JP2013220028A - 直流電源装置 - Google Patents

Abstract

【課題】低コストながら、さらに高効率をはかることができる直流電源装置を得る。
【解決手段】交流電源１の交流電圧を直流電圧に整流する整流器２の出力端子に接続された３以上のリアクタ３と、ダイオード５を介して各リアクタ３と接続され、直流電力を平滑化するコンデンサ６と、各リアクタ３と接続され、整流器２を介して電源短絡経路を形成する３以上のスイッチ素子４と、１のキャリアと複数の変調波とに基づいて、各スイッチ素子を互いに異なる位相差で動作させる動作信号を生成する制御手段１０とを備え、３以上のスイッチ素子の動作周波数に対し、キャリアの周波数をスイッチ素子数倍した周波数の疑似キャリアに基づいて、各スイッチ素子４の動作信号を生成し、制御手段１０は、キャリアと疑似キャリアとの波形における上昇下降の関係が異なる期間における、信号のオンとオフの関係を入れ換えて動作信号を生成する。
【選択図】図１

Description

本発明は、例えば交流電圧を直流電圧に変換制御する直流電源装置に関するものである。特に高調波電流抑制と電源力率改善を行うためのものである。

例えば商用電源等における交流電力を直流電力に変換する直流電源装置がある。このような直流電源装置では、交流電源からの電力を整流する。このとき、リアクタで高調波電流抑制と電源力率改善を行って負荷側に直流電圧を印加している。

ここで、さらに高調波電流抑制と電源力率改善を行うため、従来の直流電源装置として、リアクタ、スイッチ素子等を有する２組の素子を設けているものがある。そして、２つのスイッチ素子の動作を互いに異なる位相にて動作させることにより、２つの合成電流の電流リップル（高調波電流）を低減する（例えば、特許文献１参照）。

また、２つのスイッチ素子を逆位相で動作させることにより、リアクタを小型・軽量化することによる低価格化を行うものもある（例えば、特許文献２参照）。

特開２００７−１９５２８２号公報（図１、００１４） 特開２００８−８６１０７号公報

上記のような技術は、出力する直流電圧を任意の値に制御し、スイッチングによるリップルの重畳した正弦波状の入力電流に制御する。さらに、２つのスイッチ素子の動作を互いに異なる位相にて動作させて、２つのリアクタに流れる電流の統合値を小さくし、ノイズとなる高調波電流を低減させるものである。ここで、高調波電流の低減等をさらに有効に実現するには、２つではなく、３以上（２超）のスイッチ素子等を用いて、合成する電流成分を増やして平滑化をはかる方がよい。

しかし、３以上のスイッチ素子を互いに異なる位相で動作させる場合には、２つのスイッチ素子を、単に逆位相にするだけの制御ではなくなるため、具体的な信号生成方法を検討する必要がある。このとき、新たな回路構成等で制御手段を構成し、制御を行うようにすることも可能ではあるが、その分高コストになる。

本発明は、上記のような課題を解決するためになされたもので、３以上の素子を互いに異なる位相で動作させるようにし、低コストながら、さらに高効率をはかることができる直流電源装置を得るためになされたものである。

本発明に係る直流電源装置は、交流電圧を直流電圧に整流する整流器の出力端子に接続された３以上のリアクタと、ダイオードを介して各リアクタと接続され、直流電力を平滑化するコンデンサと、各リアクタと接続され、整流器を介して電源短絡経路を形成する３以上のスイッチ素子と、１のキャリアと複数の変調波とに基づいて、各スイッチ素子を互いに異なる位相差で動作させる動作信号を生成する制御手段とを備え、３以上のスイッチ素子の動作周波数に対し、キャリアの周波数をスイッチ素子数倍した周波数の疑似キャリアに基づいて、各スイッチ素子の動作信号を生成し、制御手段は、キャリアの１周期分の時間の間に１のパルスの動作信号を発生させるため、キャリアと疑似キャリアとの波形における上昇下降の関係が異なる期間における、信号のオンとオフの関係を入れ換えて動作信号を生成するものである。

