WO2017175328A1 - モータ駆動装置 - Google Patents

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terminal
switching elements
circuit
capacitor
connection point
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Inventor
泰治 乗松
酒井　顕
Original Assignee
三菱電機株式会社
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    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
    • H02P25/00—Arrangements or methods for the control of AC motors characterised by the kind of AC motor or by structural details
    • H02P25/16—Arrangements or methods for the control of AC motors characterised by the kind of AC motor or by structural details characterised by the circuit arrangement or by the kind of wiring

Definitions

  • the present invention relates to a motor drive device including a converter circuit that converts an AC voltage input from an AC power source into a DC voltage.
  • a motor drive system is composed of an AC power supply, a motor drive device, and a motor.
  • the motor drive device is composed of a converter circuit and an inverter circuit. (For example, refer to Patent Document 1.)
  • the converter circuit includes a rectifier circuit including four diodes, a switch circuit including four diodes and two bidirectional switching elements, and two capacitors connected in series. And a capacitor circuit.
  • the inverter circuit is composed of six switching elements.
  • the above converter circuit operates as follows.
  • the AC power input from the AC power source to the converter circuit is full-wave rectified by the rectifier circuit and charged into the capacitor circuit, thereby being converted into DC power.
  • a positive voltage is applied from the AC power supply
  • the switching element of the switch circuit is complementarily controlled so that when one is on and the other is off
  • both capacitors of the capacitor circuit are Each is charged to the input voltage.
  • both capacitors of the capacitor circuit are input to each other when the switching elements of the switch circuit are complementarily controlled so that one of them is on and the other is off. It is charged to become voltage.
  • the DC voltage at the output of the converter circuit becomes a sum voltage obtained by adding the voltages accumulated in each capacitor connected in series in the capacitor circuit, and becomes twice the input voltage.
  • the present invention has been made in view of the above, and an object of the present invention is to obtain a motor drive device that can avoid circuit loss due to a diode in a converter circuit.
  • the present invention boosts the AC voltage between the first terminal and the second terminal of the AC power supply and outputs the boosted voltage to the first output terminal and the second output terminal.
  • the converter circuit is connected to the first terminal and the second terminal, a reactor is interposed between at least one of the first terminal and the second terminal, and rectifies the AC voltage to thereby rectify the first output terminal and the second output terminal.
  • a first capacitor and a second capacitor connected in series between the first output terminal and the second output terminal, and a connection point between the first capacitor and the second capacitor and the first terminal.
  • a switching circuit having two first switching elements connected in series between each other and two second switching elements connected in series between a connection point of the first capacitor and the second capacitor and a second terminal It is characterized by providing.
  • the motor drive device has an effect that circuit loss due to a diode in the converter circuit can be avoided.
  • FIG. 1 is an overall circuit diagram of a motor drive device according to a first embodiment of the present invention.
  • FIG. 2 is an overall circuit diagram of a motor drive device according to a second embodiment of the present invention.
  • FIG. 1 is an overall circuit diagram of a motor drive device 100 according to the first embodiment of the present invention.
  • the motor driving device 100 drives the motor 7 with AC power output from the AC power supply 1 as an input.
  • the motor drive device 100 includes a converter circuit 8 and an inverter circuit 6.
  • the inverter circuit 6 drives the motor 7.
  • a specific example of the motor 7 is a motor built in a compressor used in home appliances.
  • the converter circuit 8 is a booster circuit that takes the AC power supply 1 as an input, converts the input voltage into a positive voltage equal to or greater than the amplitude value, and outputs the positive voltage.
  • the converter circuit 8 includes a reactor circuit 2 for improving the power factor of the AC power source 1, a rectifier circuit 3 for rectifying the voltage, a switch circuit 4 for switching the connection between the capacitor circuit 5 and the AC power source 1, and an AC And a capacitor circuit 5 that can output up to twice the output voltage of the power supply 1.
  • the inverter circuit 6 is connected to the capacitor circuit 5 and drives the motor 7.
  • the AC power supply 1 includes a first terminal 41 and a second terminal 42, and generates an AC voltage between the first terminal 41 and the second terminal 42.
  • the reactor circuit 2 includes reactors 9 and 10.
  • Reactors 9 and 10 each have a first end and a second end. The first end of the reactor 9 is connected to the first terminal 41, and the first end of the reactor 10 is connected to the second terminal 42.
  • the rectifier circuit 3 includes diodes 11 and 12 connected in series to the first output terminal 51 and the second output terminal 52, and diodes 13 and 14 connected in series to the first output terminal 51 and the second output terminal 52. In parallel.
  • the switch circuit 4 includes switching elements 15 and 16 connected in series, switching elements 17 and 18 connected in series, and switching elements 19 and 20 connected in series. Switching elements 15 to 20 are bidirectional switching elements.
  • the capacitor circuit 5 includes a first capacitor 21 and a second capacitor 22 connected in series to the first output terminal 51 and the second output terminal 52, and a third capacitor connected to the first output terminal 51 and the second output terminal 52. 23. Therefore, the first output terminal 51 and the second output terminal 52 and the third capacitor 23 are connected in parallel.
  • the capacitor circuit 5 smoothes the output of the rectifier circuit 3.
  • the first capacitor 21, the second capacitor 22, and the third capacitor 23 are described as electrolytic capacitors, but other capacitors may be used.
  • the first capacitor 21 and the second capacitor 22 for voltage doubler rectification are not limited to two and can be provided between the first output terminal 51 and the second output terminal 52.
  • the third capacitor 23 may be omitted.
  • the second end of the reactor 9 is connected to a connection point 71 that is a connection point of the diodes 11 and 12 and a connection point 73 that is a connection point of the switching elements 15 and 16.
  • the second end of the reactor 10 is connected to a connection point 72 that is a connection point of the diodes 13 and 14 and a connection point 74 that is a connection point of the switching elements 17 and 18.
  • a connection point 75 that is a connection point of the switching elements 19 and 20 and a connection point 76 that is a connection point of the first capacitor 21 and the second capacitor 22 are connected.
  • the second end portion of the reactor 9 is finally connected to the first terminal 41 via the main body and the first end portion of the reactor 9, and the second end portion of the reactor 10 is connected to the reactor 10. Is finally connected to the second terminal 42 via the main body and the first end.
