。
　絶縁用高周波変圧器５４は、例えば、１つの１次巻線と、複数のセンタータップ付き２次巻線とを備える。上記の１つの１次巻線と複数の２次巻線との全ての巻線は、互いに絶縁され、かつ互いに磁気結合されている。絶縁用高周波変圧器５４の１次側は、バイパス回路６０を介してコンデンサ１４に接続される。図に示す絶縁用高周波変圧器５４は、４つの２次巻線を備えるものの一例である。絶縁用高周波変圧器５４の各２次巻線は、その２次巻線に対になるゲート回路３０の電源端子に接続される。
　なお、ダイオード５１と、スイッチング素子５２と、コンデンサ５３と、絶縁用高周波変圧器５４と、後述するゲート回路３０の電源回路３４（図２）との組み合わせは、第１ＤＣＤＣ変換器の一例である。上記の第１ＤＣＤＣ変換器は、電力分配ユニット５０が制御電源ユニット４０から電力の供給を受ける場合に適用される。また、ダイオード５５と、スイッチング素子５２と、コンデンサ５３と、絶縁用高周波変圧器５４と、電源回路３４との組み合わせは、第２ＤＣＤＣ変換器の一例である。上記の第２ＤＣＤＣ変換器は、電力分配ユニット５０が後述のバイパス回路６０を経て電力の供給を受ける場合に適用される。第１ＤＣＤＣ変換器と第２ＤＣＤＣ変換器を区別することなく説明する場合には、単にＤＣＤＣ変換器１００（図２）という。
　バイパス回路６０は、例えば、第１リレー６１（第１開閉器）と、第２リレー６２（第２開閉器）と、抵抗６３（電流制限抵抗）と、正極母線９７、９７Ａと、負極母線９８、９８Ａとを備える。
　第１リレー６１は、双極型であり、例えば、正極用の接点６１１と負極用の接点６１２とを備える。同じく第２リレー６２は、双極型であり、例えば、正極用の接点６２１と負極用の接点６２２とを備える。第１リレー６１と第２リレー６２は、後述の不足電圧検出部７０による検出結果に連動して、主回路直流リンクと第２直流入力端子対５２０を導通させるか、又は、主回路直流リンクと第２直流入力端子対５２０を絶縁させるかが択一的に選択される。なお、第１リレー６１と第２リレー６２を単極型にする場合には、負極側の接点を省略することができる。
　抵抗６３と、第１リレー６１の接点６１１と、第２リレー６２の接点６２１は、コンデンサ１４の正極端子と電力分配ユニット５０との間を接続するように、正極母線９７と正極母線９７Ａの間に設けられる。第１リレー６１の接点６１２と、第２リレー６２の接点６２２は、コンデンサ１４の負極端子と電力分配ユニット５０との間を接続するように、負極母線９８と負極母線９８Ａの間に設けられる。
　例えば、第１リレー６１の接点６１１の第１端子は、後述する抵抗６３に直列に接続され、さらに正極母線９７を介し主回路直流リンクの正極母線９３に接続される。接点６１１の第２端子は、正極母線９７Ａに接続され、さらに、第２正極端子５２１を介してダイオード５５のアノードに接続され、ダイオード５５を介して正極母線９５に接続される。第１リレー６１の接点６１２の第１端子は負極母線９８を介し、主回路直流リンクの負極母線９４に接続される。接点６１２の第２端子は、負極母線９８Ａを介し、第２負極端子５２２に接続され、さらに負極母線９６に接続される。第１リレー６１は、後述の電圧検出器７１からの信号により導通状態になる。
　第２リレー６２の接点６２１は、第１リレー６１の接点６１１に並列に接続される。第２リレー６２の接点６２２は、第１リレー６１の接点６１２に並列に接続される。第２リレー６２の各接点の詳細な接続関係については、第１リレー６１の各接点の接続関係の説明を参照する。第２リレー６２は、後述の電圧検出器７２からの信号により導通状態になる。
　上記の回路によれば、コンデンサ１４の正極は、正極母線９３と、正極母線９３に接続された抵抗６３とを介して、第１リレー６１の接点６１１の第１端子と、第２リレー６２の接点６２１の第１端子とに接続される。さらに、第１リレー６１の接点６１１の第２端子と、第２リレー６２の接点６２１の第２端子とが、第２正極端子５２１に夫々接続される。第１リレー６１と第２リレー６２の何れかがオン状態になることにより抵抗６３と抵抗５６は、直列に接続され、その両端が主回路直流リンクの正極母線９３と負極母線９４とに接続される。抵抗６３は、電流制限抵抗である。
　上記のバイパス回路６０は、不足電圧検出部７０から出力される信号に応じて、第１リレー６１と第２リレー６２の接点を閉じる。第１リレー６１と第２リレー６２の何れかの接点が閉じられることにより、コンデンサ１４に蓄えられた電力の一部が、後述するコンデンサ３４２、３４３に供給される。上記のバイパス回路６０は、制御系回路の電源喪失時に、コンデンサ１４に蓄えられた電力の一部をコンデンサ３４２、３４３に充電させる。バイパス回路６０は、コンデンサ３４２、３４３に電力を蓄えることによって、ゲート駆動信号を負バイアスに維持できる状態にさせる。
　不足電圧検出部７０は、制御系回路の電源喪失時を検出する。例えば、不足電圧検出部７０は、電圧検出器７１（第１検出部）と、電圧検出器７２（第２検出部）と、を備える。
　電圧検出器７１は、制御電源ユニット４０の入力端子間に並列に電気的に接続され、制御電源ユニット４０の入力電圧（入力側の電圧）を検出し、制御電源ユニット４０の入力電圧が第１閾値に満たないことを検知する。例えば、電圧検出器７１は、制御電源ユニット４０の入力電圧が第１閾値に満たないことを検知することで、制御電源ユニット４０から少なくともゲートデブロック中にゲート回路３０に供給する電力量が満たない可能性があることを検知する。電圧検出器７１は、上記の場合に、バイパス回路６０の第１リレー６１を導通状態にする。制御電源ユニット４０の入力電圧が第１閾値に満たない状態は、制御系回路の電源喪失の検出結果の一例である。
