CN106921305B - 三电平功率转换电路 - Google Patents

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Abstract

一种三电平功率转换电路。将串联连接于直流高电位端子(P)与直流低电位端子(N)之间的两个半导体开关元件相连接，进而将两个半导体开关元件的连接点与AC输出端子相连，将直流高电位侧(P)与直流低电位侧(N)构成为相对于中间电位(直流中性点)端子(M)对称。其中，在AC输出端子与中间电位端子(M)之间，连接有利用两个半导体开关元件(例如为IGBT)相互反向连接地构成的双向开关。从而将二极管(例如SiC制)(D3及D4)的电流容量构成得小于半导体开关元件(例如Si制)(T3及T4)。

Description

三电平功率转换电路
技术领域
本发明涉及将SiC(Silicon Carbide：碳化硅)元件与Si(Silicon：硅)元件相组合而成的三电平功率转换电路(例如为逆变器)。
背景技术
如下述专利文献1及2所示，以往已知有如下三电平逆变器：利用能获得两电平的输出的两电平逆变器来获得三电平的输出，能减少输出电压中所包含的高次谐波。即。
下述专利文献1的图11、图16等所示的现有的三电平逆变器的第一示例将串联连接于直流高电位端子P与直流低电位端子N之间的两个半导体开关元件(例如IGBT：Insulated Gate Bipolar Transistor，绝缘栅双极型晶体管)相连接，进而将两个半导体开关元件的连接点与AC输出端子相连，将直流高电位侧P及直流低电位侧N被分割成相对于中间电位端子M对称。
此外，还公开了三电平逆变器(本说明书中将该第一示例的三电平逆变器在后述中称为“T型三电平逆变器”)，其在AC输出端子与中间电位端子M之间，具备利用两个IGBT相互反向连接地构成的双向开关。
该情况下，专利文献1中公开了T型三电平逆变器的开关元件使用Si(Silicon：硅)元件，二极管使用SiC(Silicon Carbide：碳化硅)元件的示例。
另外，在三电平逆变器的第二示例中，如下述专利文献1的图1、图4等所示，公开了一种三电平逆变器(本说明书中将该第二示例的三电平逆变器在后述中称为“I型三电平逆变器”)，其将四个IGBT(IGBT：Insulated Gate Bipolar Transistor：绝缘栅双极型晶体管)串联连接于直流高电位端子P与直流低电位端子N之间，构成四串联连接，将四串联连接一分为二的IGBT的连接点与AC输出端子相连接，并且，四串联连接被一分为二而得的成对的两串联连接的各两个IGBT的连接点与中间电位端子M之间连接有钳位二极管，从而构成上述三电平逆变器。
该情况下，专利文献1中公开了I型三电平逆变器的开关元件使用Si(Silicon：硅)元件，二极管使用SiC(Silicon Carbide：碳化硅)元件的示例。
图1是示出现有的三电平功率转换电路用T型三电平逆变器来实现时的结构例的图，其记载于下述专利文献2中。图1中提出如下方案，将与半导体开关元件(例如IGBT：Insulated Gate Bipolar Transistor，绝缘栅双极型晶体管)T13、T14并联的二极管D13、D14的电流容量降低得小于半导体开关元件(例如IGBT：Insulated Gate BipolarTransistor，绝缘栅双极型晶体管)T11、T12的电流容量。
此外，图1中，标号P、N、M与上述相同，表示直流高电位端子、直流低电位端子以及中间电位端子，另外，101、102表示作为提供直流电压的电源的电容器。
然而，与半导体开关元件T13、T14并联连接的二极管D13、D14的电流容量与半导体开关元件T13、T14的电流容量之间的关系并未在专利文献2中提及。
作为宽带隙半导体已实用化的SiC(Silicon Carbide：碳化硅)制器件由于工作温度较高、成本较贵，因此在经济方面考虑希望芯片面积上尽可能得少用。
另一方面，功率转换装置要求以更高的效率进行工作，因此为了降低有负载电流流过的二极管的导通电压而需要增大芯片面积。
已认识到，上述要求为要么着重于成本、要么着重于效率的矛盾要求，以往难以解决该问题。
专利文献1：日本专利第5554140号公报
专利文献2：日本专利第5774086号公报
发明内容
本发明所要解决的技术问题在于，提供一种三电平功率转换电路，其能够采用SiC制器件来满足降低成本及为降低二极管的导通电压而扩大芯片面积以提高效率这样相互矛盾的要求。
为了解决上述问题，本发明在三电平功率转换电路(例如逆变器)中，在直流中性点与交流输出间有电流流过的情况下，