  • a bidirectional switching element capable of short-circuiting between the connection point 76 and the first terminal 41 is defined as a first switching element
  • a bidirectional switching element capable of short-circuiting between the connection point 76 and the second terminal 42 is defined as a first switching element. If two switching elements are used, the connection status described above can be said as follows.
  • the switching elements 15 and 19 as the first switching elements are connected in series between the connection point 76 and the first terminal 41, and the switching element as the second switching element is connected between the connection point 76 and the second terminal 42. 18 and 20 are connected in series.
  • the switching element 17 which is a 3rd switching element is connected between the connection point 77 which is a connection point of two 1st switching elements, and the 2nd terminal 42.
  • the switching element 16 that is the fourth switching element is connected between the connection point 78 that is a connection point between the two second switching elements and the first terminal 41.
  • the first switching element may be switching elements 16 and 20
  • the second switching element may be switching elements 17 and 19
  • the third switching element may be switching element 18, and the fourth switching element may be switching element 15.
  • the situation described above can be said as follows. That is, the switching elements 16 and 20 as the first switching elements are connected in series between the connection point 76 and the first terminal 41, and the switching element as the second switching element is connected between the connection point 76 and the second terminal 42. 17 and 19 are connected in series.
  • the switching element 18 that is the third switching element is connected between the connection point 78 that is the connection point between the two first switching elements and the second terminal 42.
  • the switching element 15, which is the fourth switching element is connected between the connection point 77, which is a connection point between the two second switching elements, and the first terminal 41.
  • the inverter circuit 6 is connected in series between the switching elements 24 and 25 connected in series between the first output terminal 51 and the second output terminal 52, and between the first output terminal 51 and the second output terminal 52.
  • Switching elements 26 and 27 and switching elements 28 and 29 connected in series between the first output terminal 51 and the second output terminal 52 are provided in parallel.
  • Switching elements 24 to 29 are bidirectional switching elements. A connection point between the switching elements 24 and 25, a connection point between the switching elements 26 and 27, and a connection point between the switching elements 28 and 29 are connected to the motor 7, respectively.
  • the reactor circuit 2 is configured with two reactors 9 and 10, but may be configured with one of the reactors 9 and 10.
  • the first terminal 41 is directly connected to the connection point 71 and the connection point 73.
  • the second terminal 42 is directly connected to the connection point 72 and the connection point 74. That is, the connection point 71 and the connection point 72 of the rectifier circuit 3 are connected to the first terminal 41 and the second terminal 42, respectively, but at least one of the first terminal 41 and the second terminal 42 and the rectifier circuit 3 There is a reactor in between.
  • switching elements used in the switch circuit 4 and the inverter circuit 6 are elements such as an IGBT (Insulated Gate Bipolar Transistor) and a MOSFET (Metal-Oxide-Semiconductor Field-Effect Transistor).
  • IGBT Insulated Gate Bipolar Transistor
  • MOSFET Metal-Oxide-Semiconductor Field-Effect Transistor
  • FIG. 2 is a diagram illustrating states of the switching elements 15 to 20 for each state of the switch circuit 4 according to the first embodiment.
  • the states of the switch circuit 4 are (State 1), (State 2-1), (State 2-2) and (State 3) described below.
  • the output of the AC power supply 1 is such that the voltage at which the voltage at the first terminal 41 is higher than that at the second terminal 42 is a positive voltage, and the voltage at which the voltage at the second terminal 42 is higher than that of the first terminal 41 is negative. The voltage will be described.
  • state 2 the state in which the capacitors 21 and 22 are alternately charged (state 2) will be further divided into two states (state 2-1) and (state 2-2).
  • (State 2-1) As shown in the column of (State 2-1) in FIG. 2, among the switching elements 15 to 20, only the switching elements 17 and 19 are turned on or only the switching elements 18 and 20 are turned on. This is to turn on only the two second switching elements. Thereby, reactor 10 and connection point 76 are connected.
  • (State 2-1) when a positive voltage is output from the AC power supply 1, a current is passed through the path of the AC power supply 1 ⁇ reactor 9 ⁇ diode 11 ⁇ capacitor 21 ⁇ switch circuit 4 ⁇ reactor 10 ⁇ AC power supply 1. The capacitor 21 is charged.
  • (State 2-2) As shown in the column of (State 2-2) in FIG. 2, among the switching elements 15 to 20, only the switching elements 15 and 19 are turned on or only the switching elements 16 and 20 are turned on. This is to turn on only the two first switching elements. Thereby, the reactor 9 and the connection point 76 are connected.
  • (State 2-2) when a positive voltage is output from the AC power source 1, a current is passed through the path of the AC power source 1 ⁇ reactor 9 ⁇ switch circuit 4 ⁇ capacitor 22 ⁇ diode 14 ⁇ reactor 10 ⁇ AC power source 1. The capacitor 22 is charged.
  • the capacitor circuit 5 is charged in (state 1), the capacitor circuit 5 is charged so that the voltage is about the maximum voltage value output from the AC power supply 1. Further, if the capacitor circuit 5 is charged in (State 2), that is, (State 2-1) and (State 2-2), the capacitor is set to a voltage about twice the maximum voltage value output from the AC power supply 1. The circuit 5 is charged. In (State 3), the capacitor circuit 5 is not charged.
  • the capacitor circuit 5 is charged in each of the states (state 1) to (state 3) according to the power required by the motor 7, a voltage of about 0 volts, the maximum voltage output from the AC power source 1 is obtained.
  • a three-stage output voltage is obtained, such as a voltage of about the value and a voltage of about twice the maximum voltage value output from the AC power supply 1.
  • (State 2) and (State 3) can be realized by conducting two switching elements without using a diode, and by conducting the diode in the current path. Since circuit loss can be avoided, a highly efficient converter circuit with low switching loss can be realized. In addition, since the converter circuit 8 is composed only of switching elements, the creation or selection of the module of the converter circuit 8 is simplified.
  • the converter circuit 8 according to the first embodiment can be shared with the inverter circuit 6 by using a module having the same configuration of the inverter circuit 6 and the switching element. Thereby, the manufacturing process can be simplified.
  • a general-purpose module used in the inverter circuit 6 can be used, an inexpensive module can be selected, and the range of module selection can be expanded.