本発明の直流電源装置においては、リアクタ、スイッチ素子、ダイオードをそれぞれ３つ以上有し、各スイッチ素子を互いに異なる位相差で動作させるようにしたので、電源力率改善、直流電圧を一定にした、高効率な直流電源装置を提供することができる。そして、リアクタの小型化や軽量化を実現することができる。そして制御手段の制御により、各リアクタに流れる電流が合流した電流の脈動（リップル）を低減させ、ノイズとなる高調波を低減させた直流電力を負荷に供給することができる。

実施の形態１に係る直流電源装置を中心とする回路ブロック図である。 ３つのスイッチ素子４を同じ位相で動作させる動作信号等の波形図である。 ３つのスイッチ素子４を異なる位相で動作させる動作信号等の波形図である。 １２０度の位相差に係る３つの動作信号とキャリアの波形図である。 擬似キャリアに基づく動作を説明するための波形図である。 ステージ２および５の制御手段１０の処理に係る動作信号の波形図である。 制御手段１０の加工に係る処理手順のフローチャートを表す図である。 本発明の実施の形態２に係る制御手段１０の回路ブロック図である。 本発明の実施の形態２に係る制御手段１０の他の回路ブロック図である。

実施の形態１．
図１は、本発明の実施の形態１に係る直流電源装置を中心とする回路ブロック図である。図１において、交流電源１は、直流電源装置に交流電圧を印加して電力の供給を行う。整流器２は交流電源１の供給に係る交流電力を整流する。

リアクタ（インダクタ）３ａ〜３ｃは、力率改善等をはかるために整流器２の出力端子側にそれぞれ並列に接続される。スイッチ素子４ａ〜４ｃは、制御手段１０から送られる動作信号（ＰＷＭ信号、ゲート信号）に基づいてスイッチング動作を行う。オン状態の場合には、交流電源１、整流器２、リアクタ３を介した短絡経路を形成することになる。ここで、各組が並列に接続されていることで電流が分散されるので、各スイッチ素子４ａ〜４ｃの電流容量は負荷７の定格電流容量以下とすることができる。このため、スイッチ素子４ａ〜４ｃは、必要以上に耐久性を備えなくても素子の保護をはかることができる。さらにダイオード５ａ〜５ｃにはスイッチ素子４ａ〜４ｃがオフ状態の間、電流が流れる。以下、特に区別したり、特定したりする必要がない場合には、添字を省略して記載する場合もある。

本発明は３以上のスイッチ素子４を互いに異なる位相で動作させるものである。このため、本実施の形態では３つのスイッチ素子４で説明する。そして、スイッチ素子４ａ、リアクタ３ａおよびダイオード５ａを組にする。同様に、スイッチ素子４ｂ、リアクタ３ｂおよびダイオード５ｂを組にし、スイッチ素子４ｃ、リアクタ３ｃおよびダイオード５ｃを組にして３組の素子に係る動作処理等について説明するものとする。ここで、各組において、リアクタ３の一端と、ダイオード５のアノード側、スイッチ素子４のドレイン（コレクタ）側とが接続されている。

コンデンサ６は、ダイオード５ａ〜５ｃおよびスイッチ素子４ａ〜４ｃと、負荷７とに、並列に挿入され、電力を平滑させる。負荷７はコンデンサ６と並列に接続される。電圧検出器８はコンデンサ６の両端電圧を検出する。電流検出器９は整流器２から流れ出す電流を検出する。

制御手段１０は、例えば１または複数のマイクロコンピュータ（マイコン）を有している。直流電圧を検出する電圧検出器８と直流電流を検出する電流検出器９の検出値に基づいて、スイッチ素子４ａ〜４ｃにそれぞれ動作信号を出力する。そして、スイッチ素子４ａ〜４ｃのスイッチング動作をＰＷＭ（Pulse Width Modulation：パルス幅変調）制御し、負荷７に供給する直流電圧および直流電流を制御する。ここで、ＰＷＭ制御できる機能（以下、ＰＷＭ機能という）を実現するため、制御手段１０は、パルスをオンオフするタイミングを得るための１つのＰＷＭタイマを有しているものとする。

図２は３つのスイッチ素子４ａ〜４ｃを互いに同じ位相で動作させる場合の動作信号の生成を表すための波形図である。ここでは、キャリア周波数（スイッチ素子４のスイッチング動作に係る周波数と同じ周波数）で発生させる三角波（キャリア）の信号（以下、キャリアという）と変調波とを比較する三角波比較により動作信号を生成する。３つのスイッチ素子４を互いに同位相で動作させることは同一の動作信号を生成することと同義である。