　電圧検出器７２の入力側は、制御電源ユニット４０の出力側の正極端子と負極端子とに並列になるように電気的に接続される。電圧検出器７２は、制御電源ユニット４０の出力電圧（出力側の電圧）を検出し、制御電源ユニット４０の出力電圧が第２閾値に満たないことを検知する。例えば、電圧検出器７２は、制御電源ユニット４０の出力電圧が第２閾値に満たないことを検知することで、制御電源ユニット４０から少なくともゲートデブロック中にゲート回路３０に供給する電力量が満たない可能性があることを検知する。電圧検出器７２は、上記の場合に、バイパス回路６０の第２リレー６２を導通状態にする。制御電源ユニット４０の出力電圧が第２閾値に満たない状態は、制御系回路の電源喪失の検出結果の一例である。
　上記のように、不足電圧検出部７０は、制御電源ユニット４０の入力電圧と出力電圧の何れかの電圧に基づいて、制御電源ユニット４０から少なくともゲート回路３０に供給する電力量が満たないことを検出する。これにより、不足電圧検出部７０は、ゲート駆動用電力の電力が不足した状態を検出する。バイパス回路６０は、不足電圧検出部７０の検出結果に基づいて、バイパス回路６０の第１リレー６１又は第２リレー６２の接点を導通状態にして、バイパス回路６０を導通させる。
　放電回路８０は、例えば、電圧検出器８１（第３検出部）と、電流制限抵抗８２（放電抵抗）と、放電用半導体スイッチ８３（第３開閉器）とを備える。
　電圧検出器８１は、主回路直流リンクの両極間に接続され、主回路直流リンクから動作用の電力を受けるとともに、主回路直流リンクの正極母線９３と負極母線９４との電位差（電圧ＶＭ）を検出する。正極母線９３と負極母線９４との電位差は、電力変換ユニット２０の入力電圧（直流入力端子に掛かる電圧）になる。電圧検出器８１は、不足電圧検出部７０がゲート駆動用電力の電力不足状態を検出し、且つ主回路直流リンクの電圧ＶＭが予め定められた第３閾値よりも低下した場合に、後段の放電用半導体スイッチ８３にトリガ信号を出力する。上記のトリガ信号は、放電用半導体スイッチ８３に放電を開始させる信号であり、放電開始信号の一例である。
　なお、電圧検出器８１は、コンデンサ３４２、３４３に蓄えられた電力によってゲート駆動信号が負バイアスに維持された状態にあるなかで、コンデンサ１４に蓄えられた電力を放電させる。例えば、電圧検出器８１が、放電用半導体スイッチ８３に放電開始信号のトリガ信号を出力するタイミングは、コンデンサ３４２、３４３に蓄えられた電力が不足することによって前記ゲート駆動信号が負バイアスに維持されない状態に至る前になる。
　電流制限抵抗８２は、コンデンサ１４に蓄えた電力を放電させる。その放電の際の放電電流は、電流制限抵抗８２のインピーダンス等によって制限される。
　放電用半導体スイッチ８３は、例えば、平常時には非導通状態にあり、トリガ信号を受けて導通するサイリスタである。放電用半導体スイッチ８３は、電圧検出器８１からのトリガ信号を受け、導通状態になり、電流制限抵抗８２をコンデンサ１４に並列に接続させる。これにより、放電用半導体スイッチ８３は、電流制限抵抗８２を介したコンデンサ１４の放電を開始させる。
　上記のように、コンデンサ１４に蓄えられた直流電力の一部を、バイパス回路６０を経てゲート回路３０に供給することによる放電に、放電回路８０による放電を組み合わせて、コンデンサ１４に蓄えられた電力の放電時間を短縮する。
　なお、放電回路８０は、電力分配ユニット５０による電力の分配先には含まれていない。このような放電回路８０の各部は、主回路直流リンクの電力を利用して機能するように構成される。上記のような放電回路８０は、例えば、所定の電圧に主回路直流リンクの電圧ＶＭが低下すると、制御系電源から電力が供給されることなく、コンデンサ１４に蓄えられた電力を放電させることができる。
　図２を参照して、より具体的なゲート回路の一例について説明する。図２は、実施形態のゲート回路３０を示す構成図である。
　ゲート回路３０は、例えば、信号絶縁回路３１と、駆動回路３２と、電源回路３４とを備える。
　例えば、ゲート回路３０には、後述する制御部９０からゲートパルスが供給される。ゲートパルスは、例えばＰＷＭ（Pulse Width Modulation）制御により変調されたものであってよい。ゲート回路３０は、下記する段階を経てゲートパルスに基づいたゲート駆動信号を生成して、ゲート駆動信号をスイッチング素子２１のゲート２１ｇに供給する。
　信号絶縁回路３１は、例えば、図示されないフォトカプラなどを含み、入力端子側と出力端子側を電気的に絶縁する。信号絶縁回路３１の入力端子は、制御部９０の出力端子に接続されている。信号絶縁回路３１は、制御部９０から供給されたゲートパルスに対応する絶縁ゲート信号を生成して、信号絶縁回路３１の後段に接続される駆動回路３２に絶縁ゲート信号を供給する。なお、絶縁ゲート信号は、例えば、ゲートパルスと同じ論理値を持つ信号である。
　駆動回路３２には、後述の電源回路３４から正電圧ＶＰと負電圧ＶＮが供給される。駆動回路３２は、負電圧ＶＮから正電圧ＶＰまでの電圧範囲内の信号として、スイッチング素子２１のゲート２１ｇを駆動するゲート駆動信号を生成する。
　駆動回路３２は、例えば、電圧増幅回路３２１と、電流増幅回路３２２とを備える。電圧増幅回路３２１は、信号絶縁回路３１から供給される絶縁ゲート信号の電圧を増幅する。電流増幅回路３２２は、電圧増幅回路３２１によって電圧が増幅された絶縁ゲート信号の電流を増幅して絶縁ゲート信号に基づくゲート駆動信号を生成して、ゲート駆動信号を出力する。電流増幅回路３２２は、例えば、コンプリメンタリ・トランジスタによるプッシュプル型回路で構成される。これにより、ゲート回路３０は、ゲートパルスがハイレベルのときには正極性のゲート駆動信号を出する。また、ゲートブロック中を含むゲートパルスがローレベルのときには、ゲート回路３０はゲート駆動信号を負バイアス状態とし、スイッチング素子２１を確実にオフ状態とすることができる。
　電源回路３４は、電力分配ユニット５０から分配された電力に基づいて、少なくとも駆動回路３２に供給する電力を生成する。電源回路３４は、例えば、基準電位に対する正電圧ＶＰと負電圧ＶＮを生成する。
　電源回路３４は、例えば、整流ユニット３４１（整流回路）と、コンデンサ３４２、３４３（第２コンデンサ）とを備える。例えば、整流ユニット３４１は、４つのダイオードで構成される半波整流回路である。整流ユニット３４１は、絶縁用高周波変圧器５４の１つの２次巻線に接続される。