  • the switch circuit 4 is configured using all switching elements, synchronous rectification using only the switching elements can be realized.
  • FIG. FIG. 3 is an overall circuit diagram of the motor drive device 200 according to the second embodiment of the present invention.
  • the motor drive device 200 has the same configuration as the motor drive device 100 according to the first embodiment except that the configuration of the switch circuit is different.
  • the motor driving device 200 includes a converter circuit 8 ′ and an inverter circuit 6.
  • the converter circuit 8 ′ includes a reactor circuit 2, a rectifier circuit 3, a switch circuit 4 ′, and a capacitor circuit 5.
  • the switch circuit 4 ' is composed of switching elements 30 to 33 which are four bidirectional switching elements.
  • the switching circuit 4 ′ includes switching elements 30 and 32 which are first switching elements connected in series between the connection point 71 and the connection point 76, and second switching connected in series between the connection point 72 and the connection point 76. Switching elements 31 and 33 which are elements. Since the connection point 71 is finally connected to the first terminal 41 and the connection point 72 is finally connected to the second terminal 42, the first switching element is the same as in the first embodiment. The first terminal 41 and the connection point 76 are connected, and the second switching element connects the second terminal 42 and the connection point 76.
  • the switching elements 30 to 33 field effect transistors such as MOSFETs are used.
  • the switching elements 30 and 32 have their source terminals connected to each other, the drain terminal of the switching element 30 is connected to the connection point 71, and the drain terminal of the switching element 32 is connected to the connection point 76.
  • the switching elements 31 and 33 also have their source terminals connected to each other, the drain terminal of the switching element 31 is connected to the connection point 72, and the drain terminal of the switching element 33 is connected to the connection point 76.
  • FIG. 4 is a diagram illustrating states of the switching elements 30 to 33 for each state of the switch circuit 4 ′ according to the second embodiment.
  • the states of the switch circuit 4 'are State 1), (State 2-1), (State 2-2) and (State 3) described below.
  • state 2 the state in which the capacitors 21 and 22 are alternately charged (state 2) will be further divided into two states (state 2-1) and (state 2-2).
  • (State 2-1) As shown in the column of (State 2-1) in FIG. 4, only the switching elements 31 and 33 that are the second switching elements are turned on among the switching elements 30 to 33. Thereby, reactor 10 and connection point 76 are connected.
  • (State 2-1) when a positive voltage is output from the AC power supply 1, a current is passed through the path of the AC power supply 1 ⁇ reactor 9 ⁇ diode 11 ⁇ capacitor 21 ⁇ switch circuit 4 ⁇ reactor 10 ⁇ AC power supply 1. The capacitor 21 is charged.
  • a negative voltage is output from the AC power source 1
  • current flows through the path of the AC power source 1 ⁇ reactor 10 ⁇ switch circuit 4 ⁇ capacitor 22 ⁇ diode 12 ⁇ reactor 9 ⁇ AC power source 1. As a result, the capacitor 22 is charged.
  • (State 2-2) As shown in the column of (State 2-2) in FIG. 4, among the switching elements 30 to 33, only the switching elements 30 and 32 that are the first switching elements are turned on. Thereby, the reactor 9 and the connection point 76 are connected.
  • (State 2-2) when a positive voltage is output from the AC power source 1, a current is passed through the path of the AC power source 1 ⁇ reactor 9 ⁇ switch circuit 4 ⁇ capacitor 22 ⁇ diode 14 ⁇ reactor 10 ⁇ AC power source 1. The capacitor 22 is charged.
  • a negative voltage is output from the AC power source 1
  • a current flows through the path of the AC power source 1 ⁇ reactor 10 ⁇ diode 13 ⁇ capacitor 21 ⁇ switch circuit 4 ⁇ reactor 9 ⁇ AC power source 1. As a result, the capacitor 21 is charged.
  • the overall operation of the motor driving apparatus 200 according to the second embodiment is the same as that of the entire motor driving apparatus 100 according to the first embodiment, and the same effect as in the first embodiment can be obtained.
  • the number of switching elements provided in the switch circuit 4 ′ can be reduced from six to four compared to the switch circuit 4, so that the cost can be reduced compared to the motor drive device 100. Can be planned.
  • the motor driving apparatus includes bidirectional switching elements formed of wide band gap semiconductors in the switching elements 15 to 20 of the switch circuit 4 and the switching elements 24 to 29 of the inverter circuit 6 according to the first embodiment. It is a motor drive device using.
  • both the switching elements 30 to 33 of the switch circuit 4 ′ according to the second embodiment and the switching elements 24 to 29 of the inverter circuit 6 are formed of wide band gap semiconductors. This is a motor drive device using a directional switching element.
  • the wide band gap semiconductor refers to a semiconductor having a band gap larger than that of silicon
  • a typical wide band gap semiconductor is SiC (silicon carbide), GaN (gallium nitride), or diamond.
  • the switching element formed of such a wide band gap semiconductor has high voltage resistance and high allowable current density, the switching element can be reduced in size. By using these reduced switching elements, A semiconductor module incorporating these elements can be miniaturized.
  • the switching element formed of a wide band gap semiconductor has high heat resistance, it is possible to downsize the heat sink fins of the heat sink or to air-cool the water-cooled portion, thereby further reducing the size of the semiconductor module. .
  • the switching element formed of a wide band gap semiconductor has low power loss, the switching element can be highly efficient, and the semiconductor module can be highly efficient.
  • the switching elements of the switch circuits 4 and 4 ′ and the inverter circuit 6 are all formed of a wide band gap semiconductor, but only the switching elements of the switch circuits 4 and 4 ′ are formed of a wide band gap semiconductor. It doesn't matter.
  • the operation of the motor driving device according to the third embodiment is the same as that of the motor driving device 100 according to the first embodiment or the motor driving device 200 according to the second embodiment, description thereof is omitted. Since a switching element formed of a wide bandgap semiconductor can increase the switching speed compared to other semiconductors, the motor drive device according to the third embodiment can further reduce the circuit loss of the entire device. Become.
  • the entire circuit of the converter circuit 8 or 8 ′ can be reduced in size.
  • the converter circuit 8 ′ according to the second embodiment is realized by using the wide band gap semiconductor. Since the number of switching elements is smaller than that realized by using a gap semiconductor, a significant cost reduction effect can be obtained.