(1)T型三电平功率转换电路中，构成为经由ACSW(对直流进行切换以生成交流的双向开关)用的Si制开关元件与SiC制二极管。
(2)I型三电平功率转换电路中，构成为经由在直流高电位端子P与直流低电位端子N之间串联连接的四个开关元件内的交流输出所连接的两个Si制开关元件与SiC制钳位二极管。
通过如上述(1)及(2)所示构成，三电平功率转换装置的导通损耗为Si制开关元件(例如为IGBT)与SiC制二极管中产生的损耗之和，因此能够通过减小Si制开关元件的导通损耗来降低为降低成本而增加的SiC制二极管的导通损耗。
根据本发明的三电平功率转换电路，通过减小SiC制二极管的电流容量来降低成本，并且，另一方面，通过增大Si制开关元件的电流容量，即使为降低成本而增加SiC制二极管的导通损耗，仍能降低三电平功率转换电路本身的导通损耗。
附图说明
图1是示出现有的三电平功率转换电路用T型三电平逆变器来实现时的结构例的图。
图2是示出本发明实施方式所涉及的三电平功率转换电路用T型三电平逆变器来实现时的实施例的图。
图3是示出本发明实施方式所涉及的三电平功率转换电路用I型三电平逆变器来实现时的实施例的图。
图4是示出图2所示的本发明的实施方式所涉及的T型三电平逆变器的一部分整流情况的变化图。
图5是示出图3所示的本发明的实施方式所涉及的I型三电平逆变器的一部分整流情况的变化图。
具体实施方式
以下详细说明本发明的实施方式。
(实施例1)
图2是示出本发明实施方式所涉及的三电平功率转换电路用T型三电平逆变器来实现时的实施例的图。
图2所示的T型三电平逆变器与上述图1所示的现有例中的T型三电平逆变器相同，将串联连接于直流高电位端子P与直流低电位端子N之间的两个半导体开关元件(例如MOSFET：Metal Oxide Semiconductor Field Effect Transistor，金属氧化物半导体场效应晶体管)相连接，进而将上述两个半导体开关元件的连接点与AC输出端子相连，将直流高电位侧P及直流低电位侧N构成为相对于中间电位(直流中性点)端子M对称。
其中，在AC输出端子与中间电位端子M之间，具备利用两个半导体开关元件(例如为IGBT：Insulated Gate Bipolar Transistor，绝缘栅双极型晶体管)相互反向连接地构成的双向开关。
此外，图2中，标号P、N、M表示直流高电位端子、直流低电位端子以及中间电位端子，另外，AC表示AC输出端子，11、12表示作为提供直流电压的电源的电容器。
图2所示的本发明实施方式所涉及的T型三电平逆变器与图1所示的现有的T型三电平逆变器在结构上的不同点在于，图2中将二极管D3及D4的电流容量设定得小于半导体开关元件(例如为IGBT)T3及T4。
图2所示的二极管D3及D4由多个芯片结构来构成，因此将二极管D3及D4的电流容量设定得小于半导体开关元件T3及T4会导致当有相同电流流过时所产生的导通电压变大。
另一方面，半导体开关元件D3及D4也由多个芯片结构来构成，因此将半导体开关元件T3及T4的电流容量设定得大于二极管D3及D4的电流容量会导致当有相同电流流过时所产生的导通电压变小。
图4是示出图2所示的本发明的实施方式所涉及的T型三电平逆变器的一部分整流情况的变化图。此外，图4中，T型三电平逆变器的一部分整流动作(T1→D3以及T4→T1)。说明该变化。
首先，如(1)所示，在半导体开关元件T1导通，从而在半导体开关元件T1有负载电流流过时，在半导体开关元件T1产生导通损耗(Psat)。
接着，如(2)所示，若半导体开关元件T1截止，则半导体开关元件T1中产生关断损耗(Eoff)，负载电流流过二极管D3、半导体开关元件T4，因此在二极管D3产生导通损耗Psat，半导体开关元件T4中也产生导通损耗Psat。
接着，如(3)所示，即使在(1)及(2)中截止的半导体开关元件T3导通，损耗的产生情况也不发生变化。
接着，如(4)所示，即使在(3)中导通的半导体开关元件T3截止，损耗的产生情况也不发生变化。
最后，如(5)所示，若半导体开关元件T1导通，则在二极管D3产生反向恢复损耗(Err)，在半导体开关元件T1产生接通损耗Eon、导通损耗Psat。
图4所示的整流动作例示出了其一部分动作，即使整流动作为(T2→D4及T3→T2)，本领域技术人员也能理解其动作。
通过上述说明可知，在结温所允许的范围内减小二极管D3的电流容量，另一方面，通过增大半导体开关元件T4的电流容量，从而减小半导体开关元件T4的导通损耗Psat，能降低成本，而不会增加三电平功率转换电路本身的导通损耗。