　整流ユニット３４１は、例えば、ダイオード３４１１、３４１２、３４１３、３４１４を備える。整流ユニット３４１は、半波整流回路を形成し、スイッチング素子５２のスイッチングにより絶縁用高周波変圧器５４の２次巻線に誘起される電流を整流する。整流ユニット３４１は、ダイオード３４１１、３４１２を用いた半波整流により正電圧ＶＰを生成し、他の２つのダイオード３４１３、３４１４を用いた半波整流により負電圧ＶＮを生成する。
　コンデンサ３４２は、整流ユニット３４１が整流することにより生じる電圧の変動分を吸収し、絶縁用高周波変圧器５４の２次側電圧の正電圧ＶＰを平滑する。コンデンサ３４３は、整流ユニット３４１が整流することにより生じる電圧の変動分を吸収し、絶縁用高周波変圧器５４の２次側電圧の負電圧ＶＮを平滑する。このようなコンデンサ３４２、３４３は、駆動回路３２に供給される電力の電源電圧である正電圧ＶＰと負電圧ＶＮを平滑化するとともに、電力を蓄積する。
　なお、コンデンサ３４２、３４３の容量は、整流ユニット３４１からの電力の供給が停止してから所望の期間が経過するまでの期間に所望の電圧を供給可能にする容量を超える容量に規定される。コンデンサ３４２、３４３が所望の電圧を供給する期間は、後述の放電回路８０の放電時定数τ２より長くなるように規定される。これの詳細については後述する。
　なお、前述の通り、電源回路３４は、電力分配ユニット５０との組み合わせによりＤＣＤＣ変換器１００として作用する。ＤＣＤＣ変換器１００は、電力分配ユニット５０に供給されるゲート駆動用電力に基づいて、正電圧ＶＰと負電圧ＶＮを供給する。
　例えば、電力分配ユニット５０は、図示しない検出器によって検出された絶縁用高周波変圧器５４の２次巻線の電圧に基づいて、絶縁用高周波変圧器５４の１次巻線の電流を調整する。仮に絶縁用高周波変圧器５４の１次巻線側の電圧に変動が生じても、その変動の大きさが許容される変動範囲内であれば、電源回路３４は、上記のように調整されることにより、所望の電圧の正電圧ＶＰと負電圧ＶＮを供給することができる。
　これにより、ゲート回路３０から電力変換ユニット２０に供給されるゲート駆動信号は、基準電圧に対して負の電位になる負電圧ＶＮから、正の電位になる正電圧ＶＰまでの範囲内の電圧になる。なお、ゲート回路３０の基準電位は、ゲート回路３０毎に夫々設定される。例えば、ゲート回路３０の基準電位は、ゲート回路３０に対応する電力変換ユニット２０のスイッチング素子２１のエミッタ２１ｅの電位である。
　図３を参照して、ＤＣＤＣ変換器１００の入力電圧変動に対する出力電圧の安定性について説明する。図３は、実施形態のＤＣＤＣ変換器１００の入力電圧変動に対する出力電圧の安定性を説明するための図である。ＤＣＤＣ変換器１００の入力電圧とは、電力分配ユニット５０の入力側に供給される電圧のことである。ＤＣＤＣ変換器１００の出力電圧とは、ゲート回路３０の駆動回路３２に供給される電圧のことである。
　この図３に示すグラフは、スイッチング素子２１にゲートパルスが供給された状態において、ＤＣＤＣ変換器１００の入力電圧を横軸に、ＤＣＤＣ変換器１００出力電圧を縦軸にして、入力と出力の関係を示したものである。図に示す入力電圧は、規格化されており、定格入力電圧を１ＰＵで示す。入力電圧を１ＰＵから０ＰＵまで変化させる場合、１ＰＵから０．５ＰＵ程度までは、出力電圧に大きな変動は見られず既定の電圧（正電圧ＶＰと負電圧ＶＮ）を出力する。さらに入力電圧を低下させて０．３ＰＵ程度まで下げると、出力電圧の規定の電圧からの乖離が大きくなる。さらに入力電圧を低下させて０．２ＰＵより下げると、出力電圧を発生させることができなくなり、出力電圧が０ＰＵになる。
　なお、ＤＣＤＣ変換器１００の構成や、ゲート回路３０の消費電力などによって、この図に示す特性とは異なる特性になる場合がある。抵抗値や各種判定値は、ＤＣＤＣ変換器１００として必要とされる特性に基づいて規定されてよい。
　図４を参照して、実施形態の電力変換装置１の動作について説明する。図４は、実施形態の電力変換装置１の動作を説明するためのタイミングチャートである。図４中の（ａ）に、直流電源装置ＤＣから昇圧チョッパユニット１０に供給される電圧（ＶＤＣ）をグラフにして示す。図４中の（ｂ）に、制御電源ユニット４０の入力電圧（ＶＣ＿１）をグラフにして示す。図４中の（ｃ）に、制御電源ユニット４０の出力電圧（ＶＣ＿２）をグラフにして示す。図４中の（ｄ）に、電圧検出器７１の検出結果（ＤＥＴ＿１）を示す。既定の第１閾値に満たない場合をＨレベで示す。図４中の（ｅ）に、電圧検出器７２の検出結果（ＤＥＴ＿２）を示す。既定の第２閾値に満たない場合をＨレベルで示す。
　図４中の（ｆ）に、昇圧チョッパユニット１０に供給されるゲート駆動信号（ＧＤＳ＿１３）を示す。図４中の（ｇ）に、電力変換ユニット２０に供給されるゲート駆動信号（ＧＤＳ＿２１）を示す。図４中の（ｈ）に、主回路直流リンクの電圧ＶＭをグラフにして示す。図４中の（ｉ）に、バイパス回路６０の状態（Ｉ＿６０）を導通状態と絶縁状態に２値化して示す。接点のオン状態は、電圧検出器７１と電圧検出器７２の何れかの検出結果がＨレベルである場合に対応する。図４中の（ｊ）に、電力分配ユニット５０の入力側に、制御電源ユニット４０又はバイパス回路６０から電力が供給され、その電力によって充電されたコンデンサ５３の端子間に生じる電圧（ＶＣ＿３）を示す。以下、コンデンサ５３の端子間に生じる電圧のことを電力分配ユニット５０の入力電圧ＶＣ＿３という。図４中の（ｋ）に、スイッチング素子５２に供給されるベース駆動信号（ＧＤＳ＿５２）の状態を示す。図４中の（ｌ）に、電圧検出器８１の検出結果（ＤＥＴ＿３）を示す。図４中の（ｍ）に、放電回路８０による放電電流（Ｉ＿８０）を示す。図４中の（ｎ）に、ゲート回路３０において生成される電圧ＶＰを示す。なお、図４における電圧ＶＮの記載を省略する。電圧ＶＮは、電圧ＶＰと同様の傾向を示し、電圧ＶＰとは極性が異なる。