  • the configuration described in the above embodiment shows an example of the contents of the present invention, and can be combined with another known technique, and can be combined with other configurations without departing from the gist of the present invention. It is also possible to omit or change the part.

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Abstract

　モータ駆動装置は、交流電源の第一端子および第二端子の間の交流電圧を昇圧して、第一出力端子および第二出力端子に出力するコンバータ回路と、第一出力端子と第二出力端子との間に直列接続された２個のスイッチング素子の組を３組並列に有するインバータ回路を備える。コンバータ回路は、第一端子および第二端子に接続され、第一端子および第二端子の少なくとも一方との間にはリアクトルが介在し、交流電圧を整流して第一出力端子および第二出力端子に出力する整流回路と、第一出力端子と第二出力端子との間に直列に接続された第一コンデンサおよび第二コンデンサと、第一コンデンサおよび第二コンデンサの接続点と第一端子との間に直列接続された２個の第一スイッチング素子と、第一コンデンサおよび第二コンデンサの接続点と第二端子との間に直列接続された２個の第二スイッチング素子と、を有するスイッチ回路を備える。

Description

モータ駆動装置
　本発明は、交流電源から入力される交流電圧を直流電圧に変換するコンバータ回路を備えたモータ駆動装置に関する。
　一般に、モータ駆動システムは、交流電源、モータ駆動装置およびモータから構成されている。モータ駆動装置は、コンバータ回路およびインバータ回路で構成されている。（例えば、特許文献１参照。）
　コンバータ回路は、４個のダイオードで構成される整流回路と、４個のダイオードおよび２個の双方向スイッチング素子で構成されるスイッチ回路と、直列に接続されている２個のコンデンサで構成されるコンデンサ回路と、から構成されている。また、インバータ回路は、６個のスイッチング素子から構成されている。
　上記したコンバータ回路は以下のように動作する。交流電源からコンバータ回路へ入力される交流電力は、整流回路で全波整流されてコンデンサ回路に充電されることにより直流電力に変換される。そして、交流電源から正の電圧が印加されている場合に、スイッチ回路のスイッチング素子が一方がオンのときに他方がオフとなるように相補的に制御されると、コンデンサ回路の両方のコンデンサがそれぞれ入力電圧となるように充電される。交流電源から負の電圧が印加されている場合も、スイッチ回路のスイッチング素子が一方がオンのときに他方がオフとなるように相補的に制御されると、コンデンサ回路の両方のコンデンサがそれぞれ入力電圧となるように充電される。
　以上の動作により、コンバータ回路の出力の直流電圧は、コンデンサ回路の直列に接続されている各コンデンサに蓄積されている電圧を加算した和電圧となり、入力電圧の２倍となる。
特開２００５－１１０４９１号公報
　しかしながら、特許文献１のコンバータ回路においては、交流電源の電圧を全波整流電圧から倍電圧整流電圧までを制御するためにスイッチ回路を用いた際に、どの充放電の経路においても４個のダイオードのいずれかを必ず導通させることによる回路損失が発生していた。
　さらに、特許文献１のスイッチ回路をショートさせるために２つのスイッチング素子を同時にオンする状況においても、２つのダイオードを導通させることによる回路損失が発生していた。
　本発明は、上記に鑑みてなされたものであって、コンバータ回路におけるダイオードによる回路損失を回避することができるモータ駆動装置を得ることを目的とする。
　上述した課題を解決し、目的を達成するために、本発明は、交流電源の第一端子および第二端子の間の交流電圧を昇圧して、第一出力端子および第二出力端子に出力するコンバータ回路と、第一出力端子と第二出力端子との間に直列接続された２個のスイッチング素子の組を３組並列に有するインバータ回路と、を備える。コンバータ回路は、第一端子および第二端子に接続され、第一端子および第二端子の少なくとも一方との間にはリアクトルが介在し、交流電圧を整流して第一出力端子および第二出力端子に出力する整流回路と、第一出力端子と第二出力端子との間に直列に接続された第一コンデンサおよび第二コンデンサと、第一コンデンサおよび第二コンデンサの接続点と第一端子との間に直列接続された２個の第一スイッチング素子と、第一コンデンサおよび第二コンデンサの接続点と第二端子との間に直列接続された２個の第二スイッチング素子と、を有するスイッチ回路を備えることを特徴とする。
　本発明に係るモータ駆動装置は、コンバータ回路におけるダイオードによる回路損失を回避することができるという効果を奏する。
本発明の実施の形態１にかかるモータ駆動装置の全体回路図 実施の形態１にかかるスイッチ回路の状態ごとのスイッチング素子の状態を示す図 本発明の実施の形態２にかかるモータ駆動装置の全体回路図 実施の形態２にかかるスイッチ回路の状態ごとのスイッチング素子の状態を示す図
　以下に、本発明の実施の形態に係るモータ駆動装置を図面に基づいて詳細に説明する。なお、この実施の形態によりこの発明が限定されるものではない。
実施の形態１．
　図１は、本発明の実施の形態１にかかるモータ駆動装置１００の全体回路図である。モータ駆動装置１００は、交流電源１から出力される交流電力を入力としてモータ７を駆動する。モータ駆動装置１００は、コンバータ回路８およびインバータ回路６を備える。インバータ回路６がモータ７を駆動する。モータ７の具体例は、家庭電化製品で用いられるコンプレッサに内蔵されるモータである。
　コンバータ回路８は、交流電源１を入力とし、入力電圧をその振幅値以上の正の電圧に変換して出力する昇圧回路である。コンバータ回路８は、交流電源１の力率を改善するためのリアクトル回路２と、電圧を整流するための整流回路３と、コンデンサ回路５と交流電源１との接続を切り替えるスイッチ回路４と、交流電源１の出力電圧の２倍の電圧まで出力可能なコンデンサ回路５と、を備える。インバータ回路６は、コンデンサ回路５に接続されてモータ７を駆動する。
