JP6717216B2 - 駆動装置 - Google Patents

Description

本発明は、スイッチング素子を駆動する駆動装置に関する。

スイッチング素子を駆動する駆動装置としては、例えば特許文献１に開示されたものがある。特許文献１の駆動装置は、コイル及び回収スイッチを有する共振回路部と、クランプスイッチを有するクランプ部と、回収スイッチ及びクランプスイッチを制御する制御回路を備える。特許文献１の駆動装置においては、予めコイルにエネルギーを蓄積し、蓄積されたコイルのエネルギーによってスイッチング素子のゲート容量を充電し、又は、ゲート容量から放電させることができるよう構成されている。つまり、コイルにプリチャージしたエネルギーを、ゲート端子に送ることで、ゲート容量の充放電を行っている。これにより、スイッチング素子のゲート容量の充放電を効率よく行い、スイッチング素子の高速駆動を実現しようとしている。

特開２０１５−１１９６２５号公報

しかしながら、特許文献１に記載の駆動装置においては、コイルにプリチャージする時間の長さに伴い、コイルに蓄積するエネルギーが大きくなる。一方、コイルに蓄積されたエネルギーをゲート容量へ放出するタイミングは、スイッチング素子における所望のオンオフのタイミングに合わせて制御する必要がある。そのため、コイルへのプリチャージ開始時点から、スイッチング素子のオンオフ切り替えのタイミングまでの時間の長さによって、ゲート容量へ供給されるエネルギーの大きさが変わってしまう。それゆえ、コイルのエネルギー蓄積を開始する開始時点を、スイッチング素子のオンオフのタイミングから逆算して、適切な時点に設定しないと、ゲート容量へ供給されるエネルギーが過剰になったり、不足したりするおそれがある。

ゲート容量へ供給されるエネルギーが過剰になると、ゲート電圧が過大となり、スイッチング素子の損傷を招くおそれがある。一方、ゲート容量へ供給されるエネルギーが不足すると、スイッチング素子の駆動不良を招くおそれがある。つまり、コイルへのエネルギー蓄積の開始時点を適切に設定しないと、スイッチング素子の損傷や、スイッチング素子の駆動不良を招くおそれがある。

ところが、コイルへは、極めて短時間にて大きなエネルギーが蓄積される。そのため、コイルへのエネルギー蓄積の開始時点を、スイッチング素子のオンオフのタイミングから逆算して適切なタイミングに制御することは、極めて困難である。

本発明は、かかる課題に鑑みてなされたものであり、スイッチング素子の高速スイッチング駆動制御を、容易かつ正確に行うことができる駆動装置を提供しようとするものである。

本発明の一態様は、スイッチング素子（７）のゲート端子（７１）に接続され、上記スイッチング素子を駆動する駆動装置（１）であって、
直流電源（２）と、
該直流電源の電源電圧を、該電源電圧及び上記スイッチング素子の定格ゲート電圧（Ｖ０）よりも高い高電圧に昇圧する昇圧部（３）と、
該昇圧部によって昇圧した電圧を保持して電荷を蓄える中継コンデンサ（４、４１、４２）と、
該中継コンデンサに蓄えた電荷によって、上記スイッチング素子のゲート容量（Ｃｇ）を充電又は放電する充放電部（５）と、
上記昇圧部と上記充放電部とを制御する制御部（６）と、を備え、
該制御部は、上記昇圧部における昇圧動作と、上記充放電部における充放電動作とを、それぞれ所望のタイミングにて制御できるよう構成されており、
上記充放電部は、上記中継コンデンサと上記スイッチング素子の上記ゲート端子との間に設けた充放電用インダクタ（５１）を有する、駆動装置にある。

上記駆動装置においては、昇圧動作と充放電動作とを、それぞれ所望のタイミングにて制御できる。すなわち、充放電部においてスイッチング素子のゲート容量を充電又は放電するタイミングと、昇圧部において直流電源の電圧と上記スイッチング素子の定格ゲート電圧よりも高い高電圧に昇圧するタイミングとを、切り離して制御することが可能である。それゆえ、スイッチング素子の駆動制御を容易かつ正確に行うことができる。

上記駆動装置においては、まず、昇圧部において、直流電源の電圧を、高電圧に昇圧する。この昇圧された電圧を保持して、電荷を中継コンデンサに蓄える。中継コンデンサに蓄えた電荷によって、充放電部がゲート容量を充電又は放電する。これにより、高い電圧にて中継コンデンサからゲート容量に対して電荷を送り込み、ゲート容量の充電又は放電を急速に行うことが可能となる。それゆえ、スイッチング素子の高速スイッチング駆動を実現することができる。

このようなゲート容量への急速な充電又は放電を実現するためのエネルギーを、上記のように、中継コンデンサに、電荷として蓄えておくことができる。そして、所望のタイミングにて、中継コンデンサから電荷を放出して、スイッチング素子のゲート容量の充電又は放電を行うことができる。
したがって、例えば、スイッチング素子のオンオフのタイミングから逆算して、昇圧部における昇圧動作を開始するなどの制御を行う必要がない。それゆえ、スイッチング素子の駆動制御を容易かつ正確に行うことができる。

以上のごとく、上記態様によれば、スイッチング素子の高速スイッチング駆動制御を、容易かつ正確に行うことができる駆動装置を提供することができる。
なお、特許請求の範囲及び課題を解決する手段に記載した括弧内の符号は、後述する実施形態に記載の具体的手段との対応関係を示すものであり、本発明の技術的範囲を限定するものではない。

参考形態１における、駆動装置の回路図。 参考形態１における、スイッチング素子をターンオンする際の、ゲート信号と各部における電流又は電圧の時間変化を示す線図。 参考形態１における、昇圧用インダクタへの通電の状態を示す回路説明図。 参考形態１における、第１中継コンデンサの充電の状態を示す回路説明図。 参考形態１における、第１中継コンデンサからの放電によってゲート容量を充電する状態を示す回路説明図。 参考形態１における、スイッチング素子をターンオフする際の、ゲート信号と各部における電流又は電圧の時間変化を示す線図。 参考形態１における、昇圧用インダクタへの通電の状態を示す回路説明図。 参考形態１における、第２中継コンデンサの充電の状態を示す回路説明図。 参考形態１における、第２中継コンデンサからの放電によってゲート容量を放電する状態を示す回路説明図。 実施形態１における、駆動装置の回路図。 実施形態１における、スイッチング素子をターンオンする際の、ゲート信号と各部における電流又は電圧の時間変化を示す線図。 参考形態２における、スイッチング素子をターンオンする際の、ゲート信号と各部における電流又は電圧の時間変化を示す線図。 参考形態２における、昇圧用インダクタへの通電の状態を示す回路説明図。 参考形態２における、第１中継コンデンサの充電の状態を示す回路説明図。 参考形態２における、第１中継コンデンサからの放電によってゲート容量を充電する状態を示す回路説明図。 参考形態３における、駆動装置の回路図。 参考形態３における、昇圧用インダクタへの通電の状態を示す回路説明図。 参考形態３における、第１中継コンデンサの充電の状態を示す回路説明図。 参考形態３における、第１中継コンデンサからの放電によってゲート容量を充電する状態を示す回路説明図。 参考形態４における、駆動装置の回路図。 参考形態４における、昇圧用インダクタへの通電の状態を示す回路説明図。 参考形態４における、第２中継コンデンサの充電の状態を示す回路説明図。 参考形態４における、第２中継コンデンサからの放電によってゲート容量を放電する状態を示す回路説明図。 実施形態２における、駆動装置の回路図。 実施形態２における、スイッチング素子をターンオンする際の、各部における電流又は電圧の時間変化を示す線図。 実施形態３における、駆動装置の回路図。 実施形態３における、スイッチング素子をターンオンする際の、各部における電流又は電圧の時間変化を示す線図。 実施形態３における、一方の第１中継コンデンサの充電の状態を示す回路説明図。 実施形態３における、他方の第１中継コンデンサの充電の状態を示す回路説明図。