図３は３つのスイッチ素子４ａ〜４ｃが互いに異なる位相で動作させる場合の動作信号の生成を表すための波形図である。図３では、スイッチ素子４ａ〜４ｃをＰＷＭ制御するためのキャリア（三角波）における位相が互いに異なっている。ここでは、３つの動作信号に係る波の合成ベクトルが０となるように、互いに１２０度の位相差を持たせている。このように、キャリア周波数で動作する３つのキャリアと１つの変調波とを三角波比較することで、３つのスイッチ素子４ａ〜４ｃに対して、互いに異なる位相の動作信号を生成することができる。

一方、例えば２つのスイッチ素子を互いに異なる位相で動作させる場合、合成ベクトルが１８０度位相差で駆動動作させると電流リップルの低減効果が最も高くなる。ここで、１８０度の位相差を有する信号は、基準となるキャリアを反転させて逆位相にして比較する等すればよい。そのため、信号生成はそれほど複雑ではなく、一般的な論理回路等により容易に生成することができる。例えば市販されている既存のマイコンにおいても、動作信号と１８０度の位相差を有する動作信号とを出力することができるＰＷＭ機能は標準機能として有していることが多い。

しかしながら、３以上のスイッチ素子を互いに異なる位相で動作させる場合、信号を単に反転させるだけでは無くなる。例えば、各スイッチ素子４をＰＷＭ制御するため、３以上の異なるキャリアと変調波とを比較して動作信号を生成するマイコンを構成することが考えられる。ただ、このようなマイコンは一般的ではなく、カスタムＩＣ（特別な回路）を製造する、外部回路で設計する等により構成することになる。カスタムＩＣ、外部アナログ回路等は汎用性が無いため、高コストとなり、コスト低減が難しい。

そこで、本実施の形態では、例えば制御手段１０として、一般的に市販されているＰＷＭ機能を有する電動機（モータ）駆動用のマイコン（以下、ＰＷＭマイコンという）を利用する。そして、３以上の異なる位相の動作信号を生成し、３以上のスイッチ素子４のスイッチング動作により、合成電流のリップルを低減する。例えば、交流電源１が単相電源の場合には３つの動作信号を組み合わせて、電源電圧を相似形の略正弦波状の入力電流に制御でき、また、交流電源１が三相電源の場合、矩形波状の入力電流に制御することができる。ここで、ＰＷＭマイコンにおけるＰＷＭ機能は、１のキャリアと複数の変調波（電動機は、通常三相なので３つ）とを比較して動作信号を生成するものである。

図４は１２０度の位相差に係る３つの動作信号とキャリア（三角波）の波形図である。図４（ａ）はｄｕｔｙ比率（デューティー比）＝小、図４（ｂ）はｄｕｔｙ比率＝中、図４（ｃ）はｄｕｔｙ比率＝大の波形をそれぞれ表す。また、図４のキャリアは、３つの動作信号を生成するための３つのキャリアのうちの１つのキャリアを表している。図４（ｂ）では、半キャリア周期（キャリアにおける半周期）中に３つの動作信号において、エッジは各１回のみ発生するため、ＰＷＭマイコンでも所定のｄｕｔｙ比率のパルスを有する動作信号を出力できる。ここでエッジとは、ＨｉからＬｏまたはＬｏからＨｉへの動作信号の電圧の極性変化のことをいうものとする。

しかし、図４（ａ）、図４（ｃ）のように、ｄｕｔｙ比率が異なれば、スイッチ素子４ｂ、４ｃの動作信号に示すように、半キャリア周期中に、動作信号においてエッジが２回発生することがある。この場合、どちらか一方の半キャリア周期側に集中してしまうことになる。一方、スイッチ素子４ａは半キャリア周期中にエッジが１回のみ表れるため問題ない。これは、図４に示している三角波とは異なる位相を有する三角波による三角波比較にてスイッチ素子４ｂ、４ｃの動作信号を生成しているためである。したがって、１つのキャリアしか有していないＰＷＭマイコンでは、基本的に、１つの動作信号についてはｄｕｔｙ比率に関わらず生成を行うことができるが、他の２つの動作信号については、ｄｕｔｙ比率が５０％前後の動作信号しか生成できない。

