JP7086291B2 - スイッチングデバイスの駆動装置 - Google Patents

Description

本開示は、スイッチングデバイスの駆動装置に関する。

電力変換装置等に使用されるスイッチングデバイスには、例えば、ＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolar Transistor）およびＭＯＳＦＥＴ（Metal Oxide Semiconductor Field Effect Transistor）などの半導体素子が用いられることが知られている。これらのスイッチングデバイスは、駆動装置の出力電圧を受けてスイッチング動作を行なう。また、これらのスイッチングデバイスは、ターンオンあるいはターンオフする際にスイッチング損失を発生する。

スイッチング損失を低減することによって、スイッチングデバイスの発熱量が低減されるため、電力変換装置の冷却機構を簡素化することができ、電力変換装置の小型化が可能となる。また、スイッチング損失を低減することによって、無駄な電力消費が低減されるため、電力変換を効率よく行なうことも可能となる。したがって、電力変換装置の小型化・高効率化を実現するためには、スイッチングデバイスのスイッチング損失を低減することが望ましい。

スイッチング損失は、スイッチング速度を高速化することによって、低減することが可能である。スイッチング速度は、スイッチングデバイスのゲートしきい値電圧付近の電圧変化速度を上昇させることによって、高速化することが可能である。一方で、スイッチングデバイスの劣化を抑制するためには、スイッチングデバイスのゲート酸化膜に必要以上の電圧を印加しないようにすることが望ましい。したがって、スイッチングデバイスの劣化を抑制しつつスイッチング損失を低減するためには、スイッチングデバイスのターンオンの瞬間は駆動装置の出力電圧を高い値とし、その後に駆動装置の出力電圧を低い値へ切り替えることが望ましい。

たとえば、特開２０１６－５２１９７号公報（特許文献１）には、スイッチング損失を低減させる手法として、スイッチングデバイスの状態を監視し、その結果に基づいてゲート電圧源およびゲート抵抗値をフィードバック制御することによって、ターンオン時のスイッチング速度を高速化する手法が開示されている。

特開２０１６－５２１９７号公報

特許文献１に示される手法では、フィードバック制御を行なうための制御回路が必要となり、回路が複雑化するという課題があった。

本開示は、上述の課題を解決するためになされたものであって、その目的は、単純な回路構成で、スイッチングデバイスの劣化を抑制しつつスイッチング損失を低減することが可能な駆動装置を提供することである。

本開示による駆動装置は、スイッチングデバイスの駆動装置であって、第１スイッチング素子と、第１スイッチング素子を介してスイッチングデバイスのゲートに電圧を出力する第１出力装置とを備える。第１出力装置は、第１スイッチング素子を介してスイッチングデバイスに接続される一対の出力端子と、一対の出力端子の間に接続されるコンデンサと、第２スイッチング素子と、第２スイッチング素子を介してコンデンサに接続され、予め定められた駆動電圧よりも絶対値の大きい電圧を出力する第１電源とを有する。第１スイッチング素子は、スイッチングデバイスのスイッチング動作が行なわれる前にオフ状態となり、スイッチングデバイスのスイッチング動作が行なわれる場合にターンオンするように動作する。第２スイッチング素子は、スイッチングデバイスのスイッチング動作が行なわれる前にオン状態となり、スイッチングデバイスのスイッチング動作が行なわれる場合にターンオフするように動作する。

上記の駆動装置によれば、スイッチングデバイスのスイッチング動作が行なわれる前にコンデンサが第２スイッチング素子を介して第１電源に接続され、駆動電圧よりも高い電圧でコンデンサが充電される。そして、スイッチングデバイスのスイッチング動作が行なわれる場合には、駆動電圧よりも絶対値の大きい電圧で充電されたコンデンサが第１スイッチング素子を介してスイッチングデバイスのゲートに接続される。そのため、スイッチングデバイスのスイッチング動作の初期においては、駆動電圧よりも絶対値の大きい電圧が駆動装置から出力される。これにより、スイッチングデバイスのゲート電圧の変化速度を増加させることができ、スイッチング速度を速くすることができる。

一方、スイッチング動作の後期においては、スイッチングデバイスのゲート電圧の上昇に伴って駆動装置の出力電圧（コンデンサの両端電圧）は低下し、ゲート電圧が駆動装置の出力電圧に達した時点でゲート電圧の上昇は止まる。これにより、ゲート電圧が過大な電圧となるこが防止される。そのため、専用の電圧制限機構を設けることなく、スイッチングデバイスのゲート電圧が過剰に高い値となることを防止することができる。その結果、単純な回路構成で、スイッチングデバイスの劣化を抑制しつつスイッチング損失を低減することができる。

本開示によれば、単純な回路構成で、スイッチングデバイスの劣化を抑制しつつスイッチング損失を低減することが可能な駆動装置を提供することができる。

駆動装置の回路構成の一例を示す図（その１）である。 駆動装置の動作を説明するためのタイミングチャート（その１）である。 駆動装置の回路構成の一例を示す図（その２）である。 駆動装置の動作を説明するためのタイミングチャート（その２）である。 駆動装置の回路構成の一例を示す図（その３）である。 駆動装置の回路構成の一例を示す図（その４）である。 駆動装置の回路構成の一例を示す図（その５）である。 駆動装置の回路構成の一例を示す図（その６）である。 駆動装置の回路構成の一例を示す図（その７）である。 駆動装置の回路構成の一例を示す図（その８）である。 駆動装置の動作を説明するためのタイミングチャート（その３）である。 駆動装置の回路構成の一例を示す図（その９）である。

以下、本開示の実施の形態について、図面を参照しながら詳細に説明する。なお、図中同一または相当部分には同一符号を付してその説明は繰返さない。

実施の形態１．
図１は、本実施の形態１による駆動装置１００の回路構成の一例を示す図である。駆動装置１００は、電力用のスイッチングデバイス１に接続され、スイッチングデバイス１を駆動するように構成される。駆動装置１００は、スイッチングデバイス１がターンオンする時のスイッチング速度を高めるように構成される。

本実施の形態においては、スイッチングデバイス１がＭＯＳＦＥＴである場合について説明する。一般的に、ＭＯＳＦＥＴは、ゲート電圧（ゲートソース間電圧）がゲートしきい値電圧Ｖｔｈ未満である場合にドレイン電流（ソースとドレインとの間を流れる電流）が生じないオフ状態となり、ゲート電圧がゲートしきい値電圧Ｖｔｈ以上である場合にドレイン電流が生じるオン状態となるように構成される。