（参考形態１）
駆動装置に係る参考形態について、図１〜図９を参照して説明する。
本形態の駆動装置１は、図１に示すごとく、スイッチング素子７のゲート端子７１に接続され、スイッチング素子７を駆動する駆動装置である。
駆動装置１は、直流電源２と、昇圧部３と、中継コンデンサ４と、充放電部５と、制御部６と、を備えている。

昇圧部３は、直流電源２の電源電圧及びスイッチング素子７の定格ゲート電圧Ｖ０よりも高い高電圧に昇圧する。中継コンデンサ４は、昇圧部３によって昇圧した電圧を保持して電荷を蓄える。充放電部５は、中継コンデンサ４に蓄えた電荷によって、スイッチング素子７のゲート容量Ｃｇを充電又は放電する。制御部６は、昇圧部３と充放電部５とを制御する。
そして、制御部６は、昇圧部３における昇圧動作と、充放電部５における充放電動作とを、それぞれ所望のタイミングにて制御できるよう構成されている。

また、駆動装置１は、中継コンデンサ４として、第１中継コンデンサ４１と第２中継コンデンサ４２とを有する。第１中継コンデンサ４１は、ゲート容量Ｃｇの充電のための電荷を蓄える。第２中継コンデンサ４２は、ゲート容量Ｃｇの放電のための電荷を蓄える。そして、第１中継コンデンサ４１が充放電部５を介してゲート端子７１に電気的に接続されたとき、正電圧がゲート端子７１に印加されるよう構成されている。また、第２中継コンデンサ４２が充放電部５を介してゲート端子７１に電気的に接続されたとき、負電圧がゲート端子７１に印加されるよう構成されている。

次に、本形態の駆動装置１の回路構成につき、図１を参照して説明する。
まず、制御されるスイッチング素子７は、例えば電力変換装置における被制御電流の導通、遮断を行うものである。スイッチング素子７は、パワー半導体素子であり、本形態においては、このスイッチング素子７を、ＭＯＳＦＥＴ（すなわち、ＭＯＳ型電界効果トランジスタ）によって構成している。なお、スイッチング素子７を、絶縁ゲートバイポーラトランジスタ（すなわち、ＩＧＢＴ）等によって構成することもできる。

駆動装置１は、スイッチング素子７のゲート端子７１に接続されている。そして、ゲート端子７１とソース端子７２との間にはゲート容量Ｃｇが寄生している。このゲート容量Ｃｇをゲート端子７１から正電荷によって充電することで、スイッチング素子７をターンオンすることができる。また、ゲート容量Ｃｇからゲート端子７１を介して正電荷を放電することで、スイッチング素子７をターンオフすることができる。

駆動装置１の昇圧部３は、昇圧用インダクタ３１と、第１スイッチ１１１と、第２スイッチ１１２とを有する。昇圧用インダクタ３１の一端は、第１スイッチ１１１を介して、直流電源２の正極に接続されている。昇圧用インダクタ３１の他端は、第２スイッチ１１２を介して、直流電源２の負極に接続されている。

直流電源２の負極は、接地された接地配線１３０によってスイッチング素子７のソース端子７２に電気的に接続されている。接地配線１３０には、第２スイッチ１１２の低電位側が接続されている。
昇圧用インダクタ３１と第２スイッチ１１２との接続部は、第１ダイオード１２１を介して第１中継コンデンサ４１の高電位側の端子に接続されている。第１中継コンデンサ４１の低電位側の端子は、接地配線１３０に接続されている。

また、接地配線１３０には、第２中継コンデンサ４２の高電位側の端子が接続されている。第２中継コンデンサ４２の低電位側の端子は、第２ダイオード１２２を介して第１スイッチ１１１と昇圧用インダクタ３１との接続部に接続されている。

充放電部５は、第３ダイオード１２３及び第４ダイオード１２４を介して互いに直列接続された第３スイッチ１１３と第４スイッチ１１４とを有する。第３ダイオード１２３及び第４ダイオード１２４は、いずれも、アノードが第３スイッチ１１３側、カソードが第４スイッチ１１４側となる向きに接続されている。

第３スイッチ１１３と第３ダイオード１２３と第４ダイオード１２４と第４スイッチ１１４との直列接続体は、その両端において、高電位配線１３１と低電位配線１３２とを介して昇圧部３及び中継コンデンサ４に接続されている。高電位配線１３１には、第１ダイオード１２１のカソードと、第１中継コンデンサ４１の高電位側の端子と、第３スイッチ１１３の高電位側の端子とが接続されている。低電位配線１３２には、第２ダイオード１２２のアノードと、第２中継コンデンサ４２の低電位側の端子と、第４スイッチ１１４の低電位側の端子とが、接続されている。

そして、充放電部５は、第３ダイオード１２３のカソードと第４ダイオード１２４のアノードとの接続部において、スイッチング素子７のゲート端子７１に接続されている。
また、制御部６は、第１スイッチ１１１、第２スイッチ１１２、第３スイッチ１１３、第４スイッチ１１４を、それぞれオンオフ制御することができるよう構成されている。

第１スイッチ１１１、第２スイッチ１１２、第３スイッチ１１３、第４スイッチ１１４は、半導体素子であり、本形態においては、ＭＯＳＦＥＴからなる。これらのスイッチは、パワー半導体素子であるスイッチング素子７の定格電圧よりも低い定格電圧の半導体素子によって構成されている。ただし、これに限定されるものではなく、第１スイッチ１１１、第２スイッチ１１２、第３スイッチ１１３、第４スイッチ１１４を、スイッチング素子７の定格電圧以上の定格電圧の半導体素子によって構成することもできる。また、第１スイッチ１１１、第２スイッチ１１２、第３スイッチ１１３、第４スイッチ１１４を、絶縁ゲートバイポーラトランジスタ（すなわち、ＩＧＢＴ）等によって構成することもできる。

次に、駆動装置１による、スイッチング素子７の駆動につき、説明する。まず、スイッチング素子７のターンオンの駆動につき、図２〜図５を用いて説明する。
制御部６は、スイッチング素子７のオンオフを指令するゲート信号Ｓｇに応じて、第１スイッチ１１１、第２スイッチ１１２、第３スイッチ１１３、第４スイッチ１１４のオンオフを制御する。図２の各グラフは、それぞれ、ゲート信号Ｓｇのオンオフ、昇圧用インダクタ３１に流れる電流ＩＬ、第１中継コンデンサ４１の電圧Ｖｃ、ゲート容量Ｃｇに流れる電流Ｉｇｓ、ゲート容量Ｃｇにかかる電圧Ｖｇｓ、の時間変化を示す。図２の各グラフは、横軸が時間を示す。図２のゲート信号Ｓｇのグラフは、縦軸が信号の状態を示す。図２の電流ＩＬのグラフ及び電流Ｉｇｓのグラフは、縦軸が電流を示す。図２の電圧Ｖｃのグラフ及び電圧Ｖｇｓのグラフは、縦軸が電圧を示す。

ゲート信号Ｓｇは、オンオフを繰り返している。
まず、図２のｔ１１においてゲート信号Ｓｇがターンオフした後、昇圧用インダクタ３１への通電を開始する。つまり、ゲート信号Ｓｇがターンオフした後、第１スイッチ１１１と第２スイッチ１１２とが共にオンの状態にする。これにより、図３に示すごとく、直流電源２から昇圧部３の昇圧用インダクタ３１に電流が流れる。そして、図２の区間Ａに示すごとく、昇圧用インダクタ３１に流れる電流ＩＬが徐々に大きくなり、昇圧用インダクタ３１にエネルギーが蓄積される。