そこで、制御手段１０は、まず、ｎ個（ｎ≧３）のスイッチ素子４へ互いに異なる位相の動作信号を生成するにあたり、本来のキャリア周期を分割し、周期を１／ｎ倍（周波数をｎ倍）にした三角波である擬似キャリアを有するまたは生成するようにする。ｎ個にて分割する場合、３６０／ｎ度の位相差を有するようにスイッチング動作を行うようにすれば、合成ベクトルを０にすることができ、合成された電流のリップルを最大限低減できることとなる。本実施の形態では、スイッチ素子４を３つ有しているのでｎ＝３となる。

図５は擬似キャリアに基づく動作を説明するための波形図である。図５の（ａ）〜（ｃ）の波形は、互いに１２０度の位相差を有した３つのキャリアを表す。図５（ｄ）は、キャリアにおけるキャリア周波数を３倍にした擬似キャリア周波数の疑似キャリアを表す。さらに、図５（ｅ）は、擬似キャリアにおける三角波の立上りおよび立下り毎に割り付けたステージを表す。このとき、３倍の周波数である擬似キャリアの立上りと立下りに基づき、６個のステージができる。例えば、４倍の擬似キャリアであれば８ステージ、５倍の擬似キャリアであれば１０ステージとなる。

図５（ｄ）に示す擬似キャリアとなる三角波は、１２０度の位相差を有する本来各キャリアとなる三角波（ａ）〜（ｃ）と、ピーク点（図５の黒点）が必ず一致している。ＰＷＭマイコンでは、このピーク点（一般的には、山・谷と称す）でｄｕｔｙを変化させるような機能を有している。このため、ｄｕｔｙ比率が０％超、１００％未満の場合、このピーク点となる山・谷の間において、動作信号のエッジが発生する。したがって、６段階に割り付けられたステージにおいて、同一ステージ内では３つの動作信号のエッジは必ず１回のみとなる。このため、擬似キャリアに基づいてＰＷＭマイコンが処理を行った場合、図４（ａ）、（ｃ）のようなｄｕｔｙ比率の動作信号を生成する場合であっても、擬似キャリアである三角波における山・谷の間での３つの動作信号におけるエッジ発生は１回のみとなる。

以上より、本来のキャリア周波数の３倍の擬似キャリア周波数を有する疑似キャリアに基づいて切替えを行うことにより、１つのキャリアしか有していないＰＷＭマイコンにおいて、直流電源装置を効率よく動作させるための、３つの互いに異なる位相を持つ動作信号を生成することができる。このため、流通量が最も多い安価な制御回路にて構築できる。また、１つのキャリアから複数の動作信号の生成を行えるため、ＰＷＭタイマを１つだけ有していればよいことになる。

ここで、このように擬似キャリアを用いて位相の異なる動作信号を３つ生成することは機械的には実現できるが、本来のキャリアで生成する動作信号と同じ動作信号を擬似キャリアに基づいて生成するためには、もう一工夫必要となる。

例えば、変調率Ｋｃ＝２０％の変調波とキャリア周波数の３倍の疑似キャリア周波数を有する擬似キャリアとを比較した場合、信号の周波数が３倍（スイッチングに係る周期が１／３）の動作信号（パルス幅１／３）が３つ生成されることになる。ここで、変調率Ｋｃは、キャリアに対する変調波の位置（高さ）を表すものであり、キャリア周期においてはｄｕｔｙ比率と同じになる。このような動作信号でも理想的にはｄｕｔｙ比率等が変化しないが、時間（１周期）あたりのパルス数（エッジ数）が増えるため、スイッチング損失等が多くなる等、効率が悪くなる。

そこで、本実施の形態では、制御手段１０は、６つのステージ毎に、変調率に係る処理を行い、本来のキャリアに基づく動作信号（連続した１つのパルス）が生成されるように加工する（疑似キャリアに基づく３つの動作信号のパルスを１つにまとめたかたちになる）。その際、変調率Ｋｃとステージとに基づいて、正負の極性（上昇にあるか下降にあるか）を判断する。