　この図４に示す時刻ｔ１０から時刻ｔ２４に至るまでの電力変換装置１のゲート駆動用電力消失時の処理について説明する。この図４に示す初期状態は、電力変換装置１が稼働中（ゲートデブロック中）の状況にある。時刻ｔ１０に至るまでは、各信号などの状態は下記の通りである。
　電力変換装置１の主回路には、直流電源装置ＤＣから直流電力が供給されている。図４中の（ａ）に示すように、なお、直流電源装置ＤＣから供給される電圧は、図に示す期間内では大きく変化することはない。
　図４中の（ｂ）に示すように、制御電源ユニット４０に所望の定格入力電圧で直流電力が供給されている。図４中の（ｃ）に示すように、制御電源ユニット４０は、定格出力電圧を出力している。例えば、制御電源ユニット４０の定格入力電圧より低い第１閾値と、制御電源ユニット４０の定格出力電圧より低い第２閾値とが規定される。電圧検出器７１は、制御電源ユニット４０の入力電圧が第１閾値より高いことを検出し、図４中の（ｄ）に示すように、第１リレー６１の接点６１１、６１２をオフ状態（ＯＦＦ）にしている。電圧検出器７２は、制御電源ユニット４０の出力電圧が第２閾値より高いことを検出し、図４中の（ｅ）に示すように、第２リレー６２の接点６２１、６２２をオフ状態（ＯＦＦ）にしている。
　図４中の（ｆ）に示すように、昇圧チョッパユニット１０には、制御部９０からパルス状のゲート駆動信号が周期的に供給されている。昇圧チョッパユニット１０は、電力変換をしている。図４中の（ｇ）に示すように、電力変換ユニット２０には、ゲート回路３０からパルス状のゲート駆動信号が周期的に供給されている。電力変換ユニット２０は、電力変換をしている。
　図４中の（ｈ）に示すように、主回路直流リンクの電圧ＶＭは、定格値である。主回路直流リンクの電圧ＶＭの定格値は、例えば、４００ボルトであると仮定する。図４中の（ｉ）に示すように、バイパス回路の状態は絶縁状態にある。図４中の（ｊ）に示すように、電力分配ユニット５０の入力電圧ＶＣ＿３は、制御電源ユニット４０の定格出力電圧に相当する定格値になる。図４中の（ｋ）に示すように、スイッチング素子５２に、発信器５８からパルス状のベース駆動信号が周期的に供給されている。
　図４中の（ｌ）に示すように、主回路直流リンクの電圧ＶＭが第３閾値以上である。図４中の（ｍ）に示すように、放電回路８０を流れる電流はない。図４中の（ｎ）に示すように、ゲート回路３０の電圧は所望の電圧になっている。
　ここで、時刻ｔ１０に制御電源ユニット４０の入力電圧を喪失した事象が生じてその事象が継続した場合を仮定する。時刻ｔ１０から制御電源ユニット４０の入力電圧の低下が始まり、時刻ｔ１１において定格電圧から低下したことが検出される（図４中の（ｂ））。この場合、電圧検出器７１は、制御電源ユニット４０の入力電圧が第１閾値よりも低下していることを検出する。電圧検出器７１は、図４中の（ｄ）に示すように、第１リレー６１の接点６１１、６１２をオン状態（ＯＮ）にする（時刻ｔ１１）。これにより、図４中の（ｉ）に示すように、バイパス回路６０を通して、主回路側とゲート回路用電源回路側が電気的に接続される。コンデンサ１４から、バイパス回路６０を通して、電力分配ユニット５０の入力側に電力の供給が始まる。
　なお、制御電源ユニット４０が入力電圧を喪失しても、一般的に制御電源ユニット４０内に設けられたコンデンサ（不図示）に蓄積された電力があることにより、制御電源ユニット４０の出力電圧がすぐに低下することはない。また、制御電源ユニット４０が入力電圧を喪失しても、コンデンサ５３に蓄積された電力があることにより、電力分配ユニット５０の入力電圧がすぐに低下することはない。
　なお、実際の第１リレー６１等には応答遅延が生じるものがあるが、応答遅延を０と見做して図示している。例えば、第１リレー６１等の応答遅延による影響を補償するような容量を、電力分配ユニット５０以降のコンデンサに設けるとよい。
　また、制御部９０は、電圧検出器７１の検出結果を取得して、制御電源ユニット４０の入力電圧が第１閾値よりも低下していることを電圧検出器７１の検出結果に基づいて識別する。制御部９０は、これに応じて、図４中の（ｆ）と（ｇ）とに示すように、昇圧チョッパユニット１０と電力変換ユニット２０とに対し、ゲートブロックを行うので、スイッチング素子１３とスイッチング素子２１のゲートパルスを含む信号の供給が停止されている。上記のゲートブロックに伴い、昇圧チョッパユニット１０と電力変換ユニット２０は、電力変換を停止する。
　また、制御電源ユニット４０の入力電圧が定格電圧から低下した後、図４中の（ｃ）に示すように、制御電源ユニット４０の出力電圧も低下する。例えば、時刻ｔ１２から制御電源ユニット４０の出力電圧の低下が始まり、時刻ｔ１３において定格電圧から低下したことが検出される（図４中の（ｃ））。これにより、制御電源ユニット４０から電力分配ユニット５０に、ゲート駆動用電力が供給されなくなる（時刻ｔ１２）。なお、この時点ですでに、バイパス回路６０の第１リレー６１を通して、コンデンサ１４から電力分配ユニット５０に電力が供給されている。
　図４中の（ｅ）に示すように、電圧検出器７２は、制御電源ユニット４０の出力電圧が第２閾値よりも低下していることを検出し、第２リレー６２の接点６２１、６２２をオン状態（ＯＮ）にする（時刻ｔ１３）。すでに、バイパス回路６０の第１リレー６１を通して、主回路側とゲート回路用電源回路側が電気的に接続されているが、第２リレー６２についても第１リレー６１と同様に、第２リレー６２を通して、主回路側とゲート回路用電源回路側が電気的に接続される。
　なお、上記の段階の主回路直流リンクの電圧ＶＭは、主回路直流リンクのほぼ定格電圧にあり、制御電源ユニット４０の出力側の定格電圧或いは実際の出力電圧に比べても十分に高い状況にある。そのため、第１リレー６１と第２リレー６２が導通状態になったことにより、バイパス回路６０の抵抗６３を通して、コンデンサ１４から電力分配ユニット５０に電流が流れる。これにより、コンデンサ１４から一部の電力がバイパス回路６０を通して電力分配ユニット５０に供給される。電力分配ユニット５０は、コンデンサ１４から電力分配ユニット５０に供給される電力を、電力分配ユニット５０からゲート回路３０に供給し、ゲート回路３０のコンデンサを充電させる。これにより、電力分配ユニット５０は、コンデンサ１４から供給される電力を、ゲート駆動用電力に利用することを可能にする。