ここでは、第１スイッチ１１１は、ゲート信号Ｓｇのターンオフよりも前からオンされており、第２スイッチ１１２を、ゲート信号Ｓｇのターンオフと同時にターンオンする。これにより、ゲート信号Ｓｇのターンオフと同時に、昇圧部３における昇圧動作を開始する。ただし、後述するように、第２スイッチ１１２のターンオンのタイミングは、これに限られない。

そして、昇圧用インダクタ３１に充分なエネルギーが蓄積された段階で、図４に示すごとく、第２スイッチ１１２をターンオフする。すなわち、図２のｔ１２において昇圧用インダクタ３１に流れる電流ＩＬが所望の大きさとなったとき、第２スイッチ１１２をターンオフする。すると、昇圧用インダクタ３１から第１中継コンデンサ４１へ電流Ｉｃが流れる。これにより、昇圧用インダクタ３１によって昇圧された電圧Ｖｃ１を保持しつつ、昇圧用インダクタ３１のエネルギーが、第１中継コンデンサ４１に電荷として蓄積される。図２の区間Ｂに示すごとく、昇圧用インダクタ３１に流れる電流ＩＬが低下するのに伴って、第１中継コンデンサ４１の電圧Ｖｃが急峻に上昇する。そして、図２のｔ１３における昇圧後の電圧Ｖｃ１は、直流電源２の電源電圧よりも高く、また、スイッチング素子７の定格ゲート電圧Ｖ０よりも高い。

このように、図２の区間Ｃに示すごとく、第１中継コンデンサ４１に電荷が蓄えられた高電圧Ｖｃ１の状態を、ゲート信号Ｓｇが次にオンの状態に切り替わる時点まで保持しておく。
そして、ゲート信号Ｓｇがオンに切り替わる時点で、図５に示すごとく、第３スイッチ１１３をターンオンする。すなわち、図２のｔ１４においてゲート信号Ｓｇがターンオンした後、第３スイッチ１１３をターンオンする。これにより、図２の区間Ｄに示すごとく、第１中継コンデンサ４１からゲート容量Ｃｇに電流Ｉｇｓが流れる。つまり、第１中継コンデンサ４１に蓄積されていた電荷が放出されて、ゲート容量Ｃｇに流れ込む。このときの放電電圧は、定格ゲート電圧Ｖ０よりも大きい。そのため、ゲート容量Ｃｇへの充電を急速に行うことができる。ただし、図２の区間Ｄに示すごとく、ゲート容量Ｃｇにかかる電圧Ｖｇｓは、ゲート容量Ｃｇに電荷が溜まるにつれて徐々に大きくなるが、定格ゲート電圧Ｖ０を超えることがないよう構成してある。

これを実現するために、第１中継コンデンサ４１の容量Ｃ１は、ゲート容量Ｃｇに比べて小さい。つまり、第１中継コンデンサ４１に蓄えられた電荷Ｑは、Ｃ１×Ｖｃ１にて表すことができる。ここで、Ｖｃ１は、第１中継コンデンサ４１からの放電直前の第１中継コンデンサ４１の電圧である。そして、第１中継コンデンサ４１からゲート容量Ｃｇに電荷を移動して、平衡状態となった時点では、第１中継コンデンサ４１の電圧と、ゲート容量Ｃｇにかかる電圧とは、一致する。この電圧をＶ２とする。そうすると、第１中継コンデンサ４１の容量Ｃ１とゲート容量Ｃｇとの合成容量をＣとし、配線の寄生インダクタンスをＬとして、電流経路の抵抗Ｒが、
Ｒ≧２×√（Ｌ／Ｃ）
を満たすとき、
Ｃ１×Ｖｃ１＝（Ｃ１＋Ｃｇ）×Ｖ２
が成り立つ。ここで、Ｖ２は、定格ゲート電圧Ｖ０以下である必要がある。したがって、第１中継コンデンサ４１の容量を決めるにあたっては、これを考慮して、
Ｃ１×Ｖｃ１≦（Ｃ１＋Ｃｇ）×Ｖ０
を満たすようにする。つまり、
Ｃ１≦｛Ｖ０／（Ｖｃ１−Ｖ０）｝×Ｃｇ
を満たすように、Ｃ１を決める。

一方、電流経路の抵抗Ｒが十分に小さい場合には、エネルギー保存の法則を適用することができる。すなわち、電流経路の抵抗Ｒが、
Ｒ≪２×√（Ｌ／Ｃ）
を満たすとき、
（１／２）×Ｃ１×Ｖｃ１^２＝（１／２）×Ｃｇ×Ｖ２^２
が成り立つ。したがって、第１中継コンデンサ４１の容量を決めるにあたっては、Ｖ２が定格ゲート電圧Ｖ０以下であることを考慮して、
（１／２）×Ｃ１×Ｖｃ１^２≦（１／２）×Ｃｇ×Ｖ０^２
を満たすようにする。つまり、
Ｃ１≦（Ｖ０^２／Ｖｃ１^２）×Ｃｇ
を満たすように、Ｃ１を決める。

なお、第１中継コンデンサ４１に電荷が蓄えられている状態における電圧Ｖｃ１、すなわち、第１中継コンデンサ４１から放電が開始される時点の電圧は、例えば、定格ゲート電圧Ｖ０の２〜４倍程度とすることができる。本形態においては、定格ゲート電圧Ｖ０が２０Ｖであるのに対し、第１中継コンデンサ４１に電荷が蓄えられている状態における電圧Ｖｃ１は６０Ｖである。

上述のように、ゲート容量Ｃｇへの充電が急速に行われることで、スイッチング素子７を素早くターンオンすることができる。その一方で、ゲート容量Ｃｇに定格ゲート電圧Ｖ０を超える電圧がかかることを確実に防ぐことができる。

なお、上述した昇圧用インダクタ３１への通電を開始する際における第２スイッチ１１２のターンオンのタイミングは、ゲート信号Ｓｇのターンオフと同時でなくともよく、前でも後でもよい。特に、下記の観点で、上記第２スイッチ１１２のターンオンのタイミングは、ゲート信号Ｓｇのターンオフ前である、図２のｔ１１よりも早くすることが好ましい。すなわち、ゲート信号Ｓｇの前回のターンオンの際において、図５に示すごとく、第３スイッチ１１３がオンの状態として、ゲート容量Ｃｇを充電し、スイッチング素子７をターンオンさせるが、このスイッチング素子７のターンオン完了の直後に速やかに第３スイッチ１１３をオフさせる。そして、この第３スイッチ１１３のターンオフと同時に、第２スイッチ１１２をターンオンさせて、図３に示すごとく、昇圧用インダクタ３１への通電を開始することもできる。この場合、ゲート信号Ｓｇのターンオフと同時に第２スイッチ１１２をターンオンする場合と比較して、昇圧用インダクタ３１への充電時間を長く取ることができる。

次に、スイッチング素子７のターンオフの駆動につき、図６〜図９を用いて説明する。
図６の各グラフは、それぞれ、ゲート信号Ｓｇのオンオフ、昇圧用インダクタ３１に流れる電流ＩＬ、第２中継コンデンサ４２の電圧Ｖｃ、ゲート容量Ｃｇに流れる電流Ｉｇｓ、ゲート容量Ｃｇにかかる電圧Ｖｇｓ、の時間変化を示す。

ゲート信号Ｓｇは、オンオフを繰り返している。
まず、図６のｔ２１においてゲート信号Ｓｇがターンオンした後、昇圧用インダクタ３１への通電を開始する。つまり、ゲート信号Ｓｇがターンオンした後、第１スイッチ１１１と第２スイッチ１１２とが共にオンの状態にする。これにより、図７に示すごとく、直流電源２から昇圧部３の昇圧用インダクタ３１に電流ＩＬが流れる。そして、図６の区間Ｅに示すごとく、昇圧用インダクタ３１に流れる電流ＩＬが徐々に大きくなり、昇圧用インダクタ３１にエネルギーが蓄積される。