以上のような制御手段１０の加工に係る処理について、図５（ａ）の三角波にて生成される（本来の）動作信号と図５（ｄ）の擬似キャリアの三角波にて生成される動作信号との比較に基づいて説明する。ここで、図５（ｅ）において、図５（ａ）の三角波の谷となるピーク点の直前のステージをステージ開始点となるステージ０と定義し、６つのステージを順にそれぞれステージ０〜５とする。

擬似キャリア周波数は、本来のキャリア周波数よりも３倍多いので、動作信号におけるパルス幅を同一にしようとすると、擬似キャリアと比較する変調波における変調率を３倍にし、パルス幅が３倍になるようにする。ここで、本来のキャリアでの変調率をＫｃ、擬似キャリアでの各ステージにおいて変調率を表す疑似変調率をＫｃ’とする。ここで、ステージ毎に疑似変調率Ｋｃ’は異なるため、制御手段１０はステージ毎に計算を行うものとする。

変調率Ｋｃが０超、約３３％（１／３）未満であれば、変調率Ｋｃを３倍しても疑似変調率Ｋｃ’は１以下となる。したがって、ステージ０およびステージ１の期間においてエッジが発生する（ステージ０は立ち上がり、ステージ１は立ち下がり）。動作信号が生成される。ここで、ステージ２、ステージ３、ステージ４およびステージ５では疑似変調率Ｋｃ’は０となる。ここで、本実施の形態ではスイッチ素子４が３つであるため、変調率Ｋｃは、１／３、２／３の近似値で場合分けを行っている。

変調率Ｋｃが約３３％（１／３）以上の場合、３倍した値は１を超えるので、エッジはステージ０およびステージ１以外の他のステージで発生することとなる。このため、ステージ０およびステージ１における疑似変調率Ｋｃ’は１００％（１。全オン状態）とする。

変調率Ｋｃが約３３％（１／３）以上から約６６％（２／３）未満の場合、エッジはステージ２およびステージ５の期間に発生する（ステージ５は立ち上がり、ステージ２は立ち下がり）。変調率Ｋｃを３倍すると１を超えてしまうが、ステージ０およびステージ１で全オン状態となることから、変調率Ｋｃを３倍した値から１（全オン状態に係る値）を減じた値が、ステージ２およびステージ５の期間における本来の疑似変調率Ｋｃ’となる。

図６はステージ２およびステージ５の期間エッジが発生する場合の制御手段１０の処理を説明するための動作信号の波形図である。通常、ステージ１の期間は全オン状態であるため、ステージ２の期間における動作信号はオン状態から開始されることとなるが、三角波比較による動作信号の生成を行うと、ステージ２の期間はオフ状態からの開始となってしまう。同様に、ステージ５の期間は、オフ状態からの開始となって、エッジが発生してパルスが立ち上がり、ステージ０における全オン状態に繋がるが、三角波比較による動作信号生成を行うと、ステージ２はオフ状態で終了することになる。したがって、パルスが連続して発生せず、途切れてしまう（図６（ａ））。

これは、ステージ２、ステージ５の期間において、キャリアと疑似キャリアとの極性が違うことに関連するからである。例えば、ステージ２の期間においては、本来のキャリアである三角波は右上がりで上昇しているのに対し、擬似キャリアとなる三角波は右下がりで下降している。また、ステージ５の期間では、本来のキャリアの三角波は右下がりであるのに対し、擬似キャリアの三角波は右上がりになっている。このため、三角波比較の結果をそのまま用いることができなくなってしまう。

そこで、制御手段１０が、変調率Ｋｃが約３３％以上から６６％未満のステージ２およびステージ５においては、変調率Ｋｃの３倍の値を２から減じた値を疑似変調率Ｋｃ’（以下、特別の疑似変調率Ｋｃ’という）として三角波比較を行う。そして、その結果を反転させた信号を出力するようにする。ステージ２およびステージ５の期間における本来の疑似変調率Ｋｃ’を維持し、パルスが分断しない動作信号の生成を行う（図６（ｂ））。