　なお、コンデンサ１４からバイパス回路６０を通して電力分配ユニット５０に電力が供給されると、第２正極端子５２１の電圧は、定電圧ダイオード５７によって上限が定格値に制限される。上記のように、時刻ｔ１０に制御電源ユニット４０が入力電圧を喪失しても、図４中の（ｊ）に示すように電力分配ユニット５０の入力電圧ＶＣ＿３は、時刻ｔ１０以降も定格値で保持される。
　ここで、電力分配ユニット５０の入力電圧ＶＣ＿３に関連する第２正極端子５２１の電圧について説明する。定電圧ダイオード５７は、ツェナー電圧以上の電圧で逆バイアスされると導通する。そのため、負極母線９６の電位を基準にした第２正極端子５２１の電圧は、定電圧ダイオード５７の作用により、定電圧ダイオード５７のツェナー電圧になる。この状態は、時刻ｔ１３以降も主回路直流リンクの電圧ＶＭが低下し、抵抗５６の端子間電圧が定電圧ダイオード５７のツェナー電圧以下に低下するまで続く。
　時刻ｔ１４になると、抵抗５６の端子間電圧が定電圧ダイオード５７のツェナー電圧以下に低下する。定電圧ダイオード５７は、ツェナー電圧以下の電圧で逆バイアスされても非導通になる。そのため、これに応じて定電圧ダイオード５７が第２正極端子５２１の電圧を制限しなくなる。よって、主回路直流リンクの電圧ＶＭが降下するとそれに伴い第２正極端子５２１の電圧も降下する。図４中の（ｊ）に示すように第２正極端子５２１の電圧の変化に応じて、コンデンサ１４から電力分配ユニット５０の入力電圧ＶＣ＿３も低下する。
　上記の時刻ｔ１４を過ぎても時刻ｔ２１になるまで、ゲート回路３０内の電源電圧ＶＰとＶＮの電圧には、図４中の（ｎ）に示すように変化はなく、その安定性は確保されている。
　次に、この図４に示す時刻ｔ２１から時刻ｔ２４に至るまでの電力変換装置１の主回路直流リンクの電圧ＶＭが低下したときの処理について説明する。
　時刻ｔ２１に主回路直流リンクの電圧ＶＭが第３閾値よりも低下したと仮定する。
　電圧検出器８１は、電力変換ユニット２０の入力電圧に基づいて、電力変換ユニット２０の入力電圧が第３閾値に満たないことを検出する。図４中の（ｌ）に示すように電圧検出器８１の検出結果がＨレベルになり放電用半導体スイッチ８３が導通する（ＯＮ状態）。これにより、電流制限抵抗８２と放電用半導体スイッチ８３とを経由させた、放電回路８０によるコンデンサ１４の放電が始まる（時刻ｔ２１）。
　時刻ｔ２１を過ぎると、コンデンサ１４の放電電流が増えることにより、主回路直流リンクの電圧ＶＭの低下速度が速まり、図４中の（ｈ）に示すように主回路直流リンクの電圧ＶＭが急速に低下して、時刻ｔ２２になるとその電圧が０になる。なお、この主回路直流リンクの電圧ＶＭの変化に応じて、図４中の（ｊ）に示すように電力分配ユニット５０の入力電圧ＶＣ＿３も変化して、０になる。
　その後、図４中の（ｎ）に示すようにゲート回路３０により生成される電圧ＶＰが低下し始めて（時刻ｔ２３）、ゲート回路３０はゲート駆動信号の電圧を負バイアスさせることを維持できなくなり、ゲート駆動信号の電圧ＶＭが０になる（時刻ｔ２４）。
　なお、時刻ｔ２３になる前に、すでに主回路直流リンクの電圧ＶＭがほぼ０になっているため、ゲート駆動信号の電圧が負バイアスされなくなったとしても、電力変換ユニット２０のスイッチング素子２１が誤ターンオンしても、主回路の直流リンクの残留エネルギーにより、スイッチング素子２１が損傷することはない。
　なお、上記の放電の手順を実現する放電回路８０の放電特性は、例えば、下記のように規定される。放電回路８０の放電特性には、放電時の時定数τ２と、電流二乗時間積と、放電開始電圧とが含まれる。時定数τ２は、放電回路の放電時定数の一例である。まず、放電時の時定数τ２について説明する。放電時の時定数τ２は、例えば、電流制限抵抗８２のインピーダンスが放電抵抗１５のインピーダンスよりも十分小さいので、電流制限抵抗８２のインピーダンスと、コンデンサ１４の容量とに基づいてほぼ規定される。なお、放電時の時定数τ２は、放電時定数の一例である。時定数τ２は、前述の時定数τ１に比べて短い。
　例えば、この放電時の時定数τ２は、電力変換ユニット２０のスイッチング素子２１のゲート２１ｇが負にバイアスされている間に、放電によりコンデンサ１４の電荷がなくなるような大きさにするとよい。換言すれば、電力変換ユニット２０のスイッチング素子２１のゲート２１ｇが負にバイアスされている間に、主回路直流リンクの電圧ＶＭがスイッチング素子２１に損傷を与えない程度の電圧まで低下するように、時定数τ２の大きさが規定されるとよい。
　より具体的には、ゲート回路３０の電源回路３４におけるコンデンサ３４２、３４３がゲートブロック状態で所望の電圧を継続して保持している期間に、コンデンサ１４の電圧を、スイッチング素子２１により定まる所定の電圧まで低下させるような時定数τ２が規定される。この場合、放電時の時定数τ２は、コンデンサ３４２、３４３の電力によって、ゲート２１ｇを負バイアスに維持できる電圧保持時間よりも小さくなるように規定される。上記のように放電特性の時定数τ２が規定できれば、コンデンサ３４２、３４３が所望の電圧を保持している間に、コンデンサ１４の放電を完了させることができ、これに伴い、電力変換ユニット２０の入力電圧を略０ボルトまで低下させることができる。
　なお、放電回路８０の特性を示す電流二乗時間積については、例えば、放電開始時の主回路直流リンクの電圧ＶＭと、コンデンサ１４の容量とに基づいて規定される。放電回路８０による放電の経路に設けられる各素子の耐量は、上記の電流二乗時間積の値より大きなものに規定される。
　尚、例えば主回路直流リンクの定格電圧を直流４００ボルトとし、定電圧ダイオード５７のツェナー電圧を５０Ｖとし、放電回路８０の放電開始電圧を約１００Ｖとすると、電力変換ユニット２０が動作を停止した直後の主回路直流リンクの電圧の約１／４の電圧が放電回路８０の放電開始電圧となり、放電回路８０の電流二乗時間積を、直流４００ボルトから放電を開始する場合に比べて約１／１６の小な値とすることができる。