ここでは、第２スイッチ１１２は、ゲート信号Ｓｇのターンオンよりも前からオンされており、第１スイッチ１１１を、ゲート信号Ｓｇのターンオンと同時にターンオンする。これにより、ゲート信号Ｓｇのターンオンと同時に、昇圧部３における昇圧動作を開始する。ただし、後述するように、第１スイッチ１１１のターンオンのタイミングは、これに限られない。

そして、昇圧用インダクタ３１に充分なエネルギーが蓄積された段階で、図８に示すごとく、第１スイッチ１１１をターンオフする。すなわち、図６のｔ２２において昇圧用インダクタ３１に流れる電流ＩＬが所望の大きさとなったとき、第１スイッチ１１１をターンオフする。すると、昇圧用インダクタ３１から第２中継コンデンサ４２へ電流Ｉｃが流れる。これにより、昇圧用インダクタ３１によって昇圧された電圧Ｖｃ２を保持しつつ、昇圧用インダクタ３１のエネルギーが、第２中継コンデンサ４２に電荷として蓄積される。

図６の区間Ｆに示すごとく、昇圧用インダクタ３１に流れる電流ＩＬが低下するのに伴って、第２中継コンデンサ４２の電圧Ｖｃが急峻に上昇する。ただし、この電圧Ｖｃは、第２中継コンデンサ４２において、ゲート端子７１に接続される側の電極の電位が負となるようにかかり、この電位は、負電圧となる。つまり、ゲート端子７１に接続される側の第２中継コンデンサ４２の電極には、負電荷が蓄積される。そして、このとき第２中継コンデンサ４２にかかっている電圧Ｖｃ２は、直流電源２の電源電圧よりも高く、また、スイッチング素子７の定格ゲート電圧Ｖ０よりも高い。すなわち、図６のｔ２３における昇圧後の電圧Ｖｃ２は、直流電源２の電源電圧よりも高く、また、スイッチング素子７の定格ゲート電圧Ｖ０よりも高い。

このように、図６の区間Ｇに示すごとく、第１中継コンデンサ４１に電荷が蓄えられた高電圧Ｖｃ２の状態を、ゲート信号Ｓｇが次にオフの状態に切り替わる時点まで保持しておく。

そして、ゲート信号Ｓｇがオフに切り替わる時点で、図９に示すごとく、第４スイッチ１１４をターンオンする。すなわち、図６のｔ２４においてゲート信号Ｓｇがターンオフした後、第４スイッチ１１４をターンオンする。これにより、ゲート端子７１に負電圧が印加され、図６の区間Ｈに示すごとく、第２中継コンデンサ４２からゲート容量Ｃｇに電流Ｉｇｓが流れる。つまり、第２中継コンデンサ４２に蓄積されていた負電荷が放出されて、ゲート端子７１からゲート容量Ｃｇに流れ込む。逆に言うと、ゲート容量Ｃｇの電荷がゲート端子７１から第２中継コンデンサ４２へ引き抜かれる。このときの第２中継コンデンサ４２の電圧は、定格ゲート電圧Ｖ０よりも大きい。そのため、ゲート容量Ｃｇからの放電を急速に行うことができる。図６の区間Ｈに示すごとく、ゲート容量Ｃｇにかかる電圧Ｖｇｓは、ゲート容量Ｃｇの電荷が引き抜かれるにつれて徐々に小さくなる。

なお、第２中継コンデンサ４２に電荷が蓄えられている状態における電圧Ｖｃ２、すなわち、第２中継コンデンサ４２から放電が開始される時点の電圧Ｖｃ２は、例えば、定格ゲート電圧Ｖ０の２〜４倍程度とすることができる。本形態においては、定格ゲート電圧Ｖ０が２０Ｖであるのに対し、第２中継コンデンサ４２に電荷が蓄えられている状態における電圧Ｖｃ２は６０Ｖである。

このようにして、ゲート容量Ｃｇからの放電が急速に行われ、スイッチング素子７をターンオフすることができる。

なお、上述した昇圧用インダクタ３１への通電を開始する際における第１スイッチ１１１のターンオンのタイミングは、ゲート信号Ｓｇのターンオンと同時でなくともよく、前でも後でもよい。特に、下記の観点で、上記第１スイッチ１１１のターンオンのタイミングは、ゲート信号Ｓｇのターンオン前である、図６のｔ２１よりも早くすることが好ましい。すなわち、ゲート信号Ｓｇの前回のターンオフの際において、図９に示すごとく、第４スイッチ１１４がオンの状態として、ゲート容量Ｃｇを放電し、スイッチング素子７をターンオフさせるが、このスイッチング素子７のターンオフ完了の直後に速やかに第４スイッチ１１４をオフさせる。そして、この第４スイッチ１１４のターンオフと同時に、第１スイッチ１１１をターンオンさせて、図７に示すごとく、昇圧用インダクタ３１への通電を開始することもできる。この場合、ゲート信号Ｓｇのターンオンと同時に第１スイッチ１１１をターンオンする場合と比較して、昇圧用インダクタ３１への充電時間を長く取ることができる。

次に、本形態の作用効果につき説明する。
上記駆動装置１においては、昇圧動作と充放電動作とを、それぞれ所望のタイミングにて制御できる。すなわち、充放電部５においてスイッチング素子７のゲート容量Ｃｇを充電又は放電するタイミングと、昇圧部３において直流電源２の電圧とスイッチング素子７の定格ゲート電圧Ｖ０よりも高い高電圧に昇圧するタイミングとを、切り離して制御することが可能である。それゆえ、スイッチング素子７の駆動制御を容易かつ正確に行うことができる。

駆動装置１においては、上述のように、まず、昇圧部３において、直流電源２の電圧を高電圧に昇圧する。この昇圧された電圧を保持して、電荷を中継コンデンサ４に蓄える。中継コンデンサ４に蓄えた電荷によって、充放電部５がゲート容量Ｃｇを充電又は放電する。これにより、高い電圧にて中継コンデンサ４からゲート容量Ｃｇに対して電荷を送り込み、ゲート容量Ｃｇの充電又は放電を急速に行うことが可能となる。それゆえ、スイッチング素子７の高速スイッチング駆動を実現することができる。

このようなゲート容量Ｃｇへの急速な充電又は放電を実現するためのエネルギーを、上記のように、中継コンデンサ４に、電荷として蓄えておくことができる。そして、所望のタイミングにて、中継コンデンサ４から電荷を放出して、スイッチング素子７のゲート容量Ｃｇの充電又は放電を行うことができる。
したがって、例えば、スイッチング素子７のオンオフのタイミングから逆算して、昇圧部３における昇圧動作を開始するなどの制御を行う必要がない。それゆえ、スイッチング素子７の駆動制御を容易かつ正確に行うことができる。

また、本形態においては、駆動装置１は、中継コンデンサ４として、第１中継コンデンサ４１と第２中継コンデンサ４２とを有する。これにより、駆動装置１は、スイッチング素子７のターンオンとターンオフとの双方の高速スイッチングを、容易かつ正確に行うことができる。

以上のごとく、上記態様によれば、スイッチング素子の高速スイッチング駆動制御を、容易かつ正確に行うことができる駆動装置を提供することができる。

（実施形態１）
本実施形態の駆動装置１においては、図１０、図１１に示すごとく、充放電部５が充放電用インダクタ５１を有する。充放電用インダクタ５１は、中継コンデンサ４とスイッチング素子７のゲート端子７１との間に設けたインダクタである。

より具体的には、充放電用インダクタ５１は、第３ダイオード１２３と第４ダイオード１２４との接続部と、ゲート端子７１との間の配線に、設けてある。なお、充放電用インダクタ５１は、コイル部品等によって構成することができる。あるいは、特に部品を追加することなく、配線の寄生インダクタンスによって、充放電用インダクタ５１を構成することもできる。