また、変調率Ｋｃが３３％（１／３）以上から６６％（２／３）未満の場合には、ステージ４およびステージ３の期間は疑似変調率Ｋｃ’が０となる。

変調率Ｋｃが約６６％（２／３）以上、１００％（１．００）未満の場合、３倍した値は２を超えるので、エッジはステージ３およびステージ４の期間に発生する（ステージ４は立ち上がり、ステージ３は立ち下がり）。このため、ステージ０およびステージ１だけでなく、ステージ２およびステージ５における疑似変調率Ｋｃ’も１００％（１。全オン状態）となる。そして、変調率Ｋｃを３倍した値から２を減じた値が、ステージ３およびステージ４の期間における疑似変調率Ｋｃ’となる。

図７は制御手段１０の加工に係る処理手順のフローチャートを表す図である。図７は上述した処理の流れを表している。制御手段１０は、変調率Ｋｃが３４％以上６７％以下であるかどうかを判断する（Ｓ１）。変調率Ｋｃが約３３％以上約６６％未満でなければ、変調率Ｋｃに基づいて各ステージにおける通常の疑似変調率Ｋｃ’を算出する（Ｓ３）。ここで、変調率Ｋｃを３倍して１または２を減じたときの値が、１以上の場合は疑似変調率Ｋｃ’は１とし、０以下の場合には疑似変調率Ｋｃ’は０とする。算出した疑似変調率Ｋｃ’に基づいて三角波比較を行い（Ｓ４）、動作信号の生成を行う（Ｓ５）。

一方、Ｓ１において変調率Ｋｃが約３３％以上約６６％未満であると判断すると、さらにステージ２またはステージ５の期間に係る動作信号の生成であるかどうかを判断する（Ｓ２）。ステージ２またはステージ５の期間でなければ、通常の疑似変調率Ｋｃ’を算出し（Ｓ３）、その後の処理を行う。

Ｓ２においてステージ２またはステージ５の期間に係る動作信号の生成であると判断すると、特別の疑似変調率Ｋｃ’を算出する（Ｓ６）。そして、算出した疑似変調率Ｋｃ’に基づいて三角波比較を行い（Ｓ７）、信号を反転させた動作信号の生成を行う（Ｓ８）。

ここで、図６等では、図５（ａ）の三角波を本来のキャリアとする動作信号の生成について説明した。例えば、この動作信号と１２０度の位相差を有する図５（ｂ）の三角波をキャリアとしたときの動作信号の生成については、ステージ１とステージ４とが上述した説明におけるステージ２とステージ５とに該当するため、読み替えればよいことになる。同様に、図５（ｃ）の三角波をキャリアとしたときの動作信号の生成については、ステージ０とステージ３とが該当することになる。

以上より、擬似キャリアの三角波１つとなり、擬似変調波が互いに位相の異なる３つの三角波に対応して３つとなることから、１つのキャリアと３つの変調波３の組合せで位相が異なる３つの動作信号を生成することができる。このため、ＰＷＭマイコンにおいて、位相が異なる３つの動作信号を簡単に生成することができる。

ここで、上述した説明では、３つのスイッチ素子４に異なる位相でスイッチングさせるための動作信号生成に際し、１／３、２／３が割り切れない数であるため、百分率は近似値を用いて変調率Ｋｃの場合分けを行った。例えば、４以上のｎ個のスイッチ素子４に係る動作信号生成では、スイッチ素子４の数（リアクタ３、スイッチ素子４、ダイオード５の組数）に応じた場合分けを行う等することで、市販のＰＷＭ機能を有するマイコンで実現できることはいうまでも無い。

以上のように、実施の形態１の直流電源装置においては、リアクタ３、スイッチ素子４、ダイオード５の組を３組以上有し、各組のスイッチ素子４を互いに異なる位相差で動作させるようにしたので、ゼロカレントスイッチング等を実現し、電源力率改善、直流電圧を一定にした、高効率な直流電源装置を提供することができる。そして、リアクタの小型化や軽量化を実現することができる。このとき、制御手段１０は、各組のリアクタ３に流れる電流において発生する脈動（リップル）による振幅幅が、各組の電流を合成した合成電流における脈動による振幅幅よりも少なくなるように制御を行うようにするので、脈動が少なく、ノイズとなる高調波を低減させた直流電力を負荷７に供給することができる。さらに、実施の形態１の直流電源装置はスイッチ素子４等の組を３組以上有するようにしたので、２組の直流電源装置より、さらに高調波電流の抑制等をはかることができる。