　交流電源１は、第一端子４１および第二端子４２を備え、第一端子４１と第二端子４２との間に交流電圧を生じさせる。
　リアクトル回路２は、リアクトル９および１０を備える。リアクトル９および１０は、それぞれ第１の端部および第２の端部を有している。リアクトル９の第１の端部は第一端子４１に接続され、リアクトル１０の第１の端部は第二端子４２に接続される。
　整流回路３は、第一出力端子５１および第二出力端子５２に直列接続されたダイオード１１および１２と、第一出力端子５１および第二出力端子５２に直列接続されたダイオード１３および１４と、を並列に備えている。
　スイッチ回路４は、直列接続されたスイッチング素子１５および１６と、直列接続されたスイッチング素子１７および１８と、直列接続されたスイッチング素子１９および２０と、を並列に備えている。スイッチング素子１５から２０は、双方向スイッチング素子である。
　コンデンサ回路５は、第一出力端子５１および第二出力端子５２に直列接続された第一コンデンサ２１および第二コンデンサ２２と、第一出力端子５１および第二出力端子５２に接続された第三コンデンサ２３と、を備える。したがって、第一出力端子５１および第二出力端子５２と、第三コンデンサ２３と、は並列接続されている。コンデンサ回路５は、整流回路３の出力を平滑化する。なお、図１では、第一コンデンサ２１、第二コンデンサ２２および第三コンデンサ２３は電解コンデンサとして記載しているが、その他のコンデンサであっても、かまわない。また、倍電整流用の第一コンデンサ２１および第二コンデンサ２２は、２つに限らず第一出力端子５１および第二出力端子５２の間に偶数個設けることができる。また、第三コンデンサ２３は省略してもよい。
　リアクトル９の第２の端部は、ダイオード１１および１２の接続点である接続点７１と、スイッチング素子１５および１６の接続点である接続点７３と、に接続されている。リアクトル１０の第２の端部は、ダイオード１３および１４の接続点である接続点７２と、スイッチング素子１７および１８の接続点である接続点７４と、に接続されている。さらに、スイッチング素子１９および２０の接続点である接続点７５と、第一コンデンサ２１および第二コンデンサ２２の接続点である接続点７６と、は接続されている。
　リアクトル９の第２の端部は、リアクトル９の本体および第１の端部を介して、最終的には第一端子４１に接続されており、リアクトル１０の第２の端部は、リアクトル１０の本体および第１の端部を介して、最終的には第二端子４２に接続されている。ここで、接続点７６と第一端子４１との間を短絡可能な双方向スイッチング素子を第一スイッチング素子とし、接続点７６と第二端子４２との間を短絡可能な双方向スイッチング素子を第二スイッチング素子とすれば、上で説明した接続状況は以下のように言うことができる。
　すなわち、接続点７６と第一端子４１との間に第一スイッチング素子であるスイッチング素子１５および１９が直列接続され、接続点７６と第二端子４２との間に第二スイッチング素子であるスイッチング素子１８および２０が直列接続されている。そして、２個の第一スイッチング素子同士の接続点である接続点７７と第二端子４２との間に第三スイッチング素子であるスイッチング素子１７が接続される。さらに、２個の第二スイッチング素子同士の接続点である接続点７８と第一端子４１との間に第四スイッチング素子であるスイッチング素子１６が接続される。
　また、上記と異なり、第一スイッチング素子をスイッチング素子１６および２０とし、第二スイッチング素子をスイッチング素子１７および１９とし、第三スイッチング素子をスイッチング素子１８とし、第四スイッチング素子をスイッチング素子１５としても、上で説明した状況は以下のように言うことが可能である。すなわち、接続点７６と第一端子４１との間に第一スイッチング素子であるスイッチング素子１６および２０が直列接続され、接続点７６と第二端子４２との間に第二スイッチング素子であるスイッチング素子１７および１９が直列接続されている。そして、２個の第一スイッチング素子同士の接続点である接続点７８と第二端子４２との間に第三スイッチング素子であるスイッチング素子１８が接続される。さらに、２個の第二スイッチング素子同士の接続点である接続点７７と第一端子４１との間に第四スイッチング素子であるスイッチング素子１５が接続される。
　インバータ回路６は、第一出力端子５１と第二出力端子５２との間で直列接続されたスイッチング素子２４および２５と、第一出力端子５１と第二出力端子５２との間で直列接続されたスイッチング素子２６および２７と、第一出力端子５１と第二出力端子５２との間で直列接続されたスイッチング素子２８および２９と、を並列に備えている。スイッチング素子２４から２９は、双方向スイッチング素子である。スイッチング素子２４および２５の接続点と、スイッチング素子２６および２７の接続点と、スイッチング素子２８および２９の接続点と、はそれぞれモータ７と接続されている。
　なお、図１では、リアクトル回路２は、リアクトル９および１０の２つのリアクトルで構成しているが、リアクトル９または１０の一方で構成されていてもかまわない。リアクトル９が存在しない場合は、第一端子４１が接続点７１および接続点７３に直接接続される。リアクトル１０が存在しない場合は、第二端子４２が接続点７２および接続点７４に直接接続される。すなわち、整流回路３の接続点７１および接続点７２は、第一端子４１および第二端子４２にそれぞれ接続されているが、第一端子４１および第二端子４２の少なくとも一方と整流回路３との間にはリアクトルが介在している。
　また、スイッチ回路４およびインバータ回路６で用いられるスイッチング素子の具体例は、ＩＧＢＴ（Ｉｎｓｕｌａｔｅｄ　Ｇａｔｅ　Ｂｉｐｏｌａｒ　Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ）、ＭＯＳＦＥＴ（Ｍｅｔａｌ－Ｏｘｉｄｅ－Ｓｅｍｉｃｏｎｄｕｃｔｏｒ　Ｆｉｅｌｄ－Ｅｆｆｅｃｔ　Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ）、といった素子である。
　次に、実施の形態１にかかるモータ駆動装置１００の動作について説明する。モータ駆動装置１００の動作状態は、スイッチ回路４のスイッチング素子１５から２０の状態によって異なるため、以下では各状態別に動作を説明する。図２は、実施の形態１にかかるスイッチ回路４の状態ごとのスイッチング素子１５から２０の状態を示す図である。スイッチ回路４の状態は、以下に説明する（状態１）、（状態２－１）、（状態２－２）および（状態３）である。なお、交流電源１の出力は、第一端子４１が第二端子４２より電圧が高くなる電圧を正側の電圧、逆に第二端子４２が第一端子４１より電圧が高くなる電圧を負側の電圧として説明する。