その他の構成は、参考形態１と同様である。
なお、実施形態１以降において用いた符号のうち、既出の実施形態において用いた符号と同一のものは、特に示さない限り、既出の実施形態におけるものと同様の構成要素等を表す。

本実施形態においては、充放電部５によるゲート容量Ｃｇの充放電にあたり、共振作用を利用して充放電を行うことができる。
図１１を用いて、スイッチング素子７のターンオンの際の駆動装置１の各部の電流、電圧につき説明する。
図１１の区間Ａ〜Ｃに示すごとく、ゲート信号Ｓｇのターンオンのタイミングにて第１中継コンデンサ４１が放電できるように、昇圧用インダクタ３１への通電及び第１中継コンデンサ４１における高電圧Ｖｃ１の保持が行われる。これは、参考形態１と同様である。

そして、図１１のｔ１４においてゲート信号Ｓｇがターンオンした後、第３スイッチ１１３をターンオンして、第１中継コンデンサ４１からゲート容量Ｃｇへの充電が開始されると、ゲート容量Ｃｇに電流Ｉｇｓが流れる。このときの電流Ｉｇｓのピーク値は、Ｉｇｓ１である。このとき、図１１の区間Ｄに示すごとく、電流Ｉｇｓは、第３スイッチ１１３のターンオンの直後、急激に流れるのではなく、ゼロから徐々に立ち上がることとなる。すなわち、上記充放電用インダクタ５１による自己誘導起電力により、ゲート容量Ｃｇへの電流Ｉｇｓはソフトに立ち上がることとなる。それゆえ、充放電部５における損失を低減することができる。また、第３スイッチ１１３の小型化を図ることもできる。

また、共振作用により、第１中継コンデンサ４１の電荷を、より多くゲート容量Ｃｇに移動させて、ゲート容量Ｃｇの充電を行うことができる。それゆえ、第１中継コンデンサ４１の容量Ｃ１を、参考形態１における駆動装置１の第１中継コンデンサ４１の容量Ｃ１と比較して、小さくすることができる。
また、図１１の区間Ｄに示すごとく、充放電の際にゲート容量Ｃｇにかかる電圧Ｖｇｓは、中間電位を超えるとその電圧上昇が速くなる。その結果、ゲート容量Ｃｇの充電を急速に完了させることができ、スイッチング速度を一層向上させることができる。
なお、スイッチング素子７のターンオフの際にも、上記と同様の作用効果が得られる。
その他、参考形態１と同様の作用効果を有する。

（参考形態２）
本形態において、図１２〜図１５に示すごとく、制御部６は、段階的に昇圧動作を行うように昇圧部３を制御するよう構成されている。
すなわち、段階的な昇圧動作は、複数回に分けて中継コンデンサ４への充電を行うことにより行う。
回路構成自体は、図１に示した参考形態１における回路構成と同様である。

図１２を用いて、スイッチング素子７のターンオンの際の駆動装置１の各部の電流、電圧につき説明する。
図１２に示すごとく、ゲート信号Ｓｇのターンオンのタイミングの前に、昇圧用インダクタ３１への通電を行うと共に、第１中継コンデンサ４１における電圧の保持が行われる。このとき、第２スイッチ１１２のオンオフを複数回繰り返して、第１中継コンデンサ４１へのエネルギーの蓄積を断続的に行う。

つまり、まず、図１３に示すごとく、第２スイッチ１１２をオンして昇圧用インダクタ３１への通電を行う。これにより、図１２の区間Ａ１に示すごとく、昇圧用インダクタ３１にエネルギーを溜めるが、これを参考形態１に比べて短時間で中断する。そして、図１４に示すごとく、第２スイッチ１１２をオフして、昇圧用インダクタ３１のエネルギーを第１中継コンデンサ４１へ移す。これにより、図１２の区間Ａ２に示すごとく、第１中継コンデンサ４１において、電圧Ｖｃ０１を保持する。

次いで、再び第２スイッチ１１２をオンして、図１３に示すごとく、昇圧用インダクタ３１への通電を行って、昇圧用インダクタ３１にエネルギーを溜める。そして、第２スイッチ１１２をオフして、図１４に示すごとく、昇圧用インダクタ３１のエネルギーを第１中継コンデンサ４１へ移す。これにより、図１２の区間Ａ３に示すごとく、第１中継コンデンサ４１に、さらに電荷が蓄積され、さらに高い電圧Ｖｃ０２が保持される。

このように、段階的に、小刻みに、昇圧部３において昇圧したエネルギーを、第１中継コンデンサ４１に蓄積する。このエネルギーの蓄積を繰り返して、図１２の区間Ｃに示すごとく、所望の電圧Ｖｃ１に達したところで、第１中継コンデンサ４１へのエネルギーの蓄積を完了し、保持する。そして、ゲート信号Ｓｇのターンオンのタイミングで、図１５に示すごとく、充放電部５における第３スイッチ１１３をオンして、ゲート容量Ｃｇを充電する。このときの、ゲート容量Ｃｇへの電流Ｉｇｓ、及び、ゲート容量Ｃｇの電圧Ｖｇｓの時間変化は、それぞれ図１２の区間Ｄに示すように、参考形態１と同様である。

このように、第１中継コンデンサ４１への電荷の蓄積を小刻みに行うことができる。それゆえ、例えば、昇圧部３における第２スイッチ１１２のオンオフの回数によって、第１中継コンデンサ４１に充電するエネルギーを制御することができる。すなわち、例えば、第２スイッチ１１２の１回のオンオフによる第１中継コンデンサ４１の昇圧レベルが所定値Ｖｃ０１となるようにしておく。この場合、第２スイッチ１１２のオンオフの回数ｎによって、第１中継コンデンサ４１に保持される電圧Ｖｃ１を、ｎ×Ｖｃ０１とすることができる。つまり、上記回数ｎによって、第１中継コンデンサ４１の電圧Ｖｃ１の大きさを段階的に変えることができる。

このように、制御部６による第１中継コンデンサ４１の昇圧レベルの調整制御を簡素化することができる。
また、昇圧部３における昇圧動作の際に、第１スイッチ１１１及び第２スイッチ１１２に流れる電流を小さくすることができる。そのため、第１スイッチ１１１及び第２スイッチ１１２の小型化が可能となる。

なお、スイッチング素子７のターンオフの際にも、上記と同様の作用効果が得られる。
その他、参考形態１と同様の作用効果を有する。

（参考形態３）
本形態の駆動装置１は、図１６〜図１９に示すごとく、中継コンデンサ４として、ゲート容量Ｃｇの充電のための電荷を蓄える第１中継コンデンサ４１のみを備えている。
そして、駆動装置１は、スイッチング素子７のターンオンの際に、第１中継コンデンサ４１からゲート容量Ｃｇへ充電を行うことができるよう構成されている。

本形態の駆動装置１は、参考形態１において示した第２中継コンデンサ４２を備えていない。それゆえ、スイッチング素子７のターンオフの際に、中継コンデンサ４に蓄えた負電荷を放出してゲート容量Ｃｇから放電を行うという機能は備えない。

駆動装置１の回路構成につき、図１６を用いて説明する。
駆動装置１の昇圧部３は、昇圧用インダクタ３１と第２スイッチ１１２とを有する。昇圧用インダクタ３１の一端は、直流電源２の正極に接続されている。昇圧用インダクタ３１の他端は、第２スイッチ１１２を介して、直流電源２の負極に接続されている。

昇圧用インダクタ３１と第２スイッチ１１２との接続部は、第１ダイオード１２１を介して第１中継コンデンサ４１の高電位側の端子に接続されている。第１中継コンデンサ４１の低電位側の端子は、接地配線１３０に接続されている。接地配線１３０は、直流電源２の負極と、スイッチング素子７のソース端子７２とに接続されている。

充放電部５は、第３ダイオード１２３を介して互いに直列接続された第３スイッチ１１３と第５スイッチ１１５とを有する。第３ダイオード１２３は、アノードが第３スイッチ１１３側、カソードが第５スイッチ１１５側となる向きに接続されている。