以下では、駆動装置１００がスイッチングデバイス１に出力する電圧を「ドライバ出力電圧」とも称する。また、駆動装置１００がスイッチングデバイス１を定常オン状態にする場合のドライバ出力電圧を「駆動電圧Ｖｏｎ」とも称し、駆動装置１００がスイッチングデバイス１を定常オフ状態にする場合のドライバ出力電圧を「駆動電圧Ｖｏｆｆ」とも称する。駆動電圧Ｖｏｎは、スイッチングデバイス１のゲートしきい値電圧Ｖｔｈ以上の値に設定される。駆動電圧Ｖｏｆｆは、スイッチングデバイス１のゲートしきい値電圧Ｖｔｈ未満の値に設定される。

以下に説明するスイッチング素子Ｅ１，Ｅ２，Ｆ１，Ｆ２についても、スイッチングデバイス１と同様に、ＭＯＳＦＥＴである場合について説明する。なお、スイッチングデバイス１およびスイッチング素子Ｅ１，Ｅ２，Ｆ１，Ｆ２は、ＭＯＳＦＥＴに限定されるものではなく、例えば、ＩＧＢＴであってもよい。

スイッチングデバイス１は、ＳｉＣ（シリコンカーバイド）およびＧａＮ（ガリウムナイトライド）などのワイドバンドギャップ半導体、および、Ｓｉ（シリコン）を材料としたデバイスに適用可能である。

駆動装置１００は、ゲート駆動回路１１と、出力装置２１と、スイッチング素子Ｅ１と、ゲート抵抗Ｒ１と、プルダウン抵抗Ｒ２と、速度調整用の調整抵抗Ｒ３と、一対の出力端子Ｔｐ，Ｔｎ（正側端子Ｔｐおよび負側端子Ｔｎ）とを備える。出力装置２１は、一対の出力端子２２，２３を備える。

駆動装置１００の出力端子Ｔｐ，Ｔｎは、スイッチングデバイス１のゲートおよびソースにそれぞれ接続される。なお、駆動装置１００の出力端子Ｔｐと駆動装置２００のゲート端子の間には、ゲートの充電速度を調整するためのゲート抵抗２が設けられる。

スイッチング素子Ｅ１のソース端子は、ゲート抵抗Ｒ１を介して駆動装置１００の正側端子Ｔｐに接続される。スイッチング素子Ｅ１のドレイン端子は、調整抵抗Ｒ３を介して出力装置２１の出力端子２２に接続される。スイッチング素子Ｅ１のゲート端子は、ゲート駆動回路１１に接続され、ゲート駆動回路１１からのゲート電圧を受ける。

出力装置２１は、出力端子２２，２３に加えて、コンデンサＣ１と、スイッチング素子Ｆ１と、電圧源Ｂ１とを備える。

コンデンサＣ１は、出力装置２１の出力端子２２，２３間に接続され、スイッチングデバイス１のスイッチング時に必要な電荷を蓄積する。

スイッチング素子Ｆ１のソース端子は、出力装置２１の出力端子２２に接続される。スイッチング素子Ｆ１のドレイン端子は、電圧源Ｂ１の正極に接続される。スイッチング素子Ｆ１のゲート端子は、ゲート駆動回路１１に接続され、ゲート駆動回路１１からのゲート電圧を受ける。

電圧源Ｂ１は、スイッチング素子Ｆ１を介して、コンデンサＣ１に接続される。具体的には、電圧源Ｂ１の正極はスイッチング素子Ｆ１を介してコンデンサＣ１の一方端に接続され、電圧源Ｂ１の負極はコンデンサＣ１の他方端および出力装置２１の出力端子２３に接続される。電圧源Ｂ１は、スイッチングデバイス１の駆動電圧Ｖｏｎよりも高い電圧Ｖ１を出力するように構成されている。

プルダウン抵抗Ｒ２の一方端は、ゲート抵抗Ｒ１を介して駆動装置１００の正側端子Ｔｐに接続される。プルダウン抵抗Ｒ２の他方端は、駆動装置１００の負側端子Ｔｎに接続される。プルダウン抵抗Ｒ２は、スイッチング素子Ｅ１がオフの時に、スイッチングデバイス１のゲート電位とソース電位とを等しくするための抵抗である。

ゲート抵抗Ｒ１および調整抵抗Ｒ３は、スイッチング素子Ｅ１のスイッチング速度を調節するための抵抗である。

ゲート駆動回路１１は、外部より入力されるゲート信号に基づいて予め指定されたタイミングでスイッチング素子Ｅ１，Ｆ１にゲート電圧をそれぞれ与えることによって、スイッチング素子Ｅ１，Ｆ１のオンオフを制御する。ゲート駆動回路１１は、スイッチング素子Ｅ１のオンオフと、スイッチング素子Ｆ１のオンオフとを、それぞれ別々に制御可能に構成される。

図２は、駆動装置１００がスイッチングデバイス１をターンオンする場合の駆動装置１００の動作を説明するためのタイミングチャートである。図２において、横軸は時間を示し、縦軸は上から順に、スイッチング素子Ｅ１の状態、スイッチング素子Ｆ１の状態、コンデンサＣ１の両端電圧、ドライバ出力電圧、スイッチングデバイス１のゲート電圧を示す。

時刻ｔ１以前は、スイッチングデバイス１がオフの状態（ターンオンする前の状態）である。この状態では、スイッチング素子Ｅ１はオフ状態であり、スイッチング素子Ｆ１はオン状態である。スイッチング素子Ｆ１がオン状態であることによって、電圧源Ｂ１の出力電圧Ｖ１がコンデンサＣ１に印加され、コンデンサＣ１は充電される。これにより、コンデンサＣ１の両端電圧は、電圧源Ｂ１の出力電圧Ｖ１と同じ値、すなわち駆動電圧Ｖｏｎよりも高い値となる。一方、スイッチング素子Ｅ１はオフであるため、スイッチングデバイス１のゲートとソースとの間の容量は、プルダウン抵抗Ｒ２によって放電された状態であり、スイッチングデバイス１のゲート電位とソース電位とは等しい状態である。

時刻ｔ１にてターンオン指令が外部よりゲート駆動回路１１に入力されると、ゲート駆動回路１１は、スイッチング素子Ｆ１をターンオフして、コンデンサＣ１を電圧源Ｂ１から切り離す。