　図５を参照して、実施形態の放電回路８０に放電を開始させる電圧（第３閾値、閾値電圧）について説明する。図５は、実施形態の放電回路８０に放電を開始させる電圧について説明するための等価回路図である。
　この図の上段側が主回路直流リンクを示す。その主回路直流リンクの電圧は上述の通りＶＭである。抵抗６３のインピーダンスをＲＤ１で示す。抵抗５６のインピーダンスをＲＤ２で示す。この図の下段側がゲート駆動用電力を供給する制御系回路を示す。制御系回路におけるＤＣＤＣ変換器１００の入力電圧許容変動範囲の下限電圧をＶＣ＿３Ｌで示す。ＤＣＤＣ変換器１００の入力電圧は、前述の電力分配ユニット５０の入力電圧ＶＣ＿３に相当する。
　ゲート回路３０がゲートブロックの状態にあり、かつ発信器５８がスイッチング素子５２にベース駆動信号を供給している状態において、絶縁用高周波変圧器５４の１次側から見たゲート回路３０側の回路を等価した等価負荷回路のインピーダンスをＲＤ３で示す。
　なお、この図に示す等価回路では、コンデンサ１４に並列に設けられている放電抵抗１５と、放電回路８０とを省略している。
　バイパス回路６０の接点が閉じることにより、コンデンサ１４からの電力がバイパス回路６０を経て電力分配ユニット５０に供給され、コンデンサ１４からの放電電流が第２正極端子５２１に流れ込む。なお、以下の解析の条件として、抵抗５６の端子間電圧は、定電圧ダイオード５７のツェナー電圧以下になっているものとする。また、各ダイオードの順電圧降下は微小であり、これを無視する。
　上記の関係から、電圧ＶＣ＿３Ｌは、次の式（１）で表すことができる。
ＶＣ＿３Ｌ＝ＶＭ×ＲＰ／（ＲＰ＋ＲＤ１）　・・・（１）
　なお、上記の式（１）におけるＲＰは、式（２）に示すように、インピーダンスＲＤ２とインピーダンスＲＤ３を並列接続した際の合成インピーダンスである。
ＲＰ＝（ＲＤ２×ＲＤ３）／（ＲＤ２＋ＲＤ３）　・・・（２）
　上記の式（１）を変換して得られる式（３）から、電圧ＶＣ＿３が電圧ＶＣ＿３Ｌになった場合の電圧ＶＭを得ることができる。
ＶＭ＝（ＲＰ＋ＲＤ１）×ＶＣ＿３Ｌ／ＲＰ　・・・（３）
　例えば、電圧ＶＣ＿３が、ＤＣＤＣ変換器１００としての入力電圧許容変動範囲の下限値（例えば５０Ｖ）まで低下したと仮定する。その場合の電圧ＶＭを、電圧検出器８１が検出すれば、その時点から放電回路８０による放電を開始することができる。よって第３閾値を式（３）を下回らない値とすればよい。
　図５に示す等価回路において、コンデンサ１４から電力分配ユニット５０に供給される電力により電流が流れる回路のうち、第２正極端子５２１からコンデンサ１４と第２負極端子５２２とを通って電力分配ユニット５０の１次側の負極までの範囲の回路の第１インピーダンスを、ＲＤ１と定める。図５に示す等価回路では、ＲＤ１を、抵抗６３のインピーダンス（直流抵抗）と見做してもよい。
　また、上記の等価回路において、電力分配ユニット５０の第２直流入力端子対５２０よりもゲート回路３０側の回路の等価インピーダンスは、ＲＤ３と規定される。なお、ＲＤ２は、電力分配ユニット５０の抵抗５６のインピーダンスである。上記のＲＤ３の等価インピーダンスと、上記のＲＤ３とＲＤ２の並列回路のインピーダンスは、第２インピーダンスの一例である。
　上記の式（３）は、ＲＤ１からＲＤ３までを変数に含む。なお、抵抗５６を設けない場合、ＲＤ２の大きさがＲＤ３より十分に大きい場合などの場合には、式（３）からＲＤ２を省略して、ＲＤ１とＲＤ３を変数に含む式に代えてもよい。
　上記から、第３閾値は、少なくとも、上記の第１インピーダンスと、上記の第２インピーダンスとに基づいて規定されていてよい。
　このような関係式を利用することにより、ゲート回路３０から負にバイアスされたゲート駆動信号が電力変換ユニット２０に供給されている間に、放電回路８０は、電力変換ユニット２０の入力側に供給される電力を、スイッチング素子２１に実質的に影響がない値まで低減させることができる。
　なお、上記の実施形態によれば、実際に放電回路８０が放電を開始する時刻の主回路直流リンクの電圧ＶＭは、主回路直流リンクの定格電圧に比べて低い値に規定される。
　例えば、不足電圧検出部７０により電圧低下が検出された時点で放電回路８０の放電を開始する場合には、主回路直流リンクの定格電圧に基づいて放電回路８０の電流二乗時間積が規定される。これに対して、実施形態では、電圧ＶＣ＿３を基準に定められた主回路直流リンクの電圧ＶＭに基づいた電流二乗時間積を基準にして、放電回路８０の放電電流耐量が規定される。電圧ＶＣ＿３を基準に定まる主回路直流リンクの電圧ＶＭを、低くするほど放電回路８０の耐量を低くすることが可能になる。
　上記の実施形態によれば、放電回路８０は、少なくともバイパス回路６０を経てゲート回路３０に電力が供給された後、主回路直流リンクの電圧ＶＭが、上記の第３閾値よりも低下したことが電圧検出器８１によって検出された場合に、コンデンサ１４の放電を開始して速やかに放電を完了させる。この放電完了により、コンデンサ１４にはスイッチング素子２１に損傷を与えるような電力が残っていない。電力変換装置１は、電力変換装置１の制御系回路の電源喪失時に電力の変換を停止することができる。
　また、不足電圧検出部７０は、制御電源ユニット４０への入力電圧が第１閾値に満たない場合に、制御電源ユニット４０から少なくともゲート回路３０に供給する電力量が満たないことを検出してもよい。これにより、制御電源ユニット４０の出力電圧を検出する場合より早く、ゲート回路３０に供給する電力量が満たないことを検出できる。なお、第１閾値は、制御電源ユニット４０の入力電圧の許容変動範囲の下限値より大きく、制御用外部電源の電源電圧変動の下限より小さな値に定めるとよい。