第３スイッチ１１３と第３ダイオード１２３と第５スイッチ１１５との直列接続体は、その両端において、高電位配線１３１と接地配線１３０とを介して昇圧部３及び第１中継コンデンサ４１に接続されている。高電位配線１３１には、第１ダイオード１２１のカソードと、第１中継コンデンサ４１の高電位側の端子と、第３スイッチ１１３の高電位側の端子とが接続されている。第５スイッチ１１５の低電位側の端子は、接地配線１３０に接続されている。

その他の構成は、参考形態１と同様である。
なお、参考形態１の駆動装置１における要素に対応する要素には、同じ名称及び符号を用いている。

次に、駆動装置１の動作につき、図１７〜図１９を用いて説明する。
まず、第２スイッチ１１２をオンすることにより、図１７に示すごとく、直流電源２から昇圧部３に電流が流れる。そして、昇圧用インダクタ３１に流れる電流ＩＬが徐々に大きくなり、昇圧用インダクタ３１にエネルギーが蓄積される。

そして、昇圧用インダクタ３１に充分なエネルギーが蓄積された段階で、図１８に示すごとく、第２スイッチ１１２をターンオフする。これにより、昇圧用インダクタ３１から第１中継コンデンサ４１へ電流Ｉｃが流れる。そして、昇圧用インダクタ３１のエネルギーが、第１中継コンデンサ４１に電荷として蓄積される。第１中継コンデンサ４１に保持された昇圧後の電圧は、直流電源２の電源電圧よりも高く、また、スイッチング素子７の定格ゲート電圧Ｖ０よりも高い。

このように、第１中継コンデンサ４１に電荷が蓄えられた高電圧の状態を、ゲート信号Ｓｇが次にオンの状態に切り替わる時点まで保持しておく。そして、ゲート信号Ｓｇがオンに切り替わる時点で、図１９に示すごとく、第３スイッチ１１３をターンオンする。これにより、第１中継コンデンサ４１からゲート容量Ｃｇに電流Ｉｇｓが流れる。

以上のように、ゲート容量Ｃｇが充電され、スイッチング素子７の急速なターンオンが実現される。

本形態においては、スイッチング素子のターンオンの際の高速スイッチング駆動制御を、容易かつ正確に行うことができる。また、回路構成の簡素化を図ることができる。

（参考形態４）
本形態の駆動装置１は、図２０〜図２３に示すごとく、中継コンデンサ４として、ゲート容量Ｃｇの放電のための電荷を蓄える第２中継コンデンサ４２のみを備えている。
そして、駆動装置１は、スイッチング素子７のターンオフの際に、第２中継コンデンサ４２からの放電によって、ゲート容量Ｃｇからの放電を行うことができるよう構成されている。

本形態の駆動装置１は、参考形態１において示した第１中継コンデンサ４１を備えていない。それゆえ、スイッチング素子７のターンオンの際に、中継コンデンサ４に蓄えた電荷を放出してゲート容量Ｃｇへの充電を行うという機能は備えない。

駆動装置１の回路構成につき、図２０を用いて説明する。
駆動装置１の昇圧部３は、昇圧用インダクタ３１と第１スイッチ１１１とを有する。昇圧用インダクタ３１の一端は、第１スイッチ１１１を介して、直流電源２の正極に接続されている。また、昇圧用インダクタ３１の他端は、直流電源２の負極に接続されている。

昇圧用インダクタ３１と第１スイッチ１１１との接続部は、第２ダイオード１２２を介して第２中継コンデンサ４２の低電位側の端子に接続されている。第２中継コンデンサ４２の高電位側の端子は、接地配線１３０に接続されている。接地配線１３０は、直流電源２の負極と、スイッチング素子７のソース端子７２とに接続されている。

充放電部５は、第４ダイオード１２４を介して互いに直列接続された第６スイッチ１１６と第４スイッチ１１４とを有する。第４ダイオード１２４は、アノードが第６スイッチ１１６側、カソードが第４スイッチ１１４側となる向きに接続されている。

第６スイッチ１１６と第４ダイオード１２４と第４スイッチ１１４との直列接続体は、高電位配線１３１を介して、直流電源２の正極に接続され、低電位配線１３２を介して第２中継コンデンサ４２の低電位側の端子に接続されている。

その他の構成は、参考形態１と同様である。
なお、参考形態１の駆動装置１における要素に対応する要素には、同じ名称及び符号を用いている。

次に、駆動装置１の動作につき、図２１〜図２３を用いて説明する。
まず、第１スイッチ１１１をオンすることにより、図２１に示すごとく、直流電源２から昇圧部３に電流が流れる。そして、昇圧用インダクタ３１に流れる電流ＩＬが徐々に大きくなり、昇圧用インダクタ３１にエネルギーが蓄積される。

そして、昇圧用インダクタ３１に充分なエネルギーが蓄積された段階で、図２２に示すごとく、第１スイッチ１１１をターンオフする。これにより、昇圧用インダクタ３１から第２中継コンデンサ４２へ電流Ｉｃが流れる。そして、昇圧用インダクタ３１のエネルギーが、第２中継コンデンサ４２に電荷として蓄積される。ここで、第２中継コンデンサ４２におけるゲート端子７１側の電極には、負電荷が蓄積される。第２中継コンデンサ４２に保持された昇圧後の電圧は、直流電源２の電源電圧よりも高く、また、スイッチング素子７の定格ゲート電圧Ｖ０よりも高い。

このように、第２中継コンデンサ４２に電荷が蓄えられた高電圧の状態を、ゲート信号Ｓｇが次にオフの状態に切り替わる時点まで保持しておく。そして、ゲート信号Ｓｇがオフに切り替わる時点で、図２３に示すごとく、第４スイッチ１１４をターンオンする。これにより、第２中継コンデンサ４２からゲート容量Ｃｇに電流Ｉｇｓが流れる。このとき、ゲート端子７１には、負電圧がかかる。つまり、第２中継コンデンサ４２からは、ゲート端子７１を介して、負電荷が、ゲート容量Ｃｇへ押し込まれる。その結果、ゲート容量Ｃｇから、正電荷が引き抜かれ、ゲート容量Ｃｇは急速に放電される。

以上のように、ゲート容量Ｃｇが放電され、スイッチング素子７の急速なターンオフが実現される。

本形態においては、スイッチング素子のターンオフの際の高速スイッチング駆動制御を、容易かつ正確に行うことができる。また、回路構成の簡素化を図ることができる。

（実施形態２）
本実施形態の駆動装置１は、図２４〜図２５に示すごとく、中継コンデンサ４に並列に接続された中継ダイオード８１を更に備える。

より具体的には、本実施形態の駆動装置１は、中継ダイオード８１として、第１中継ダイオード８１１と第２中継ダイオード８１２とを有する。第１中継ダイオード８１１は、第１中継コンデンサ４１に並列に接続されている。第２中継ダイオード８１２は、第２中継コンデンサ４２に並列に接続されている。第１中継ダイオード８１１のカソードが、高電位配線１３１に接続されている。第１中継ダイオード８１１のアノードと、第２中継ダイオード８１２のカソードとが、接地配線１３０に接続されている。第２中継ダイオード８１２のアノードが、低電位配線１３２に接続されている。
その他の構成は、実施形態１と同様である。

図２５を用いて、スイッチング素子７のターンオンの際の駆動装置１の各部の電流、電圧につき説明する。
図２５の各グラフは、上から順に、それぞれ、第１中継コンデンサ４１の電圧Ｖｃ、ゲート容量Ｃｇに流れる電流Ｉｇｓ、ゲート容量Ｃｇにかかる電圧Ｖｇｓ、の時間変化を示す。