（状態１）
　先ず、スイッチング素子１５から２０が全てオフ状態となる（状態１）について説明する。このように構成されたコンバータ回路８では、交流電源１の出力が入力されると整流回路３で整流され、整流回路３の出力によりコンデンサ２１から２３が第一出力端子５１の電圧が第二出力端子５２の電圧より高くなるようにコンデンサ回路５は充電される。すなわち、交流電源１から正側の電圧が出力されている場合、交流電源１→リアクトル９→ダイオード１１→コンデンサ回路５→ダイオード１４→リアクトル１０→交流電源１の経路で電流が流れることによりコンデンサ回路５は充電される。逆に、交流電源１から負側の電圧が出力されている場合、交流電源１→リアクトル１０→ダイオード１３→コンデンサ回路５→ダイオード１２→リアクトル９→交流電源１の経路で電流が流れることによりコンデンサ回路５は充電される。
　次に、コンデンサ２１および２２を交互に充電する状態である（状態２）を、更に２つの状態である（状態２－１）および（状態２－２）に分けてそれぞれについて説明する。
（状態２－１）
　図２の（状態２－１）の欄に示すように、スイッチング素子１５から２０のなかで、スイッチング素子１７および１９のみをオンにするもしくはスイッチング素子１８および２０のみをオンにする。これは、２個の第二スイッチング素子のみを共にオンにすることである。これにより、リアクトル１０と接続点７６とが接続される。（状態２－１）において、交流電源１から正側の電圧が出力されている場合、交流電源１→リアクトル９→ダイオード１１→コンデンサ２１→スイッチ回路４→リアクトル１０→交流電源１の経路で電流が流れることによりコンデンサ２１が充電される。また、逆に、交流電源１から負側の電圧が出力されている場合、交流電源１→リアクトル１０→スイッチ回路４→コンデンサ２２→ダイオード１２→リアクトル９→交流電源１の経路で電流が流れることによりコンデンサ２２が充電される。
（状態２－２）
　図２の（状態２－２）の欄に示すように、スイッチング素子１５から２０のなかで、スイッチング素子１５および１９のみをオンにするもしくはスイッチング素子１６および２０のみをオンにする。これは、２個の第一スイッチング素子のみを共にオンにすることである。これにより、リアクトル９と接続点７６とが接続される。（状態２－２）において、交流電源１から正側の電圧が出力されている場合、交流電源１→リアクトル９→スイッチ回路４→コンデンサ２２→ダイオード１４→リアクトル１０→交流電源１の経路で電流が流れることによりコンデンサ２２が充電される。また、逆に、交流電源１から負側の電圧が出力されている場合、交流電源１→リアクトル１０→ダイオード１３→コンデンサ２１→スイッチ回路４→リアクトル９→交流電源１の経路で電流が流れることによりコンデンサ２１が充電される。
（状態３）
　交流電源１の出力電圧が０ボルト程度の電圧の時において、スイッチング素子１５から２０のなかで、スイッチング素子１５および１７のみをオンにすると、交流電源１→リアクトル９→スイッチング素子１５→スイッチング素子１７→リアクトル１０→交流電源１の経路で電流が流れることにより、交流電源１は短絡の状態となる。また、交流電源１の出力電圧が０ボルト程度の電圧の時において、スイッチング素子１５から２０のなかで、スイッチング素子１６および１８のみをオンにすると、交流電源１→リアクトル１０→スイッチング素子１８→スイッチング素子１６→リアクトル９→交流電源１の経路で電流が流れることにより、交流電源１は短絡の状態となる。
　上記した（状態２－１）および（状態２－２）においてコンデンサ回路５を充電する場合は、スイッチング素子１５から２０のなかでオンにするスイッチング素子の選択を変えても充電の効果は同じである。（状態２－１）および（状態２－２）においては、オンにするスイッチング素子を定めておけば、コンデンサ２１および２２を交互に充電することで、（状態１）のときに交流電源１から出力される電圧の最大値の２倍程度の電圧が得られる。
　実施の形態１にかかるモータ駆動装置１００全体の動作を以下に説明する。上記から分かるように、（状態１）でコンデンサ回路５を充電すれば、交流電源１から出力される最大電圧値程度の電圧となるようにコンデンサ回路５は充電される。また、（状態２）すなわち（状態２－１）および（状態２－２）でコンデンサ回路５を充電すれば、交流電源１から出力される最大電圧値の２倍程度の電圧となるようにコンデンサ回路５は充電される。そして、（状態３）では、コンデンサ回路５は充電されない。
　したがって、モータ７で要求される電力に応じて、（状態１）から（状態３）のそれぞれの状態でコンデンサ回路５を充電すれば、０ボルト程度の電圧、交流電源１から出力される最大電圧値程度の電圧、交流電源１から出力される最大電圧値の２倍程度の電圧、といった３段階の出力電圧が得られる。
　交流電源１の出力に基づいて、（状態１）から（状態３）を交流電源１の周波数より高い周波数で切り替えるように制御することで、急激に電流を流すことを防いで高調波電流を抑制することができる。すなわち、交流電源１の出力を滑らかに変化させて昇圧し、モータ７に出力するといったことが可能になる。
　実施の形態１にかかるコンバータ回路８によれば、（状態２）および（状態３）をダイオードを用いずに２個のスイッチング素子を導通させることで実現でき、電流経路においてダイオードを導通させることによる回路損失を回避することができるので、スイッチングロスの小さい高効率なコンバータ回路の実現が可能となる。また、コンバータ回路８がスイッチング素子のみで構成されているため、コンバータ回路８のモジュールの作成または選定の作業が簡易になる。
　さらに、実施の形態１にかかるコンバータ回路８は、インバータ回路６とスイッチング素子の構成が同じモジュールを使用することにより、インバータ回路６と共通化できる。これにより、製造プロセスを簡単化できる。また、インバータ回路６に用いられている汎用モジュールの流用ができるので、安価なモジュールの選択が可能となりモジュール選択の幅を広げることができる。さらに、全てスイッチング素子を用いてスイッチ回路４を構成しているので、スイッチング素子のみを用いた同期整流が実現出来る。
実施の形態２．