その後の時刻ｔ２にて、ゲート駆動回路１１は、スイッチング素子Ｅ１をターンオンする。これにより、コンデンサＣ１の両端電圧が駆動装置１００から出力され、コンデンサＣ１に蓄えられた電荷でスイッチングデバイス１のゲートが充電される。この際、コンデンサＣ１の両端電圧、すなわち駆動電圧Ｖｏｎよりも高い電圧Ｖ１が、駆動装置２００から出力される。これにより、定電圧駆動時（駆動装置１００が一定の駆動電圧Ｖｏｎを出力する場合）に比べて、ゲート電圧のゲートしきい値電圧Ｖｔｈ付近の増加速度を上昇させることができるため、スイッチングデバイス１を高速にスイッチング（ターンオン）することができる。

時刻ｔ２以降においては、コンデンサＣ１の両端電圧は、時間の経過と共に徐々に低下し、スイッチングデバイス１のゲート電圧と等しくなる電圧Ｖｓｔで定常状態となる。電圧Ｖｓｔは、下記の式（１）を用いて求めることができる。

Ｖ１×ＣＡ１＝（ＣＡ１＋Ｃｉｓｓ）×Ｖｓｔ …（１）
式（１）において、「Ｖ１」は電圧源Ｂ１の出力電圧を示し、「ＣＡ１」はコンデンサＣ１の静電容量を示し、「Ｃｉｓｓ」はスイッチングデバイス１の入力容量（ゲートソース間容量とゲートドレイン間容量とを合計した全体の容量）を示している。

式（１）の左辺は、スイッチング素子Ｅ１のターンオン前にコンデンサＣ１に蓄積されている電荷量を示し、右辺はスイッチング素子Ｅ１のターンオン後にコンデンサＣ１に蓄積される電荷量とスイッチングデバイス１のゲートソース間に蓄積される電荷量との合計を示す。

式（１）から理解できるように、スイッチングデバイス１のターンオン後にコンデンサＣ１の両端電圧がスイッチングデバイス１のゲート電圧と等しくなって定常状態となる電圧Ｖｓｔは、電圧源Ｂ１の出力電圧Ｖ１およびコンデンサＣ１の容量ＣＡ１によって調整することができる。具体的には、電圧源Ｂ１の出力電圧Ｖ１およびコンデンサＣ１の容量ＣＡ１を大きくすることによって上昇し、電圧源Ｂ１の出力電圧Ｖ１およびコンデンサＣ１の容量ＣＡ１を小さくすることによって低下する。

したがって、電圧Ｖｓｔが駆動電圧Ｖｏｎとなるように電圧源Ｂ１の出力電圧Ｖ１およびコンデンサＣ１の容量ＣＡ１を設定（選択）することで、定常オン状態におけるスイッチングデバイス１のゲート電圧を、駆動電圧Ｖｏｎに一致させることができる。例えば、コンデンサＣ１の容量ＣＡ１をスイッチングデバイス１の入力容量と同等の値に設定し、電圧源Ｂ１の出力電圧Ｖ１を駆動電圧Ｖｏｎの２倍に設定することで、スイッチング初期のドライバ出力電圧を駆動電圧Ｖｏｎの２倍にしつつ、定常状態でのドライバ出力電圧を駆動電圧Ｖｏｎと等しくすることができる。

以上のように、本実施の形態１による駆動装置１００は、スイッチング素子Ｅ１（第１スイッチング素子）と、出力装置２１（第１出力装置）とを備える。出力装置２１は、スイッチング素子Ｅ１を介してスイッチングデバイス１に接続される一対の出力端子２２，２３と、一対の出力端子２２，２３の間に接続されるコンデンサＣ１と、スイッチング素子Ｆ１（第２スイッチング素子）と、スイッチング素子Ｆ１を介してコンデンサＣ１に接続され、駆動電圧Ｖｏｎよりも絶対値の大きい電圧Ｖ１を出力する電圧源Ｂ１（第１電源）とを有する。スイッチング素子Ｅ１は、スイッチングデバイス１がオフ状態（ターンオン前の状態）である場合にオフ状態となり、スイッチングデバイス１がターンオンする場合にターンオンするように動作する。一方、スイッチング素子Ｆ１は、スイッチングデバイス１がオフ状態（ターンオン前の状態）である場合にオン状態となり、スイッチングデバイス１がターンオンする場合にターンオフするように動作する。

このような構成によれば、スイッチングデバイス１のターンオン前にコンデンサＣ１がスイッチング素子Ｆ１を介して電圧源Ｂ１に接続されるため、電圧源Ｂ１が出力する電圧Ｖ１でコンデンサＣ１が充電される。そして、スイッチングデバイス１がターンオンされる場合には、コンデンサＣ１がスイッチング素子Ｅ１を介してスイッチングデバイス１のゲートに接続されるため、ドライバ出力電圧が電圧Ｖ１となる。これにより、スイッチングデバイス１のゲート電圧が上昇し、スイッチングデバイス１のターンオン動作が行なわれることになる。

ここで、電圧Ｖ１は、駆動電圧Ｖｏｎよりも絶対値の大きい値に設定されている。そのため、ターンオン動作の初期においては、ドライバ出力電圧は、駆動電圧Ｖｏｎよりも高い値となる。これにより、ドライバ出力電圧が一定の駆動電圧Ｖｏｎである場合に比べて、スイッチングデバイス１のゲート電圧におけるゲートしきい値電圧Ｖｔｈ付近の増加速度を高めることができ、スイッチング速度（ターンオン速度）を高めることができる。

さらに、ターンオン動作の後期においては、ゲート電圧の上昇に伴ってドライバ出力電圧（コンデンサＣ１の両端電圧）は電圧Ｖ１よりも低下し、ゲート電圧がドライバ出力電圧に達した時点でゲート電圧の上昇は止まる。そのため、ゲート電圧が過大な電圧となるこが防止される。その結果、専用の電圧制限機構を設けることなく、ゲート電圧が過剰に高い値となることを防止することができる。

実施の形態２．
図３は、本実施の形態２による駆動装置２００の回路構成の一例を示す図である。駆動装置２００は、スイッチングデバイス１に接続され、スイッチングデバイス１のターンオフ時のスイッチング速度を高めるように構成される。