また、制御手段１０は、キャリア周波数を組数倍した周波数の疑似キャリアと、組数に応じた変調波とを三角波比較することにより、各組のスイッチ素子４の動作信号を生成するようにしたので、位相が１８０度異なる２つの動作信号だけでなく、互いに位相が異なる３以上の動作信号を容易に生成することができる。特に本実施の形態のように、スイッチ素子４が３つの場合には、ＰＷＭ機能を有する電動機駆動用のマイコンを適用することができるので、制御手段１０（直流電源装置）を安価に構成することができる。このとき、本来のキャリアと極性の異なる部分に対しては、動作信号の反転等を行って、生成方法を変更し、調整するようにしたので、疑似キャリアとの三角比較でもキャリアにより生成する動作信号と同じ信号を生成することができる。また、各スイッチ素子４の電流容量を直流電源装置の定格電流容量以下になるようにしたので、素子の保護をはかり、耐久性を向上し、長寿命化をはかることができる。

実施の形態２．
図８は本発明の実施の形態２に係る制御手段１０の構成例を表す回路ブロック図である。制御手段１０は、上述したように、電圧検出器８と電流検出器９の検出値に基づいて、スイッチ素子４ａ〜４ｃに動作信号を出力し、直流電圧および直流電流を制御する。

まず、ＰＩ制御部１１は、直流電圧を一定にするため、直流電圧の指令値Ｖｄｃ＊とローパスフィルタ１５において高周波成分のノイズが除去された電圧検出値とを比較し、その偏差が０となるようにＰＩ制御を行う。ＰＩ制御部１１が制御の結果として出力した値が直流電流の指令値Ｉｄｃ＊となる。

ＰＩＤ制御部１２は、直流電流の指令値Ｉｄｃ＊とローパスフィルタ１６において高周波成分のノイズが除去された電流検出値とを比較し、その偏差が０となるようにＰＩＤ制御を行う。ＰＩＤ制御部１２が制御の結果として出力した値が実施の形態１で記述した変調率Ｋｃとなる。

ここで、本実施の形態では、ＰＩＤ制御部１２を標準的なマイコンで構成するものとする。そのため、直流電流の制御をＰＩＤ制御で行っている。例えば、一般的にデジタル制御の場合、制御演算から信号出力によるＰＷＭ動作（実動作）までの時間に制御遅れが発生する。この制御遅れはデジタル制御の離散化による無駄時間により発生する。制御遅れが発生すると位相が遅れるため、スイッチ素子４の制御性が悪化する。ここで位相進み補償を行うため、微分による制御が用いられることが知られている。そこで、本実施の形態ではＰＩＤ制御部１２において微分動作を行い、位相進み補償の制御を行うようにしている。

そして、ＰＩＤ制御部１２の出力に係る変調率Ｋｃに基づいて、ＰＷＭ演算器１３は、実施の形態１で説明したように、スイッチ素子４ａ〜４ｃを互いに異なる位相差で動作させる動作信号を生成し、スイッチ素子４ａ〜４ｃに出力する。

これにより、既存のＰＷＭ機能を有するマイコンでも簡単に、３以上のスイッチ素子４を動作させることができる制御手段１０を構成することができ、安価で高効率な直流電源装置を提供することができる。

図９は本発明の実施の形態２に係る制御手段１０の他の構成例を表す回路ブロック図である。図８に示すように、無駄時間のための位相進み補償を擬似微分として、ハイパスフィルタ１７を用いてゲイン器１４の出力を加算し、変調率Ｋｃを得るような構成にしても、図７の制御手段１０と同様な効果を有することは言うまでもない。

以上のようにして、制御手段１０を構成することによって、交流電源１が単相電源の場合、電源電圧を相似形の略正弦波状の入力電流に制御でき、また、交流電源１が三相電源の場合、矩形波状の入力電流に制御することができる。これにより、高調波電流を低減すると共に、電源力率改善、直流電圧一定の制御が実現でき、安価な構成にて、複数のスイッチ素子を互いに異なる位相差で動作することによる電流リップルの低減、ノイズ抑制、リアクタの小型化や軽量化も実現できる。