　図３は、本発明の実施の形態２にかかるモータ駆動装置２００の全体回路図である。モータ駆動装置２００は、実施の形態１にかかるモータ駆動装置１００とはスイッチ回路の構成が異なる点以外は、同じ構成である。
　モータ駆動装置２００は、コンバータ回路８’およびインバータ回路６を備える。コンバータ回路８’は、リアクトル回路２と、整流回路３と、スイッチ回路４’と、コンデンサ回路５と、を備える。スイッチ回路４’は、４個の双方向スイッチング素子であるスイッチング素子３０から３３で構成される。
　スイッチ回路４’は、接続点７１および接続点７６の間に直列接続された第一スイッチング素子であるスイッチング素子３０および３２と、接続点７２および接続点７６の間に直列接続された第二スイッチング素子であるスイッチング素子３１および３３と、を備えている。接続点７１は最終的には第一端子４１に接続されており、接続点７２は最終的には第二端子４２に接続されているので、実施の形態１と同様に、第一スイッチング素子は、第一端子４１と接続点７６との間を接続し、第二スイッチング素子は、第二端子４２と接続点７６との間を接続していることになる。
　スイッチング素子３０から３３には、ＭＯＳＦＥＴといった電界効果トランジスタを用いる。スイッチング素子３０および３２はお互いのソース端子同士が接続されており、スイッチング素子３０のドレイン端子は接続点７１に接続され、スイッチング素子３２のドレイン端子は接続点７６に接続される。スイッチング素子３１および３３もお互いのソース端子同士が接続されており、スイッチング素子３１のドレイン端子は接続点７２に接続され、スイッチング素子３３のドレイン端子は接続点７６に接続される。ソース端子同士を接続することにより、両方のスイッチング素子がオフのときに導通するおそれが無いようにできる。
　次に、実施の形態２にかかるモータ駆動装置２００の動作について説明する。モータ駆動装置２００の動作状態は、スイッチ回路４’のスイッチング素子３０から３３の状態によって異なるため、以下では各状態別に動作を説明する。図４は、実施の形態２にかかるスイッチ回路４’の状態ごとのスイッチング素子３０から３３の状態を示す図である。スイッチ回路４’の状態は、以下に説明する（状態１）、（状態２－１）、（状態２－２）および（状態３）である。
（状態１）
　先ず、スイッチング素子３０から３３が全てオフ状態となる（状態１）について説明する。このように構成されたコンバータ回路８’では、交流電源１の出力が入力されると整流回路３で整流され、整流回路３の出力によりコンデンサ２１から２３が第一出力端子５１の電圧が第二出力端子５２の電圧より高くなるようにコンデンサ回路５は充電される。すなわち、交流電源１から正側の電圧が出力されている場合、交流電源１→リアクトル９→ダイオード１１→コンデンサ回路５→ダイオード１４→リアクトル１０→交流電源１の経路で電流が流れることによりコンデンサ回路５は充電される。逆に、交流電源１から負側の電圧が出力されている場合、交流電源１→リアクトル１０→ダイオード１３→コンデンサ回路５→ダイオード１２→リアクトル９→交流電源１の経路で電流が流れることによりコンデンサ回路５は充電される。
　次に、コンデンサ２１および２２を交互に充電する状態である（状態２）を、更に２つの状態である（状態２－１）および（状態２－２）に分けてそれぞれについて説明する。
（状態２－１）
　図４の（状態２－１）の欄に示すように、スイッチング素子３０から３３のなかで、第二スイッチング素子であるスイッチング素子３１および３３のみをオンする。これにより、リアクトル１０と接続点７６とが接続される。（状態２－１）において、交流電源１から正側の電圧が出力されている場合、交流電源１→リアクトル９→ダイオード１１→コンデンサ２１→スイッチ回路４→リアクトル１０→交流電源１の経路で電流が流れることによりコンデンサ２１が充電される。また、逆に、交流電源１から負側の電圧が出力されている場合、交流電源１→リアクトル１０→スイッチ回路４→コンデンサ２２→ダイオード１２→リアクトル９→交流電源１の経路で電流が流れることによりコンデンサ２２が充電される。
（状態２－２）
　図４の（状態２－２）の欄に示すように、スイッチング素子３０から３３のなかで、第一スイッチング素子であるスイッチング素子３０および３２のみをオンする。これにより、リアクトル９と接続点７６とが接続される。（状態２－２）において、交流電源１から正側の電圧が出力されている場合、交流電源１→リアクトル９→スイッチ回路４→コンデンサ２２→ダイオード１４→リアクトル１０→交流電源１の経路で電流が流れることによりコンデンサ２２が充電される。また、逆に、交流電源１から負側の電圧が出力されている場合、交流電源１→リアクトル１０→ダイオード１３→コンデンサ２１→スイッチ回路４→リアクトル９→交流電源１の経路で電流が流れることによりコンデンサ２１が充電される。
（状態３）
　交流電源１の出力電圧が０ボルト程度の電圧の時において、スイッチング素子３０から３３を全てオンにする。交流電源１から正側の電圧が出力されている場合、交流電源１→リアクトル９→スイッチング素子３０→スイッチング素子３２→スイッチング素子３３→スイッチング素子３１→リアクトル１０→交流電源１の経路で電流が流れることになり、交流電源１は短絡の状態となる。逆に、交流電源１から負側の電圧が出力されている場合、上記と逆の経路で電流が流れることになり、交流電源１は短絡の状態となる。
　上記した（状態２－１）および（状態２－２）においてコンデンサ回路５を充電する場合は、スイッチング素子３０から３３のなかでオンにするスイッチング素子の選択を変えても充電の効果は同じである。（状態２－１）および（状態２－２）においては、オンにするスイッチング素子を定めておけば、コンデンサ２１および２２を交互に充電することで、（状態１）のときに交流電源１から出力される電圧の最大値の２倍程度の電圧が得られる。
　実施の形態２にかかるモータ駆動装置２００全体の動作も実施の形態１にかかるモータ駆動装置１００全体の動作と同様であり、実施の形態１と同様な効果が得られる。
　さらに、モータ駆動装置２００では、スイッチ回路４’が備えるスイッチング素子の数をスイッチ回路４に比べて、６個から４個に減らすことができるので、モータ駆動装置１００に比べて、コストの低減を図ることができる。
実施の形態３．