駆動装置２００は、電圧源５と、ゲート駆動回路１１と、出力装置４１と、スイッチング素子Ｅ２と、ゲート抵抗Ｒ１と、抵抗Ｒ４，Ｒ５と、一対の出力端子Ｔｐ，Ｔｎとを備える。駆動装置２００の出力端子Ｔｐ，Ｔｎは、スイッチングデバイス１のゲートおよびソースにそれぞれ接続される。出力装置４１は、一対の出力端子４２，４３を備える。

電圧源５の正極は、出力装置４１の出力端子４３に接続されるとともに、抵抗Ｒ４およびゲート抵抗Ｒ１を介して駆動装置２００の正側端子Ｔｐに接続される。電圧源５の負極は、駆動装置２００の負側端子Ｔｎに接続される。電圧源５の出力電圧は、駆動電圧Ｖｏｎとなるように予め設定されている。

スイッチング素子Ｅ２のソース端子は、抵抗Ｒ５を介して出力装置４１の出力端子４２に接続される。スイッチング素子Ｅ２のドレイン端子は、抵抗Ｒ４を介して出力装置４１の出力端子４３に接続されるとともに、ゲート抵抗Ｒ１を介して駆動装置２００の正側端子Ｔｐに接続される。スイッチング素子Ｅ２のゲート端子は、ゲート駆動回路１１に接続され、ゲート駆動回路１１からのゲート電圧を受ける。

出力装置４１は、出力端子４２，４３に加えて、コンデンサＣ２と、スイッチング素子Ｆ２と、電圧源Ｂ２とを備える。

コンデンサＣ２は、出力装置４１の出力端子４２，４３間に接続され、スイッチングデバイス１のスイッチング時に必要な電荷を蓄積する。

スイッチング素子Ｆ２のソース端子は、出力装置４１の出力端子４２に接続される。スイッチング素子Ｆ２のドレイン端子は、電圧源Ｂ１の負極に接続される。スイッチング素子Ｆ２のゲート端子は、ゲート駆動回路１１に接続され、ゲート駆動回路１１からのゲート電圧を受ける。

電圧源Ｂ２は、スイッチング素子Ｆ２を介してコンデンサＣ２に接続される。具体的には、電圧源Ｂ２の負極はスイッチング素子Ｆ２を介してコンデンサＣ２の一方端に接続され、電圧源Ｂ２の正極はコンデンサＣ２の他方端および出力装置４１の出力端子４３に接続される。電圧源Ｂ２は、スイッチングデバイス１の駆動電圧Ｖｏｎよりも絶対値の大きい電圧Ｖ２を出力するように構成されている。

ゲート駆動回路１１は、外部より入力されるゲート信号に基づいて予め指定されたタイミングでスイッチング素子Ｅ２，Ｆ２にゲート電圧をそれぞれ与えることによって、スイッチング素子Ｅ２，Ｆ２のオンオフを制御する。ゲート駆動回路１１は、スイッチング素子Ｅ２のオンオフと、スイッチング素子Ｆ２のオンオフとを、それぞれ別々に制御可能に構成される。

図４は、駆動装置２００がスイッチングデバイス１をターンオフする場合の駆動装置２００の動作を説明するためのタイミングチャートである。図４において、横軸は時間を示し、縦軸は上から順に、スイッチング素子Ｅ２の状態、スイッチング素子Ｆ２の状態、コンデンサＣ２の両端電圧、ドライバ出力電圧、スイッチングデバイス１のゲート電圧を示す。

なお、図４において、コンデンサＣ２の両端電圧は、コンデンサＣ２のスイッチング素子Ｆ２に接続される側の端部（図４における下側の端部）の電位から、他方の端部（図４における上側の端部）の電位を差し引いた値で示される。

時刻ｔ１１以前は、スイッチングデバイス１がオンの状態（ターンオフする前の状態）である。この状態では、スイッチング素子Ｅ２はオフ状態であり、スイッチング素子Ｆ２はオン状態である。スイッチング素子Ｆ２がオン状態であることによって、電圧源Ｂ２の出力電圧Ｖ２がコンデンサＣ２に印加され、コンデンサＣ２は充電される。これにより、コンデンサＣ２の両端電圧の大きさ（絶対値）は、電圧源Ｂ２の出力電圧Ｖ２と同じ値、すなわち駆動電圧Ｖｏｎの大きさよりも大きい値となる。なお、コンデンサＣ２のスイッチング素子Ｆ２に接続される側の端部に電圧源Ｂ２の負極が接続され、他方の端部に電圧源Ｂ２の正極が接続されるため、コンデンサＣ２のスイッチング素子Ｆ２に接続される側の端部の電位は、他方の端部の電位よりも低くなる。その結果、コンデンサＣ２の両端電圧は図４に示すように「－Ｖ２」となる。

また、スイッチング素子Ｅ２はオフ状態であるため、電圧源５の出力電圧が駆動装置２００から出力されることによって、ドライバ出力電圧およびゲート電圧は駆動電圧Ｖｏｎとなる。この状態において、スイッチングデバイス１の入力容量に蓄積される電荷は、駆動電圧Ｖｏｎとスイッチングデバイス１の入力容量Ｃｉｓｓとの積（＝Ｖｏｎ×Ｃｉｓｓ）で表わすことができる。

時刻ｔ１１にてターンオフ指令が外部よりゲート駆動回路１１に入力されると、ゲート駆動回路１１は、スイッチング素子Ｆ２をターンオフして、コンデンサＣ２を電圧源Ｂ２から切り離す。

その後の時刻ｔ１２にて、ゲート駆動回路１１は、スイッチング素子Ｅ２をターンオンする。これにより、コンデンサＣ２の両端電圧「－Ｖ２」が駆動装置２００から出力される。コンデンサＣ２の両端電圧「－Ｖ２」の大きさは駆動電圧Ｖｏｎの大きさよりも大きいため、ドライバ出力電圧は、駆動電圧Ｖｏｆｆよりも高い駆動電圧Ｖｏｎから、駆動電圧Ｖｏｆｆよりも低い値に瞬時に低下する。これにより、定電圧駆動時（駆動装置２００が一定の駆動電圧Ｖｏｆｆを出力する場合）に比べて、ゲート電圧のゲートしきい値電圧Ｖｔｈ付近の減少速度を上昇させることができるため、スイッチングデバイス１を高速にスイッチング（ターンオフ）することができる。