図２５の各グラフにおける曲線Ｌ１１、Ｌ１２、Ｌ１３は、実施形態１における、電圧Ｖｃ、電流Ｉｇｓ、電圧Ｖｇｓ、の時間変化を示すものである。また、図２５の各グラフにおける曲線Ｌ２１、Ｌ２２、Ｌ２３は、本実施形態における、電圧Ｖｃ、電流Ｉｇｓ、電圧Ｖｇｓ、の時間変化を示すものである。ただし、いずれにおいても、電流経路の抵抗が充分に小さい場合を想定したものである。図２５の各グラフは、横軸が時間を示し、その左端が、第３スイッチ１１３のターンオンの時点である時刻０を示す。図２５の電流Ｉｇｓのグラフは、縦軸が電流を示す。図２５の電圧Ｖｃのグラフ及び電圧Ｖｇｓのグラフは、縦軸が電圧を示す。

第３スイッチ１１３をターンオンして、第１中継コンデンサ４１からゲート容量Ｃｇへの充電が開始されると、図２５の電流Ｉｇｓのグラフに示すごとく、ゲート容量Ｃｇに電流Ｉｇｓが流れる。このときの電流Ｉｇｓのピーク値Ｉｇｓ１は、実施形態１と同様である。ただし、本実施形態においては、Ｌ２２に示すように、電流Ｉｇｓが流れる時間は、Ｌ１２に示すように実施形態１において電流Ｉｇｓが流れる時間と比較して、長くなる。すなわち、本実施形態において、電流Ｉｇｓは、電圧Ｖｃがゼロとなった時点ｔ３１から、第１中継コンデンサ４１ではなく第１中継ダイオード８１１を流れる。それゆえ、電流Ｉｇｓは、ゲート容量Ｃｇに長く流れる。つまり、第１中継コンデンサ４１の電圧Ｖｃがゼロとなった時点ｔ３１において、充放電用インダクタ５１に慣性電流エネルギーが残っているが、本実施形態においては、中継ダイオード８１を設けていることにより、この慣性電流エネルギーをゲート容量Ｃｇの充電に用いることができる。

一方、実施形態１においては、中継ダイオード８１を設けていない分、エネルギーを有効利用することができず、Ｌ１３に示すように、ゲート容量Ｃｇの電圧ＶｇｓをＶ２までしか上げられない。これに対し、本実施形態においては、Ｌ２３に示すごとく、ゲート容量Ｃｇの電圧Ｖｇｓを、Ｖ２よりも高いＶ３まで高くすることができる。このことは、ゲート容量Ｃｇの電圧Ｖｇｓを所定の値まで上げるために必要な、第１中継コンデンサ４１に蓄えるエネルギーを小さくできるということでもある。

それゆえ、本実施形態においては、第１中継コンデンサ４１の容量Ｃ１を、実施形態１における駆動装置１の第１中継コンデンサ４１の容量Ｃ１と比較して、小さくすることができる。
また、第２中継ダイオード８１２が設けられていることにより、スイッチング素子７のターンオフの際にも、上述のターンオンの場合と同様の作用効果が得られる。つまり、第２中継コンデンサ４２の容量も、上記と同様の理由により、実施形態１における駆動装置１の第２中継コンデンサ４２の容量Ｃ１と比較して、小さくすることができる。
その他、実施形態１と同様の作用効果を有する。

（実施形態３）
本実施形態の駆動装置１は、図２６〜図２９に示すごとく、中継コンデンサ４として、互いに並列に接続された複数のコンデンサを有する。複数のコンデンサの少なくとも一つには、切替スイッチ８２が直列接続されている。制御部６は、切替スイッチ８２をオンオフ制御することができるよう構成されている。
複数のコンデンサは、互いの静電容量が異なる。

より具体的には、本実施形態の駆動装置１は、２つの第１中継コンデンサ４１Ａ、４１Ｂと、２つの第２中継コンデンサ４２Ａ、４２Ｂとを有する。２つの第１中継コンデンサ４１Ａ、４１Ｂ、２つの第２中継コンデンサ４２Ａ、４２Ｂのそれぞれに、切替スイッチ８２が直列接続されている。一方の第１中継コンデンサ４１Ａの静電容量は、他方の第１中継コンデンサ４１Ｂの静電容量よりも小さい。一方の第２中継コンデンサ４２Ａの静電容量は、他方の第２中継コンデンサ４２Ｂの静電容量よりも小さい。

また、本実施形態の駆動装置１は、切替スイッチ８２として、第１切替スイッチ８２１と、第２切替スイッチ８２２と、第３切替スイッチ８２３と、第４切替スイッチ８２４とを有する。第１切替スイッチ８２１は、一方の第１中継コンデンサ４１Ａに直列に接続されている。第２切替スイッチ８２２は、他方の第１中継コンデンサ４１Ｂに直列に接続されている。そして、これらの直列接続体は、それぞれ、高電位配線１３１と接地配線１３０との間に接続されている。

第３切替スイッチ８２３は、一方の第２中継コンデンサ４２Ａに直列に接続されている。第４切替スイッチ８２４は、他方の第２中継コンデンサ４２Ｂに直列に接続されている。そして、これらの直列接続体は、それぞれ、接地配線１３０と低電位配線１３２との間に接続されている。

制御部６は、第１切替スイッチ８２１、第２切替スイッチ８２２、第３切替スイッチ８２３、第４切替スイッチ８２４を、それぞれオンオフ制御することができるよう構成されている。
その他の構成は、実施形態１と同様である。

次に、本実施形態の駆動装置１による、スイッチング素子７のターンオンの駆動につき、図２７〜図２９を用いて説明する。
図２７の各グラフは、上から順に、それぞれ、第１中継コンデンサ４１Ａ、４１Ｂの電圧Ｖｃ、ゲート容量Ｃｇに流れる電流Ｉｇｓ、ゲート容量Ｃｇにかかる電圧Ｖｇｓ、の時間変化を示す。

図２７の各グラフにおける曲線Ｌ３１、Ｌ３２、Ｌ３３は、一方の第１中継コンデンサ４１Ａを用いてスイッチング素子７をターンオンする際における、電圧Ｖｃ、電流Ｉｇｓ、電圧Ｖｇｓ、の時間変化を示すものである。また、図２７の各グラフにおける曲線Ｌ４１、Ｌ４２、Ｌ４３は、他方の第１中継コンデンサ４１Ｂを用いてスイッチング素子７をターンオンする際における、電圧Ｖｃ、電流Ｉｇｓ、電圧Ｖｇｓ、の時間変化を示すものである。図２７の各グラフは、横軸が時間を示し、その左端が、第３スイッチ１１３のターンオンの時点である時刻０を示す。図２７の電流Ｉｇｓのグラフは、縦軸が電流を示す。図２７の電圧Ｖｃのグラフ及び電圧Ｖｇｓのグラフは、縦軸が電圧を示す。

制御部６は、スイッチング素子７を流れるドレイン電流（以下、被制御電流という）の大きさに応じて、第１切替スイッチ８２１、第２切替スイッチ８２２、第３切替スイッチ８２３、第４切替スイッチ８２４のオンオフを制御する。具体的には、被制御電流と所定の閾値との大小を比較する。被制御電流が、閾値よりも小さいと判断されたとき、制御部６は、第１切替スイッチ８２１がオンの状態にする。これにより、図２８に示すごとく、ゲート信号Ｓｇのターンオンのタイミングの前に、昇圧用インダクタ３１への通電が行われると共に、一方の第１中継コンデンサ４１Ａにおける電圧Ｖｃａの保持が行われる。そして、第３スイッチ１１３をターンオンして、一方の第１中継コンデンサ４１Ａからゲート容量Ｃｇへの充電が開始されると、図２７の電流ＩｇｓのグラフにおけるＬ３２に示すごとく、ゲート容量Ｃｇに電流Ｉｇｓが流れる。このときの電流Ｉｇｓのピーク値を、Ｉｇｓａとする。