　実施の形態３にかかるモータ駆動装置は、実施の形態１にかかるスイッチ回路４のスイッチング素子１５から２０およびインバータ回路６のスイッチング素子２４から２９に、ワイドバンドギャップ半導体によって形成された双方向スイッチング素子を使用したモータ駆動装置である。あるいは、実施の形態３にかかるモータ駆動装置は、実施の形態２にかかるスイッチ回路４’のスイッチング素子３０から３３およびインバータ回路６のスイッチング素子２４から２９に、ワイドバンドギャップ半導体によって形成された双方向スイッチング素子を使用したモータ駆動装置である。
　ここで、ワイドバンドギャップ半導体は、シリコンのバンドギャップより大きなバンドギャップを有する半導体のことを指し、代表的なワイドバンドギャップ半導体は、ＳｉＣ（シリコンカーバイド）、ＧａＮ（窒化ガリウム）またはダイヤモンドである。
　このようなワイドバンドギャップ半導体によって形成されたスイッチング素子は、耐電圧性が高く、許容電流密度も高いため、スイッチング素子の小型化が可能であり、これら小型化されたスイッチング素子を用いることにより、これらの素子を組み込んだ半導体モジュールの小型化が可能となる。
　また、ワイドバンドギャップ半導体によって形成されたスイッチング素子は耐熱性も高いため、ヒートシンクの放熱フィンの小型化、あるいは水冷部の空冷化が可能であるので、半導体モジュールの一層の小型化が可能になる。
　更に、ワイドバンドギャップ半導体によって形成されたスイッチング素子は電力損失が低いため、スイッチング素子の高効率化が可能であり、延いては半導体モジュールの高効率化が可能になる。
　また、スイッチ回路４，４’およびインバータ回路６のスイッチング素子が全てワイドバンドギャップ半導体によって形成されていることが望ましいが、スイッチ回路４，４’のスイッチング素子のみがワイドバンドギャップ半導体によって形成されていてもかまわない。
　実施の形態３にかかるモータ駆動装置の動作は、実施の形態１にかかるモータ駆動装置１００または実施の形態２にかかるモータ駆動装置２００と同様であるため説明を省略する。他の半導体に比べてワイドバンドギャップ半導体によって形成されたスイッチング素子はスイッチング速度を高速にできるため、実施の形態３にかかるモータ駆動装置においては、装置全体の回路損失をさらに低減することが可能となる。
　すなわち、コンバータ回路８または８’にワイドバンドギャップ半導体を用いることで、キャリア周波数を高周波数にしても損失が増加しない。したがって、キャリア周波数を高くし、それに応じて全スイッチング素子を高速に制御することにより、リアクトル回路２のリアクトル９および１０のインダクタンス値を下げること、あるいはコンデンサ回路５のコンデンサ２１から２３の容量を下げることが可能となり、コンバータ回路８または８’の回路全体の小型化が可能となる。
　また、ワイドバンドギャップ半導体を用いたスイッチング素子は高価なので、実施の形態２にかかるコンバータ回路８’をワイドバンドギャップ半導体を用いて実現した方が、実施の形態１にかかるコンバータ回路８をワイドバンドギャップ半導体を用いて実現するよりもスイッチング素子の数が少ないことにより大幅なコストダウンの効果が得られる。
　以上の実施の形態に示した構成は、本発明の内容の一例を示すものであり、別の公知の技術と組み合わせることも可能であるし、本発明の要旨を逸脱しない範囲で、構成の一部を省略、変更することも可能である。
　１　交流電源、２　リアクトル回路、３　整流回路、４，４’　スイッチ回路、５　コンデンサ回路、６　インバータ回路、７　モータ、８，８’　コンバータ回路、９，１０　リアクトル、１１，１２，１３，１４　ダイオード、１５，１６，１７，１８，１９，２０，２４，２５，２６，２７，２８，２９，３０，３１，３２，３３　スイッチング素子、２１　第一コンデンサ、２２　第二コンデンサ、２３　第三コンデンサ、４１　第一端子、４２　第二端子、５１　第一出力端子、５２　第二出力端子、７１，７２，７３，７４，７５，７６，７７，７８　接続点。

Claims (5)

  1. 　交流電源の第一端子および第二端子の間の交流電圧を昇圧して、第一出力端子および第二出力端子に出力するコンバータ回路と、
    　前記第一出力端子と前記第二出力端子との間に直列接続された２個のスイッチング素子の組を３組並列に有するインバータ回路と、
    　を備えるモータ駆動装置において、
    　前記コンバータ回路は、
    　前記第一端子および前記第二端子に接続され、前記第一端子および前記第二端子の少なくとも一方との間にはリアクトルが介在し、前記交流電圧を整流して前記第一出力端子および前記第二出力端子に出力する整流回路と、
    　前記第一出力端子と前記第二出力端子との間に直列に接続された第一コンデンサおよび第二コンデンサと、
    　前記第一コンデンサおよび前記第二コンデンサの接続点と前記第一端子との間に直列接続された２個の第一スイッチング素子と、前記第一コンデンサおよび前記第二コンデンサの接続点と前記第二端子との間に直列接続された２個の第二スイッチング素子と、を有するスイッチ回路と、
    　を備えることを特徴とするモータ駆動装置。
  2. 　前記スイッチ回路は、２個の前記第一スイッチング素子同士の接続点と前記第二端子との間に接続された第三スイッチング素子と、２個の前記第二スイッチング素子同士の接続点と前記第一端子との間に接続された第四スイッチング素子と、をさらに備える
    　ことを特徴とする請求項１に記載のモータ駆動装置。
  3. 　前記第一スイッチング素子および前記第二スイッチング素子は電界効果トランジスタであり、２個の前記第一スイッチング素子同士はそれぞれのソース端子同士が接続されており、２個の前記第二スイッチング素子同士はそれぞれのソース端子同士が接続されている
    　ことを特徴とする請求項１に記載のモータ駆動装置。
  4. 　前記第一から第四スイッチング素子は、ワイドバンドギャップ半導体によって形成されている
    　ことを特徴とする請求項２に記載のモータ駆動装置。
  5. 　前記第一および第二スイッチング素子は、ワイドバンドギャップ半導体によって形成されている
    　ことを特徴とする請求項３に記載のモータ駆動装置。
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KR20190060399A (ko) * 2017-11-24 2019-06-03 엘지전자 주식회사 전력 변환 장치 및 이를 구비하는 홈 어플라이언스
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