時刻ｔ１２以降においては、コンデンサＣ２の両端電圧は、時間の経過と共に徐々に増加し、スイッチングデバイス１のゲート電圧と等しくなる電圧Ｖｓｔで定常状態となる。電圧Ｖｓｔは、下記の式（２）を用いて求めることができる。

－Ｖ２×ＣＡ２＋Ｖｏｎ×Ｃｉｓｓ＝（ＣＡ２＋Ｃｉｓｓ）×Ｖｓｔ …（２）
式（２）において、「Ｖ２」は電圧源Ｂ２の出力電圧を示し、「ＣＡ２」はコンデンサＣ２の静電容量を示し、「Ｃｉｓｓ」はスイッチングデバイス１の入力容量を示している。

式（２）の左辺は、スイッチング素子Ｅ２のターンオフ前にコンデンサＣ２に蓄積される電荷量とスイッチングデバイス１のゲートソース間に蓄積される電荷量との合計を示し、右辺はスイッチング素子Ｅ２のターンオフ後にコンデンサＣ２に蓄積される電荷量とスイッチングデバイス１に蓄積される電荷量との合計を示す。

式（２）から理解できるように、スイッチングデバイス１のターンオフ後にコンデンサＣ２の両端電圧が定常状態となる電圧Ｖｓｔは、電圧源Ｂ２の出力電圧Ｖ２およびコンデンサＣ２の容量ＣＡ２によって調整することができる。具体的には、電圧源Ｂ２の出力電圧Ｖ２およびコンデンサＣ２の容量ＣＡ２を大きくすることによって低下し、電圧源Ｂ２の出力電圧Ｖ２およびコンデンサＣ２の容量ＣＡ２を小さくすることによって上昇する。

したがって、電圧Ｖｓｔが駆動電圧Ｖｏｆｆとなるように電圧源Ｂ２の出力電圧Ｖ２およびコンデンサＣ２の容量ＣＡ２を設定（選択）することで、定常オフ状態におけるスイッチングデバイス１のゲート電圧を、駆動電圧Ｖｏｆｆに一致させることができる。

以上より、スイッチングデバイス１のターンオフ時に高速スイッチングが可能なゲート駆動回路が実現できる。

以上のように、本実施の形態２による駆動装置２００は、スイッチング素子Ｅ２（第１スイッチング素子）と、出力装置４１（第１出力装置）とを備える。出力装置４１は、スイッチング素子Ｅ２を介してスイッチングデバイス１に接続される一対の出力端子４２，４３と、一対の出力端子４２，４３の間に接続されるコンデンサＣ２と、スイッチング素子Ｆ２（第２スイッチング素子）と、スイッチング素子Ｆ２を介してコンデンサＣ２に接続され、駆動電圧Ｖｏｎよりも絶対値の大きい電圧Ｖ２を出力する電圧源Ｂ２（第１電源）とを有する。スイッチング素子Ｅ２は、スイッチングデバイス１がオン状態（ターンオフ前の状態）である場合にオフ状態となり、スイッチングデバイス１がターンオフする場合にターンオンするように動作する。一方、スイッチング素子Ｆ２は、スイッチングデバイス１がオン状態（ターンオフ前の状態）である場合にオン状態となり、スイッチングデバイス１がターンオフする場合にターンオフするように動作する。

このような構成によれば、スイッチングデバイス１のターンオフ前にコンデンサＣ２がスイッチング素子Ｆ２を介して電圧源Ｂ２に接続されるため、電圧源Ｂ２が出力する電圧「－Ｖ２」でコンデンサＣ２が充電される。そして、スイッチングデバイス１がターンオフされる場合には、コンデンサＣ２がスイッチング素子Ｅ２を介してスイッチングデバイス１のゲートに接続されるため、電圧「－Ｖ２」が駆動装置２００から出力される。これにより、スイッチングデバイス１のゲート電圧が低下し、スイッチングデバイス１のターンオフ動作が行なわれることになる。

ここで、電圧Ｖ２の大きさ（絶対値）は、駆動電圧Ｖｏｎの大きさよりも大きい値に設定されている。そのため、ターンオフ動作の初期においては、ドライバ出力電圧は、駆動電圧Ｖｏｆｆよりも低い値となる。これにより、ドライバ出力電圧が一定の駆動電圧Ｖｏｆｆである場合に比べて、スイッチングデバイス１のゲート電圧におけるゲートしきい値電圧Ｖｔｈ付近の減少速度を高めることができる。その結果、上述の実施の形態１と同様に、スイッチング速度（ターンオフ速度）を高めることができる。

実施の形態３．
図５は、本実施の形態３による駆動装置３００の回路構成の一例を示す図である。駆動装置３００は、上述の図１に示す駆動装置１００を、負バイアス出力が可能となるように改良したものである。具体的には、駆動装置３００は、上述の図１に示す駆動装置１００に対して、プルダウン抵抗Ｒ２を取り除き、電圧源４０を追加するとともに、上述の図３に示すスイッチング素子Ｅ２を追加してスイッチング素子Ｅ１に直列に接続したものである。駆動装置３００のその他の構成は、上述の駆動装置１００と同じであるため、ここでの詳細な説明は繰返さない。

電圧源４０の正極は、駆動装置３００の負側端子Ｔｎに接続される。電圧源４０の負極は、スイッチング素子Ｅ２を介して駆動装置３００の正側端子Ｔｐに接続される。電圧源４０の出力電圧は、駆動電圧Ｖｏｆｆとなるように予め設定されている。

スイッチング素子Ｅ２は、ゲート駆動回路１１により制御され、スイッチング素子Ｅ１と相補的に動作する。すなわち、スイッチング素子Ｅ１がオン状態である場合にスイッチング素子Ｅ２はオフ状態となり、スイッチング素子Ｅ１がオフ状態である場合にスイッチング素子Ｅ２はオン状態となる。これにより、スイッチングデバイス１の定常オフ時に、スイッチングデバイス１に負バイアスをかける（大きさが駆動電圧Ｖｏｆｆである負の電圧を印加する）ことが可能となる。また、負バイアスによって、スイッチングデバイス１のターンオン前の入力容量には負の電圧が印加される。そのため、スイッチングデバイス１のターンオン後にコンデンサＣ１の両端電圧が定常状態となる電圧Ｖｓｔは、下記の式（３）で表わされる。