一方、被制御電流が、閾値よりも大きいと判断されたとき、制御部６は、第２切替スイッチ８２２がオンの状態にする。これにより、図２９に示すごとく、ゲート信号Ｓｇのターンオンのタイミングの前に、昇圧用インダクタ３１への通電が行われると共に、他方の第１中継コンデンサ４１Ｂにおける電圧Ｖｃｂの保持が行われる。そして、第３スイッチ１１３をターンオンして、他方の第１中継コンデンサ４１Ｂからゲート容量Ｃｇへの充電が開始されると、図２７の電流ＩｇｓのグラフにおけるＬ４２に示すごとく、ゲート容量Ｃｇに電流Ｉｇｓが流れる。このときの電流Ｉｇｓのピーク値Ｉｇｓｂは、上述した第１切替スイッチ８２１をオンした際の電流Ｉｇｓのピーク値Ｉｇｓａの大きさと比較して小さい。

上述のように、一方の第１中継コンデンサ４１Ａの静電容量は、他方の第１中継コンデンサ４１Ｂの静電容量よりも小さい。また、本実施形態においては、一方の第１中継コンデンサ４１Ａに蓄えられる電荷と、他方の第１中継コンデンサ４１Ｂに蓄えられる電荷とが同一となるように、昇圧用インダクタ３１によって昇圧したエネルギーの大きさを調整している。その結果、図２７の電圧Ｖｃのグラフに示すごとく、第３スイッチ１１３のターンオンの時点において、一方の第１中継コンデンサ４１Ａに保持される電圧Ｖｃａは、他方の第１中継コンデンサ４１Ｂに保持される電圧Ｖｃｂよりも大きくなる。また、一方の第１中継コンデンサ４１Ａを用いる場合においては、Ｌ３２に示すように、電流Ｉｇｓが流れる時間は、Ｌ４２に示すように他方の第１中継コンデンサ４１Ｂを用いる場合において電流Ｉｇｓが流れる時間と比較して、短くなる。

これにより、図２７の矢印Ｔ１に示すごとく、一方の第１中継コンデンサ４１Ａを用いる場合においては、他方の第１中継コンデンサ４１Ｂを用いる場合と比較して、ゲート容量Ｃｇへの充電が急速に行われ、高速にスイッチング素子７をターンオンすることができる。つまり、Ｌ３３に示すように、一方の第１中継コンデンサ４１Ａを用いる場合において、ゲート容量Ｃｇにかかる電圧Ｖｇｓがスイッチング素子７のゲート閾値電圧であるＶｔｈに到達する時点は、ｔ４１となる。一方、Ｌ４３に示すように、他方の第１中継コンデンサ４１Ｂを用いる場合において、ゲート容量Ｃｇにかかる電圧ＶｇｓがＶｔｈに到達する時点は、ｔ４１よりも遅いｔ４２となる。

本実施形態においては、２つの第１中継コンデンサ４１Ａ、４１Ｂを用いてスイッチング素子７のスイッチング速度を変化させる。一般的に、スイッチング素子７のスイッチング速度が速いほど、被制御電流に生じるノイズ（すなわち、サージ電流）が大きくなりやすい。それゆえ、被制御電流が大きい状態においてスイッチング素子７のスイッチング速度が早い場合には、スイッチング素子７を破損させるおそれがある。そこで、被制御電流が大きい状態においては、第１中継コンデンサ４１の静電容量を大きくして、スイッチング素子７のスイッチング速度を遅くする。一方、被制御電流が小さい状態においては、第１中継コンデンサ４１の静電容量を小さくして、スイッチング素子７のスイッチング速度を早くする。

このように、本実施形態によると、被制御電流が大きい状態においては、スイッチング素子７の破損を抑制すると共に、被制御電流が小さい状態においては、スイッチング素子７の高速スイッチング駆動を実現することができる。
なお、スイッチング素子７のターンオフの際にも、２つの第２中継コンデンサ４２Ａ、４２Ｂを用いることにより、上述のターンオンの場合と同様の作用効果が得られる。

また、第１切替スイッチ８２１と第２切替スイッチ８２２とが共にオンの状態にすることにより、第１中継コンデンサ４１の静電容量をより大きくして、スイッチング素子７のスイッチング速度を更に遅くすることができる。さらに、本実施形態においては、２つの第１中継コンデンサ４１Ａ、４１Ｂを用いたが、３つ以上のコンデンサを用いた際には、スイッチング素子７のスイッチング速度をより多段階で調整することができる。このとき、複数のコンデンサは、互いの静電容量が同じでもよいし、異なっていても良い。
その他、実施形態１と同様の作用効果を有する。

本発明は上記各実施形態に限定されるものではなく、その要旨を逸脱しない範囲において種々の実施形態に適用することが可能である。例えば、参考形態１においては、昇圧用インダクタ３１を用いて第１中継コンデンサ４１及び第２中継コンデンサ４２へのエネルギーの蓄積を行っているが、昇圧用インダクタ３１として、第１中継コンデンサ４１用のインダクタと、第２中継コンデンサ４２用のインダクタとを設けてもよい。また、参考形態１において、被制御電流の大きさに応じて、昇圧用インダクタ３１によって昇圧したエネルギーの大きさを調整しても良い。

１ 駆動装置
２ 直流電源
３ 昇圧部
４、４１、４２ 中継コンデンサ
５ 充放電部
６ 制御部
７ スイッチング素子
７１ ゲート端子
Ｃｇ ゲート容量

Claims (6)

1. スイッチング素子（７）のゲート端子（７１）に接続され、上記スイッチング素子を駆動する駆動装置（１）であって、
   直流電源（２）と、
   該直流電源の電源電圧を、該電源電圧及び上記スイッチング素子の定格ゲート電圧（Ｖ０）よりも高い高電圧に昇圧する昇圧部（３）と、
   該昇圧部によって昇圧した電圧を保持して電荷を蓄える中継コンデンサ（４、４１、４２）と、
   該中継コンデンサに蓄えた電荷によって、上記スイッチング素子のゲート容量（Ｃｇ）を充電又は放電する充放電部（５）と、
   上記昇圧部と上記充放電部とを制御する制御部（６）と、を備え、
   該制御部は、上記昇圧部における昇圧動作と、上記充放電部における充放電動作とを、それぞれ所望のタイミングにて制御できるよう構成されており、
   上記充放電部は、上記中継コンデンサと上記スイッチング素子の上記ゲート端子との間に設けた充放電用インダクタ（５１）を有する、駆動装置。
2. 上記中継コンデンサとして、上記ゲート容量の充電のための電荷を蓄える第１中継コンデンサ（４１）と、上記ゲート容量の放電のための電荷を蓄える第２中継コンデンサ（４２）と、を有し、上記第１中継コンデンサが上記充放電部を介して上記ゲート端子に電気的に接続されたとき、正電圧が上記ゲート端子に印加され、上記第２中継コンデンサが上記充放電部を介して上記ゲート端子に電気的に接続されたとき、負電圧が上記ゲート端子に印加されるよう構成されている、請求項１に記載の駆動装置。
3. 上記制御部は、複数回に分けて上記中継コンデンサへの充電を行うことにより、段階的に昇圧動作を行うように上記昇圧部を制御するよう構成されている、請求項１又は２に記載の駆動装置。
4. 上記中継コンデンサに並列に接続された中継ダイオード（８１）を更に備える、請求項１に記載の駆動装置。
5. 上記中継コンデンサとして、互いに並列に接続された複数のコンデンサ（４１Ａ、４１Ｂ、４２Ａ、４２Ｂ）を有し、該複数のコンデンサの少なくとも一つに直列に接続された切替スイッチ（８２）を更に備え、上記制御部は、上記切替スイッチをオンオフ制御することができるよう構成されている、請求項１〜４のいずれか１項に記載の駆動装置。
6. 上記複数のコンデンサは、互いの静電容量が異なる、請求項５に記載の駆動装置。

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