　さらに、バイパス回路６０の第１リレー６１は、制御電源ユニット４０への入力電圧が第１閾値に満たないことが電圧検出器７１によって検出された場合に、正極母線９７に設けられた接点６１１と負極母線９８に設けられた接点６１２とを導通させる。上記の導通によって、コンデンサ１４に蓄えられた直流電力の一部がゲート回路３０に供給される。これにより、コンデンサ１４に蓄えられた直流電力によって、ゲート回路３０に供給する電力量が満たない状態に至らずに、ゲート回路３０は、ゲート駆動信号を電力変換ユニット２０に供給することができる。
　また、不足電圧検出部７０は、制御電源ユニット４０からの出力電圧が第２閾値に満たない場合に、制御電源ユニット４０から少なくともゲート回路３０に供給する電力量が満たないことを検出してもよい。これにより、制御電源ユニット４０に入力される電力が消失する場合に限らず、制御電源ユニット４０の故障などによりゲート回路３０に供給する電力量が満たないことを検出できる。なお、第２閾値は、制御電源ユニット４０の出力電圧の許容変動範囲の下限値に関連する値に定めるとよい。制御電源ユニット４０の出力電圧の許容変動範囲の下限値に関連する値とは、制御電源ユニット４０の出力電圧の許容変動範囲の下限値から所定の大きさ小さな値であって、上記の下限値以下の値かつ電圧ＶＣ＿３Ｌ以上に定めるとよい。
　さらに、バイパス回路６０の第２リレー６２は、制御電源ユニット４０からの出力電圧が第２閾値に満たないことが電圧検出器７２によって検出された場合に、正極母線９７に設けられた接点６２１と負極母線９８に設けられた接点６２２とを導通させることにより、ゲート回路３０に供給する電力量が満たない状態を解消することができる。これにより、コンデンサ１４に蓄えられた直流電力の一部がゲート回路３０に供給され、ゲート回路３０は、コンデンサ１４に蓄えられた直流電力に基づいて、ゲート駆動信号を電力変換ユニットに供給することができる。
　また、制御部９０は、制御電源ユニット４０の入力電圧が第１閾値に満たないことが検出されたとき、或いは制御電源ユニット４０からの出力電圧が第２閾値に満たないことが検出され、制御電源ユニット４０からゲート回路３０に供給する電力が不足することを識別すると、昇圧チョッパユニット１０から電力変換ユニット２０への電力の供給を止める。放電抵抗１５は、コンデンサ１４に蓄えられた電力を放電させる。その結果、電力変換ユニット２０の入力電圧が徐々に低下する。電力変換ユニット２０の入力電圧を反映する処理に用いられる第３閾値は、制御電源ユニット４０の出力電圧の定格値よりも低い値に規定される。
（実施形態の第１変形例）
　実施形態の第１変形例について説明する。上記の実施形態の電力分配ユニット５０は、その内部に絶縁された絶縁用高周波変圧器５４を備える。本変形例は、これに代えて、ゲート回路３０は絶縁用高周波変圧器を備え、絶縁用高周波変圧器を介して電力を中継する。これに合わせて、電力分配ユニット５０の絶縁用高周波変圧器５４を省略する。
　ゲート回路３０における絶縁用高周波変圧器は、１次巻線と２次巻線とを有する。絶縁用高周波変圧器の１次巻線と２次巻線とが磁気結合される。ゲート回路３０における絶縁用高周波変圧器の１次巻線は、電力分配ユニット５０の入力側の正極母線９５に接続される。絶縁用高周波変圧器の２次巻線に電源回路３４が接続される。
　上記の実施形態の変形例によれば、電子回路用電源を絶縁するユニットが異なるものの第１の実施形態と同様の効果を奏する。
（実施形態の第２変形例）
　実施形態の第２変形例について説明する。上記の実施形態の電力分配ユニット５０は、その内部に絶縁された絶縁用高周波変圧器５４を備える。本変形例は、これに代えて、ゲート回路３０は、さらに貫通型の変成器を備え、絶縁用高周波変圧器を介して電力を中継する。これに合わせて、電力分配ユニット５０の絶縁用高周波変圧器５４を省略する。
　変成器は、母線に流れる電流を検出する巻線を備え、母線と巻線が互いに絶縁されている。ゲート回路３０における変成器は、母線と巻線（２次巻線）とが磁気結合される。例えば、上記の母線は、電力分配ユニット５０の入力側の正極母線９５である。電源回路３４の入力は、変成器３６の巻線に接続される。
　電力分配ユニット５０の入力側の正極母線９５は、外部に延長され、その延長先で、前述の変成器が複数設けられる。電力分配ユニット５０の入力側の正極母線９５に流れる高周波電流が、各ゲート回路３０内の変成器によって変換され、各ゲート回路３０に電力が分配される。
　上記の実施形態の変形例によれば、電子回路用電源を絶縁するユニットが異なるものの第１の実施形態と同様の効果を奏する。
　以上説明した少なくともひとつの実施形態によれば、バイパス回路は、制御系回路の電源喪失時に、第１コンデンサに蓄えられた電力の一部を前記第２コンデンサに充電させ、前記第２コンデンサに蓄えられた電力によってゲート駆動信号を負バイアスに維持できる状態にさせる。放電回路は、少なくともバイパス回路を経てゲート回路に電力が供給された後、主回路直流リンクの電圧ＶＭが第３閾値よりも低下したことが第２検出部によって検出された場合に、前記第２コンデンサに蓄えられた電力によって前記ゲート駆動信号が負バイアスに維持された状態で、前記第１コンデンサに蓄えられた電力を放電させる。これにより、電力変換装置は、電力変換装置の制御系回路の電源喪失に伴い電力変換装置が電力の変換を停止する際に、電力の変換に係るスイッチング素子をより安定して制御可能にする。
　上記の電力変換装置は、その少なくとも一部を、ＣＰＵなどのプロセッサがプログラムを実行することにより機能するソフトウェア機能部で実現してもよく、全てをＬＳＩ等のハードウェア機能部で実現してもよい。
　本発明のいくつかの実施形態を説明したが、これらの実施形態は、例として提示したものであり、発明の範囲を限定することは意図していない。これら実施形態は、その他の様々な形態で実施されることが可能であり、発明の要旨を逸脱しない範囲で、種々の省略、置き換え、変更を行うことができる。これら実施形態やその変形は、発明の範囲や要旨に含まれると同様に、特許請求の範囲に記載された発明とその均等の範囲に含まれるものである。
　例えば、制御部９０は、各電圧検出器の検出結果等に基づいて、バイパス回路６０、放電回路８０などを制御してもよい。