実施の形態３．
上述の実施の形態では特に示さなかったが、スイッチ素子４、ダイオード５の材料として、ＳｉＣ（炭化ケイ素）系、ＧａＮ（窒化ガリウム）系デバイス等のワイドバンドギャップ半導体を用いるようにしてもよい。ワイドバンドギャップ半導体の場合、スイッチング動作等による損失を大幅に低減することができるため、Ｓｉ（シリコン）系デバイスのスイッチ素子４、ダイオード５を用いた場合に比べて、キャリア周波数をより高くすることができる。

また、３以上のスイッチ素子４を、互いに異なる位相差の動作信号で動作させることにより、合成電流の周波数はスイッチング周波数よりもさらに高くなる。このため、大幅にノイズを低減することができ、ノイズ対策コストを少なくした直流電源装置を提供できるようになる。

本発明の活用例として、直流で電力消費を行う負荷向けの直流電源装置に利用可能である。特に、直流交流変換装置であるインバータの電源装置として利用でき、永久磁石電動機を駆動するインバータに適用することで省エネルギの実現、安価でノイズの少ない直流電源装置の構成を得ることができる。このため、空気調和機や冷凍機、洗濯乾燥機のほか、冷蔵庫、除湿器、ヒートポンプ式給湯機、ショーケース、掃除機等の家電製品全般に適用可能である。また、ファンモータや換気扇、手乾燥機等の電源装置への適用も可能である。

１ 交流電源、２ 整流器、３ａ〜３ｃ リアクタ、４ａ〜４ｃ スイッチ素子、５ａ〜５ｃ ダイオード、６ 平滑コンデンサ、７ 負荷、８ 電圧検出器、９ 電流検出器、１０ 制御手段、１１ ＰＩ制御部、１２ ＰＩＤ制御部、１３ ＰＷＭ演算器、１４ ゲイン器、１５，１６ ローパスフィルタ、１７ ハイパスフィルタ。

Claims (7)

1. 交流電圧を直流電圧に整流する整流器の出力端子に接続された３以上のリアクタと、
   ダイオードを介して各リアクタと接続され、直流電力を平滑化するコンデンサと、
   各リアクタと接続され、前記整流器を介して電源短絡経路を形成する３以上のスイッチ素子と、
   １のキャリアと複数の変調波とに基づいて、各スイッチ素子を互いに異なる位相差で動作させる動作信号を生成する制御手段とを備え、
   前記３以上のスイッチ素子の動作周波数に対し、前記キャリアの周波数をスイッチ素子数倍した周波数の疑似キャリアに基づいて、各スイッチ素子の動作信号を生成し、
   前記制御手段は、前記キャリアの１周期分の時間の間に１のパルスの動作信号を発生させるため、前記キャリアと前記疑似キャリアとの波形における上昇下降の関係が異なる期間における、信号のオンとオフの関係を入れ換えて前記動作信号を生成することを特徴とする直流電源装置。
2. 前記制御手段は、極性が異なる期間において、前記パルスがオンしている時間とオフしている時間とを入れ換えて生成した信号を反転させて前記動作信号を生成することを特徴とする請求項１に記載の直流電源装置。
3. 前記制御手段は、各スイッチ素子に対してＰＷＭの動作信号を生成するための１つのＰＷＭタイマを有することを特徴とする請求項１または２に記載の直流電源装置。
4. 前記制御手段は、各リアクタに流れる電流の合成電流における脈動幅が１つのリアクタに流れる電流における脈動幅より小さくなるように、前記各スイッチ素子の動作信号を生成することを特徴とする請求項１〜３のいずれかに記載の直流電源装置。
5. 前記スイッチ素子の電流容量より大きい定格電流容量を有することを特徴とする請求項１〜４のいずれかに記載の直流電源装置。
6. 前記制御手段は、電動機駆動用のＰＷＭ機能を有するマイクロコンピュータを有し、前記各スイッチ素子の動作信号を生成することを特徴とする請求項１〜５のいずれかに記載の直流電源装置。
7. スイッチ素子またはダイオードの少なくとも１つをワイドバンドギャップ半導体で構成することを特徴とする請求項１〜６のいずれかに記載の直流電源装置。

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