Ｖ１×ＣＡ１－Ｖｏｆｆ×Ｃｉｓｓ＝（ＣＡ１＋Ｃｉｓｓ）×Ｖｓｔ …（３）
以上より、スイッチングデバイス１のターンオン時に高速スイッチングが可能であり、かつスイッチングデバイス１のオフ時にスイッチングデバイス１に負バイアスをかけることが可能な駆動装置３００を実現することができる。

実施の形態４．
図６は、本実施の形態４による駆動装置４００の回路構成の一例を示す図である。駆動装置４００は、上述の図３に示す駆動装置２００を、正バイアス出力が可能となるように改良したものである。具体的には、駆動装置４００は、上述の図３に示す駆動装置２００に対して、抵抗Ｒ４および電圧源５を取り除き、電圧源２０を追加するとともに、上述の図１に示すスイッチング素子Ｅ１を追加してスイッチング素子Ｅ２に直列に接続したものである。駆動装置４００のその他の構成は、上述の駆動装置２００と同じであるため、ここでの詳細な説明は繰返さない。

電圧源４０の正極は、スイッチング素子Ｅ１を介して駆動装置３００の正側端子Ｔｐに接続される。電圧源２０の負極は、出力装置４１の出力端子４３および駆動装置３００の負側端子Ｔｎに接続される。電圧源２０の出力電圧は、駆動電圧Ｖｏｎとなるように予め設定されている。

スイッチング素子Ｅ１は、ゲート駆動回路１１により制御され、スイッチング素子Ｅ２と相補的に動作する。これにより、スイッチングデバイス１の定常オン時に、スイッチングデバイス１に正バイアスをかける（大きさが駆動電圧Ｖｏｎである正の電圧を印加する）ことが可能となる。そのため、スイッチングデバイス１のターンオフ後にコンデンサＣ２の両端電圧が定常状態となる電圧Ｖｓｔは、下記の式（４）で表わされる。

－Ｖ２×ＣＡ２＋Ｖｏｎ×Ｃｉｓｓ＝（ＣＡ２＋Ｃｉｓｓ）×Ｖｓｔ …（４）
以上より、スイッチングデバイス１のターンオフ時に高速スイッチングが可能であり、かつスイッチングデバイス１のオン時にスイッチングデバイス１に正バイアスをかけることが可能な駆動装置４００を実現することができる。

実施の形態５．
図７は、本実施の形態５による駆動装置５００の回路構成の一例を示す図である。駆動装置５００は、上述の図５に示す駆動装置３００の構成と図６に示す駆動装置４００の構成とを組み合わせたものである。具体的には、駆動装置５００は、上述の図５に示す駆動装置３００に対して、電圧源４０を取り除き、代わりに図６に示す出力装置４１、抵抗Ｒ５を接続したものである。抵抗Ｒ５は、スイッチング速度を調節するものである。

駆動装置５００の構成は上述の駆動装置３００の構成と駆動装置４００の構成との組み合わせであるため駆動装置５００の動作についての詳細な説明は省略するが、駆動装置５００のような回路構成にすることによって、スイッチングデバイス１のターンオフ時およびターンオン時の双方において高速スイッチングが可能となる。

実施の形態６．
上述の実施の形態１～５による駆動装置１００～５００においては、定常状態において、漏れ電流による電圧変動が発生する可能性がある。例えば、実施の形態１による駆動装置１００（図１参照）においては、ターンオン後、プルダウン抵抗Ｒ２によって、スイッチングデバイス１のゲート電圧は時間の経過に伴って低下する。また、例えば、上述の実施の形態５による駆動装置５００においては、定常状態にてゲート電位を固定する機構が存在しないため、ゲート電圧が不安定となる可能性がある。

上記の課題を解決するために、本実施の形態６においては、ゲート電圧を安定化するための電圧安定化回路を追加する。

図８は、本実施の形態６による駆動装置６００の回路構成の一例を示す図である。駆動装置６００は、上述の図１に示す駆動装置１００に対して、出力装置２１を出力装置２１ａに置き換えたものである。駆動装置６００のその他の構成は、上述の図１に示す駆動装置１００と同じであるため、ここでの詳細な説明は繰返さない。

出力装置２１ａは、上述の図１に示す出力装置２１に対して、電圧安定回路を追加したものである。この電圧安定回路は、出力装置２１ａの出力端子２２，２３の間に、ダイオードＤ１と、安定化用の電圧源Ｂ１ａとを直列に接続したものである。安定化用の電圧源Ｂ１ａの出力電圧は、駆動電圧Ｖｏｎに設定されている。

このような電圧安定回路を追加することによって、スイッチングデバイス１のターンオン時に、コンデンサＣ１の電圧が駆動電圧Ｖｏｎに低下した時点でダイオードＤ１が導通して、安定化用の電圧源Ｂ１ａからの駆動電圧Ｖｏｎが駆動装置６００から出力される。そのため、ターンオン後の定常状態でのドライバ出力電圧が一定の駆動電圧Ｖｏｎとなり安定化する。

なお、上述の図８においては電圧安定化回路を図１に示す駆動装置１００に追加する例を示したが、電圧安定化回路は他の駆動装置２００～５００に追加することも可能である。

また、電圧源Ｂ１ａは、漏れ電流分の電流供給のみを行なうため、電圧源Ｂ１ａの容量は小さいものでよい。そのため、電圧源Ｂ１ａに代えて、電圧源Ｂ１より分圧する抵抗を設けるように変形してもよい。

図９は、本実施の形態６の変形例による駆動装置６０１の回路構成の一例を示す図である。図９に示す駆動装置６０１は、図８に示す駆動装置６００に対して、出力装置２１ａを出力装置２１ｂに置き換えたものである。出力装置２１ｂは、出力装置２１ａに対して、電圧源Ｂ１ａを、電圧源Ｂ１より分圧するための分圧抵抗Ｒ６，Ｒ７に置き換えたものである。このように、電圧源Ｂ１ａを分圧抵抗Ｒ６，Ｒ７に置き換えることで、回路構成を簡易化することが可能である。

実施の形態７．
上述の実施の形態１～６における出力装置２１，２１ａ，２１ｂ，４１は、スイッチングデバイス１のゲートとの接続が切り離されるまでは、コンデンサＣ１，Ｃ２を充電することができない。そのため、スイッチング素子Ｅ１のスイッチング周期（パルス間隔）が短い場合はコンデンサＣ１，Ｃ２の充電が完了する前に次のスイッチングが起こるということが懸念される。