１…電力変換装置、１０…昇圧チョッパユニット（直流電源ユニット）、１４…コンデンサ（第１コンデンサ）、１３、２１、５２…スイッチング素子、２０…電力変換ユニット（電力変換ユニット）、３０…ゲート回路、４０…制御電源ユニット、５０…電力分配ユニット（電力中継回路）、５８…発信器（第４検出部）、６０…バイパス回路、７０…不足電圧検出部、７１…電圧検出器（第１検出部）、７２…電圧検出器（第２検出部）、８０…放電回路、８１…電圧検出器（第３検出部）、８３…放電用半導体スイッチ、９０…制御部、９１、９３、９５、９７…正極母線（電力線）、９２、９４、９６、９８…負極母線（電力線）、１００…ＤＣＤＣ変換器、３４２、３４３…コンデンサ（第２コンデンサ）

Claims (9)

  1. 　ゲートを有したスイッチング素子を含み、備える直流入力端子に供給される直流電力から交流電力を生成する電力変換ユニットと、
    　前記電力変換ユニットの直流入力側に設けられた第１コンデンサと、
    　前記スイッチング素子のゲートに供給されるゲート駆動信号を出力する駆動回路と、前記駆動回路に供給される電力の電源電圧を平滑化する第２コンデンサとを含むゲート回路と、
    　制御系回路の電源喪失時に、前記第１コンデンサに蓄えられた電力の一部を前記第２コンデンサに充電させ、前記第２コンデンサに蓄えられた電力によって前記ゲート駆動信号を負バイアスに維持できる状態にさせるバイパス回路と、
    　前記第２コンデンサに蓄えられた電力によって前記ゲート駆動信号が負バイアスに維持された状態で、前記第１コンデンサに蓄えられた電力を放電させる放電回路と、
    　を備える電力変換装置。
  2. 　１次側と２次側とを絶縁する絶縁回路を含み、前記絶縁回路を介して電力を中継する電力中継回路をさらに備え、
    　前記絶縁回路の１次側が前記バイパス回路を介して前記第１コンデンサに接続され、前記絶縁回路の２次側が前記ゲート回路の前記第２コンデンサに接続される、
    　請求項１に記載の電力変換装置。
  3. 　前記ゲート回路に電力を供給する制御電源ユニットと、
    　前記制御電源ユニットへの入力電圧が第１閾値に満たないことを検出する第１検出部をさらに備え、
    　前記バイパス回路は、
    　第１接点が前記第１コンデンサと前記中継回路との間に設けられた第１開閉器を備え、
    　前記第１開閉器は、
    　前記制御電源ユニットへの入力電圧が第１閾値に満たないことが前記第１検出部によって検出された場合に前記第１接点を閉じる、
    ことを特徴とする請求項２に記載の電力変換装置。
  4. 　前記電力中継回路を介して前記ゲート回路に電力を供給する制御電源ユニットと、
    　前記制御電源ユニットからの出力電圧が第２閾値に満たないことを検出する第２検出部とをさらに備え、
    　前記バイパス回路は、
    　第２接点が前記第１コンデンサと前記中継回路との間に設けられた第２開閉器を備え、
    　前記第２開閉器は、
    　前記制御電源ユニットからの出力電圧が第２閾値に満たないことが前記第２検出部によって検出された場合に前記第２接点を閉じる、
    ことを特徴とする請求項２に記載の電力変換装置。
  5. 　前記電力変換ユニットの前記直流入力端子に直流電力を供給する直流電源ユニットと、
    　少なくとも前記制御電源ユニットからの出力電圧が第２閾値に満たないことを検出すると、前記直流電源ユニットから前記電力変換ユニットへの電力の供給を止める制御装置と、
    　前記電力変換ユニットの前記直流入力端子に掛かる電圧を検出し、前記電力変換ユニットの前記直流入力端子に掛かる電圧が第３閾値よりも低下した場合に、放電開始信号を出力する第３検出部と、
    　を備える請求項４記載の電力変換装置。
     
  6. 　前記放電回路は、
    　前記第１コンデンサに蓄えられた電力を放電させる放電抵抗と、
    　前記電力変換ユニットの前記直流入力端子に掛かる電圧を検出し、前記電力変換ユニットの前記直流入力端子に掛かる電圧が第３閾値よりも低下した場合に、放電開始信号を出力する第３検出部と、
    　前記放電開始信号を受けて、前記放電抵抗を前記第１コンデンサに並列に接続させる第３開閉器と
    　を備える請求項５記載の電力変換装置。
  7. 　前記第３閾値は、
    　少なくとも、前記第１コンデンサから前記電力中継回路に供給される電力に係る電流が流れる回路のうち、前記電力中継回路の入力端子の正極から前記第１コンデンサを通って前記電力中継回路の入力端子の負極までの範囲の回路の第１インピーダンスと、前記電力中継回路の入力端子よりも前記ゲート回路側の回路を等価した等価回路の第２インピーダンスとに基づいて規定される、
    　請求項５記載の電力変換装置。
  8. 　前記バイパス回路は、電流制限抵抗と、第１開閉器と、第２開閉器とを備え、
    　前記第１コンデンサの正極は、前記電力変換ユニットの前記直流入力端子の正極に接続される正極母線と、前記正極母線に接続された前記電流制限抵抗とを介して、前記第１開閉器の接点の第１端子と、前記第２開閉器の接点の第１端子とに接続され、
    　前記第１開閉器の接点の第２端子と、前記第２開閉器の接点の第２端子とが、接続点に夫々接続され、
    　前記電力中継回路は、前記接続点の電圧の上限値を制限する定電圧回路を備え、
    　前記定電圧回路の第１端子が、前記接続点に接続され、
    　前記定電圧回路の第２端子が、前記電力変換ユニットの前記直流入力端子の負極に接続される負極母線を介して前記第１コンデンサの負極に接続される、
    　請求項２記載の電力変換装置。
  9. 　前記放電回路の放電時定数は、前記第２コンデンサによって、前記ゲートを負バイアスに維持できる電圧保持時間よりも小さい、
    　請求項１記載の電力変換装置。
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