此外，为了实现上述技术效果，优选为，在中间电位端子M与交流端子AC之间，宽带隙以外的半导体开关元件例如使用Si(硅)制开关元件，另外，二极管D3及D4使用作为宽带隙半导体元件的SiC制二极管。
(实施例2)
图3是示出本发明实施方式所涉及的三电平功率转换电路用I型三电平逆变器来实现时的实施例的图。
图3所示的本发明实施方式所涉及的I型三电平逆变器与上述现有例中的I型三电平逆变器相同，其将四个半导体开关元件按照MOSFET-IGBT-IGBT-MOSFET那样，串联连接于直流高电位端子P与直流低电位端子N之间，构成四串联连接，将四串联连接一分为二的半导体开关元件的连接点与AC输出端子相连接，并且，四串联连接被一分为二而得的成对的两串联连接的两个半导体开关元件的各连接点与中间电位端子M之间连接有钳位二极管C3、C4，从而构成上述三电平逆变器。
此外，图3中，标号P、N、M表示直流高电位端子、直流低电位端子以及中间电位端子，另外，AC表示AC输出端子，11、12表示作为提供直流电压的电源的电容器。
图3所示的本发明实施方式所涉及的I型三电平逆变器与现有的I型三电平逆变器在结构上的不同点在于，图3中将钳位二极管C3及C4的电流容量设定得小于半导体开关元件(例如为IGBT)T24及T23。
由于该钳位二极管C3及C4由多芯片结构构成，因此电流容量较小会导致有相同电流流过时产生的导通电压变大。
另一方面，即使在半导体开关元件T24、T23中由多芯片结构构成，因此电流容量较大会导致有相同电流流过时产生的导通电压变小。
图5是示出图3所示的本发明的实施方式所涉及的I型三电平逆变器的一部分整流情况的变化图。也就是说，图5中，示出了I型三电平逆变器的一部分整流动作(T21及T24→C3以及T24→T21及T24)。说明该变化。
首先，如(11)所示，在半导体开关元件T21、T24导通，从而在半导体开关元件T21、T24有负载电流流过时，在半导体开关元件T21、T24产生导通损耗(Psat)。
接着，如(12)所示，若半导体开关元件T21截止，则半导体开关元件T21中产生关断损耗(Eoff)，负载电流流过钳位二极管C3、半导体开关元件T24，因此在二极管C3产生导通损耗Psat，半导体开关元件T24中产生导通损耗Psat。
接着，如(13)所示，即使在(11)及(12)中截止的半导体开关元件T23导通，损耗的产生情况也不发生变化。
接着，如(14)所示，即使在(13)中导通的半导体开关元件T23截止，损耗的产生情况也不发生变化。
最后，如(15)所示，若半导体开关元件T21导通，则在钳位二极管C3产生反向恢复损耗(Err)，在半导体开关元件T21产生接通损耗Eon、导通损耗Psat，另外，在半导体开关元件T24产生导通损耗(Psat)。
图5所示的整流动作例示出了其一部分动作，即使整流动作为(T22及T23→C4及T23→T22及T23)，本领域技术人员也能理解其动作。
通过上述说明可知，在结温所允许的范围内减小半导体开关元件T23的二极管D23的电流容量，另一方面，通过增大半导体开关元件T24的电流容量，从而减小半导体开关元件T24的导通损耗Psat，能降低成本，而不会增加三电平功率转换电路本身的导通损耗。
此外，为了实现上述技术效果，优选为，将中间电位端子M与交流端子AC之间连接的钳位二极管使用SiC制二极管，另外，中间电位端子M与交流端子AC之间连接的两个开关元件使用Si制半导体器件。
工业上的实用性
本发明能够适用于将太阳能电池逆变器等的直流电转换成交流来进行输出的逆变器。

Claims (4)

1.一种三电平功率转换电路，其特征在于，
包括：输入直流电源的高电位的高电位端子；输入所述直流电源的低电位的低电位端子；输入所述直流电源的中间电位的中间电位端子；以及输出交流的交流端子，在所述高电位端子、低电位端子、中间电位端子与所述交流端子之间进行功率转换，
作为Si制半导体器件的开关元件与作为SiC制半导体器件的二极管串联连接在所述中间电位端子与所述交流端子之间，
所述开关元件的电流容量大于所述二极管的电流容量。
2.如权利要求1所述的三电平功率转换电路，其特征在于，
所述三电平功率转换电路为T型三电平功率转换电路，
作为所述Si制半导体器件的开关元件构成双向开关。
3.如权利要求1所述的三电平功率转换电路，其特征在于，
所述三电平功率转换电路为I型三电平功率转换电路。
4.如权利要求1至3中任一项所述的三电平功率转换电路，其特征在于，
所述开关元件的芯片面积大于所述二极管的芯片面积。
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