例えば、実施の形態１による駆動装置１００の場合、スイッチング素子Ｅ１をオンしている期間はコンデンサＣ１がスイッチングデバイス１のゲートと導通しているためコンデンサＣ１の充電は行なわれず、スイッチング素子Ｅ１をオフした後にコンデンサＣ１の充電が行なわれる。したがって、スイッチング素子Ｅ１をオフする期間が短い場合はコンデンサＣ１の充電が完了する前に、次のスイッチングが起こり得る。

上記の課題を解決するために、本実施の形態７においては、コンデンサＣ１，Ｃ２とスイッチングデバイス１のゲートとを切り離すための切り離し用スイッチング素子を追加する。

図１０は、本実施の形態７による駆動装置７００の回路構成の一例を示す図である。図１０に示す駆動装置７００は、図８に示す駆動装置６００に対して、出力装置２１ａを出力装置２１ｃに置き換えたものである。出力装置２１ｃは、出力装置２１ａに対して、切り離し用のスイッチング素子Ｆ１ａを追加したものである。スイッチング素子Ｆ１ａは、コンデンサＣ１とダイオードＤ１のカソードとの間に設けられる。

図１１は、駆動装置７００がスイッチングデバイス１をターンオンする場合の駆動装置７００の動作を説明するためのタイミングチャートである。図１１において、横軸は時間を示し、縦軸は上から順に、スイッチング素子Ｅ１の状態、スイッチング素子Ｆ１の状態、スイッチング素子Ｆ１ａの状態、コンデンサＣ１の両端電圧、ドライバ出力電圧、スイッチングデバイス１のゲート電圧を示す。

時刻ｔ２１以前は、スイッチングデバイス１がオフの状態（ターンオンする前の状態）である。この状態では、スイッチング素子Ｅ１はオフ状態であり、スイッチング素子Ｆ１はオン状態であり、スイッチング素子Ｆ１ａはオフ状態である。

時刻ｔ２１にてターンオン指令が外部よりゲート駆動回路１１に入力されると、ゲート駆動回路１１は、スイッチング素子Ｆ１をターンオフして、コンデンサＣ１を電圧源Ｂ１から切り離す。

その後の時刻ｔ２２にて、ゲート駆動回路１１は、スイッチング素子Ｅ１をターンオンするとともに、スイッチング素子Ｆ１ａをターンオンする。これにより、コンデンサＣ１の両端電圧がスイッチング素子Ｆ１ａ，Ｅ１を介して駆動装置７００から出力され、コンデンサＣ１に蓄えられた電荷でスイッチングデバイス１のゲートが充電される。これにより、ゲート電圧が上昇する。

その後の時刻ｔ２３にてゲート電圧が駆動電圧Ｖｏｎに達して定常状態となると、ゲート駆動回路１１はスイッチング素子Ｆ１ａをターンオフする。さらに、その後の時刻ｔ２４にて、ゲート駆動回路１１はスイッチング素子Ｆ１をターンオンする。これにより、ゲート電圧を安定化用の電圧源Ｂ１ａから出力される駆動電圧Ｖｏｎに維持しつつ、電圧源Ｂ１から出力される電力でコンデンサＣ１を充電することができる。

また、スイッチング素子Ｆ１ａを追加したことにより、スイッチングデバイス１のターンオン時に、スイッチング素子Ｆ１ａをオンさせるタイミングを、スイッチング素子Ｅ１のターンオン後に遅らせることが可能であり、ドライバ出力電圧が最大値となるタイミングを遅らせることが可能である。これにより、ゲート電圧がゲートしきい値電圧Ｖｔｈとなる付近でドライバ出力電圧を増加させることが可能である。

以上のように、切り離し用のスイッチング素子Ｆ１ａを追加することで、コンデンサＣ１の充電タイミングを早めることができ、また、コンデンサＣ１の放電タイミングを適当なタイミングに変更することが可能である。

なお、上述の図１０においては切り離し用のスイッチング素子Ｆ１ａを図８に示す駆動装置６００に追加する例を示したが、切り離し用のスイッチング素子Ｆ１ａは他の駆動装置１００～５００，６０１に追加することも可能である。

実施の形態８．
上述の実施の形態１～７による駆動装置１００～７００は、スイッチングデバイス１の状態（温度・スイッチング電流・各端子間の電圧など）とは無関係にスイッチング動作を行なうものであった。

これに対し、本実施の形態８においては、スイッチングデバイス１の状態を、駆動回路内の各電圧値、容量値、抵抗値にフィードバックさせる回路を追加する。

図１２は、本実施の形態８による駆動装置８００の回路構成の一例を示す図である。図１２に示す駆動装置８００は、上述の図８に示す駆動装置６００に対して、制御部１２を追加したものである。また、スイッチングデバイス１には、スイッチングデバイス１の電圧を検出する電圧検出部１３、スイッチングデバイス１の電流を検出する電流検出部１４、スイッチングデバイス１の温度を検出する温度検出部１５が設けられる。また、駆動装置８００内の電圧源Ｂ１，Ｂ１ａの電圧、コンデンサＣ１の容量、抵抗Ｒ１，Ｒ３の値は、可変に構成される。

制御部１２は、外部の電圧検出部１３、電流検出部１４、温度検出部１５の検出結果をスイッチングデバイス１の状態を示す情報として受け取り、受け取った検出結果に基づいて駆動装置８００内の電圧源Ｂ１，Ｂ１ａの電圧、コンデンサＣ１の容量、抵抗Ｒ１，Ｒ３の値を変化させる。これにより、スイッチングデバイス１の動作状態に応じて、スイッチング動作時の駆動条件を調節することが可能である。

今回開示された実施の形態はすべての点で例示であって制限的なものではないと考えられるべきである。本開示の範囲は上記した説明ではなくて請求の範囲によって示され、請求の範囲と均等の意味および範囲内でのすべての変更が含まれることが意図される。

１ スイッチングデバイス、２ ゲート抵抗、５，２０，４０，Ｂ１，Ｂ１ａ，Ｂ２ 電圧源、１１ ゲート駆動回路、１２ 制御部、１３ 電圧検出部、１４ 電流検出部、１５ 温度検出部、２１，２１ａ，２１ｂ，２１ｃ，４１ 出力装置、２２，２３，４２，４３，Ｔｎ，Ｔｐ 出力端子、１００，２００，３００，４００，５００，６００，６０１，７００，８００ 駆動装置、Ｃ１，Ｃ２ コンデンサ、Ｄ１ ダイオード、Ｅ１，Ｅ２，Ｆ１，Ｆ１ａ，Ｆ２ スイッチング素子、Ｒ１ ゲート抵抗、Ｒ２ プルダウン抵抗、Ｒ３ 調整抵抗、Ｒ４，Ｒ５ 抵抗、Ｒ６，Ｒ７ 分圧抵抗。

Claims (6)

1. スイッチングデバイスの駆動装置であって、
   第１スイッチング素子と、
   前記第１スイッチング素子を介して前記スイッチングデバイスのゲートに電圧を出力する第１出力装置とを備え、
   前記第１出力装置は、
   前記第１スイッチング素子を介して前記スイッチングデバイスに接続される一対の出力端子と、
   前記一対の出力端子の間に接続されるコンデンサと、
   第２スイッチング素子と、
   前記第２スイッチング素子を介して前記コンデンサに接続され、予め定められた駆動電圧よりも絶対値の大きい電圧を出力する第１電源とを有し、
   前記第１スイッチング素子は、前記スイッチングデバイスのスイッチング動作が行なわれる前にオフ状態となり、前記スイッチングデバイスのスイッチング動作が行なわれる場合にターンオンするように動作し、
   前記第２スイッチング素子は、前記スイッチングデバイスのスイッチング動作が行なわれる前にオン状態となり、前記スイッチングデバイスのスイッチング動作が行なわれる場合にターンオフするように動作し、
   前記第１スイッチング素子と相補的に動作する第３スイッチング素子と、
   前記第３スイッチング素子を介して前記スイッチングデバイスに接続される第２電源とをさらに備え、
   前記第２電源は、前記第３スイッチング素子を介して、前記第１出力装置とは異なる符号の電位を前記スイッチングデバイスのゲートに供給し、
   前記第１出力装置は、前記第１スイッチング素子と前記第２スイッチング素子との間に接続され、前記コンデンサと前記スイッチングデバイスのゲートとの間を切り離す切り離し用スイッチング素子をさらに備え、
   前記切り離し用スイッチング素子は、前記スイッチングデバイスのスイッチング動作が行なわれる前にオフ状態となり、前記スイッチングデバイスのスイッチング動作が行なわれる場合にターンオンするように動作し、前記スイッチングデバイスのゲートが駆動電圧に到達した場合にターンオフするように動作する、スイッチングデバイスの駆動装置。
2. 前記第１出力装置は、前記一対の出力端子の間に互いに直接に接続されるダイオードおよび安定化用電源を含む電圧安定化回路をさらに備え、
   前記安定化用電源は、前記駆動電圧を出力する、請求項１に記載のスイッチングデバイスの駆動装置。
3. 前記第１出力装置の前記コンデンサの容量は可変に構成され、
   前記駆動装置は、
   前記スイッチングデバイスの状態を検出する検出部と、
   前記検出部による検出結果に基づいて前記コンデンサの容量を制御する制御部とをさらに備える、請求項１または２に記載のスイッチングデバイスの駆動装置。
4. スイッチングデバイスの駆動装置であって、
   第１スイッチング素子と、
   前記第１スイッチング素子を介して前記スイッチングデバイスのゲートに電圧を出力する第１出力装置とを備え、
   前記第１出力装置は、
   前記第１スイッチング素子を介して前記スイッチングデバイスに接続される一対の出力端子と、
   前記一対の出力端子の間に接続されるコンデンサと、
   第２スイッチング素子と、
   前記第２スイッチング素子を介して前記コンデンサに接続され、予め定められた駆動電圧よりも絶対値の大きい電圧を出力する第１電源とを有し、
   前記第１スイッチング素子は、前記スイッチングデバイスのスイッチング動作が行なわれる前にオフ状態となり、前記スイッチングデバイスのスイッチング動作が行なわれる場合にターンオンするように動作し、
   前記第２スイッチング素子は、前記スイッチングデバイスのスイッチング動作が行なわれる前にオン状態となり、前記スイッチングデバイスのスイッチング動作が行なわれる場合にターンオフするように動作し、
   前記第１スイッチング素子と相補的に動作する第３スイッチング素子と、
   前記第３スイッチング素子を介して前記スイッチングデバイスに接続される第２出力装置とをさらに備え、
   前記第２出力装置は、
   前記第３スイッチング素子を介して前記スイッチングデバイスに接続される一対の出力端子と、
   前記第２出力装置の前記一対の出力端子の間に接続されるコンデンサと、
   第４スイッチング素子と、
   前記第４スイッチング素子を介して前記第２出力装置の前記コンデンサに接続され、前記駆動電圧よりも絶対値の大きい電圧を出力する第３電源とを有し、
   前記第３電源は、前記第３スイッチング素子および前記第４スイッチング素子を介して、前記第１出力装置とは異なる符号の電位を前記スイッチングデバイスのゲートに供給し、
   前記第１出力装置および前記第２出力装置の少なくとも一方は、前記第１スイッチング素子と前記第２スイッチング素子との間に接続され、前記コンデンサと前記スイッチングデバイスのゲートとの間を切り離す切り離し用スイッチング素子をさらに備え、
   前記切り離し用スイッチング素子は、前記スイッチングデバイスのスイッチング動作が行なわれる前にオフ状態となり、前記スイッチングデバイスのスイッチング動作が行なわれる場合にターンオンするように動作し、前記スイッチングデバイスのゲートが駆動電圧に到達した場合にターンオフして前記コンデンサと前記スイッチングデバイスのゲートとの間を切り離す切りように動作する、スイッチングデバイスの駆動装置。
5. 前記第１出力装置および前記第２出力装置の少なくとも一方は、前記一対の出力端子の間に互いに直接に接続されるダイオードおよび安定化用電源を含む電圧安定化回路をさらに備え、
   前記安定化用電源は、前記駆動電圧を出力する、請求項４に記載のスイッチングデバイスの駆動装置。
6. 前記第１出力装置および前記第２出力装置の少なくとも一方の前記コンデンサの容量は可変に構成され、
   前記駆動装置は、
   前記スイッチングデバイスの状態を検出する検出部と、
   前記検出部による検出結果に基づいて前記コンデンサの容量を制御する制御部とをさらに備える、請求項４または５に記載のスイッチングデバイスの駆動装置。

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