JP6731639B2 - 電力変換装置 - Google Patents

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Description

本開示は、インバータ回路を備える電力変換装置に関するものである。
特許文献1は、スイッチングノイズの商用交流電源側への伝導を抑制するために、AC電源とインバータとの間にフィルタを設けた回路を開示する。
特許文献2は、スペクトラム拡散を用いたスイッチングパターンでスイッチング回路を動作させる技術を開示する。これにより、スイッチングノイズを分散させ、測定されるノイズのピーク値を低下させる。
特開平10−107571号公報 特開2010−17042号公報
しかしながら、特許文献1、2の記載の技術では更なる改善の必要がある。
上記課題を解決するために、本開示の一態様における電力変換装置は、交流電源から入力される交流電圧及び交流電流の少なくとも一方の情報を取得する第1検出回路と、前記交流電源から入力される前記交流電圧を整流及び平滑化し、脈流を有する直流電圧を出力する整流回路と、スイッチを含み、前記整流回路から入力される前記直流電圧を交流電圧に変換するインバータ回路と、前記スイッチを制御するためのパルス信号を生成する制御回路とを備え、前記制御回路は、(A)前記第1検出回路から入力される前記情報に基づいて、前記整流回路が、前記スイッチで発生したスイッチングノイズを前記交流電源の側に通過させうる伝導状態にあるか否かを判定し、(B)少なくとも前記整流回路が前記伝導状態にあると判定されている期間において、前記パルス信号の周波数を時間経過とともに変動させる。
本開示の一態様にかかる電力変換装置によれば、伝導ノイズを抑制し、且つ、スイッチング損失の増大を抑制できる。
図1は、実施の形態における電力変換装置の回路図である。 図2Aは、一定周波数のPWM信号の波形Fcnの一例を示す図である。 図2Bは、スペクトラム拡散が行われたPWM信号の波形Fspの一例を示す図である。 図3Aは、図2Aに示す波形Fcnをフーリエ変換することによって得られる波形FFTcnを示す図である。 図3Bは、図2Bに示す波形Fspをフーリエ変換することによって得られる波形FFTspを示す図である。 参考例の電力変換装置の回路図である。 図5は、実施の形態における電力変換方法の一例を示すフローチャートである。
(本開示の基礎となった知見)
電力変換装置は、スイッチング素子を含むスイッチング回路を備える。スイッチング回路は、パルス信号の印加によってスイッチング素子の導通及び非導通が制御されることによって、所望の波形を示す電圧や電流を生成する。電力変換装置に適用されるスイッチング回路の例としては、チョッパー回路、及びインバータ回路が挙げられる。スイッチング回路に入力されるパルス信号の一つとして、PWM(Pulse Width Modulation)信号がある。PWM信号は、ある基本周波数の矩形波の時比率を変化させることによって生成される。
このようなスイッチング回路は、スイッチング動作によってスイッチングノイズが発生する。このスイッチングノイズが商用交流電源側に伝導し、商用交流電源に接続された他の電気機器に悪影響を及ぼすという課題がある。これを防止するために、スイッチング回路では、規格によりスイッチングノイズの測定法や限度値が定められており、スイッチングノイズの抑制が強く求められている。
図4は、参考例の電力変換装置10Aの回路図である。電力変換装置10Aは、整流回路1010、インバータ回路1050、周波数決定回路1090、及びパルス生成回路1120を備える。整流回路1010は、ダイオードブリッジ1030、平滑コンデンサ1040、及び直流電圧検出回路1110を備える。ダイオードブリッジ1030は、商用交流電源1020から入力される交流電圧を整流する。平滑コンデンサ1040は、ダイオードブリッジ1030により整流された電圧を平滑化する。直流電圧検出回路1110は、平滑コンデンサ1040から得られた脈流を有する直流電圧Viを検出する。インバータ回路1050は、三相インバータであり、パルス生成回路1120で生成されたPWM信号によりスイッチングし、モータ1080を駆動する。
周波数決定回路1090は、直流電圧検出回路1110で検出された直流電圧Viが増大するにつれて、PWM信号の周波数を上昇させるための周波数信号1130を生成し、パルス生成回路1120に出力する。
パルス生成回路1120は、周波数信号1130が示す周波数を有するPWM信号を生成し、インバータ回路1050を構成する各スイッチング素子に入力する。
このように、電力変換装置10Aは、直流電圧Viの増大に応じてPWM信号の周波数を増大させる。これにより、電力変換装置10Aは、PWM信号にスペクトラム拡散の効果を持たせ、スイッチングノイズが商用交流電源1020に伝導することによって生じる伝導ノイズを抑制する。
スペクトラム拡散は、PWM信号の基本周波数を時間とともに変動させるものである。例えばモータ駆動の為のインバータ回路などでは、モータの駆動特性を維持するために、PWM信号の基本周波数を所定の周波数以下に下げることができない。そのため、PWM信号の基本周波数を高い周波数へと変動させることが要求される。
スイッチング素子が導通している状態では、スイッチング素子には負荷の状況に応じた電流が流れ、スイッチング素子に発生する電位差によって損失が発生する。ここで、スイッチング素子が導通している状態では、スイッチング素子に発生する電位差は極僅かであるため、その損失は限定的である。また、スイッチング素子が非導通の状態では、スイッチング素子にはほとんど電流が流れないため、損失はほとんど発生しない。
一方、スイッチング動作によってスイッチング素子が導通状態から非導通状態に、または非導通状態から導通状態に変化する過渡期間において、電圧及び電流がともにゼロにならず、スイッチング素子に損失が発生する。この損失はスイッチング損失と呼ばれる。スイッチング損失は、スイッチングの度に発生するため、スイッチングの周波数が高くなると、単位時間当たりのスイッチング回数が増加し、スイッチング損失が相対的に増加する。参考例の電力変換装置10Aは、伝導ノイズを抑制するためにPWM信号の周波数が増大されているので、スイッチング損失が増大し、電力変換効率が低下するという課題があった。
そこで、本開示は、伝導ノイズを抑制し、且つ、スイッチング損失の増大を抑制する電力変換装置を提供する。
(実施形態の概要)
本開示の一態様による電力変換装置は、交流電源から入力される交流電圧を整流及び平滑化し、脈流を有する直流電圧を出力する整流回路と、前記交流電源から入力される交流電圧又は交流電流の状態を検出する入力検出回路と、前記整流回路から出力された直流電圧をスイッチング素子を用いて交流電圧に変換するインバータ回路と、前記スイッチング素子を制御するためのパルス信号を生成するパルス生成回路と、前記入力検出回路によって検出された状態に基づいて、前記スイッチング素子に発生するスイッチングノイズが前記交流電源に伝導する伝導期間を検出し、少なくとも前記伝導期間において前記パルス信号の周波数を変動させる周波数決定回路とを備える。
この構成によれば、スイッチングノイズが交流電源側に伝導している伝導期間において、パルス信号にスペクトル拡散の効果が与えられる。また、伝導ノイズを抑制するためのフィルタ及び/又は外部回路を付加することなく、スイッチングノイズを抑制できる。例えば、非伝導期間において、パルス信号の周波数を一定に維持してもよく、伝導期間のパルス信号の周波数帯よりも低い周波数帯でパルス信号の周波数を変動してもよい。これにより、スイッチング損失の増大を抑制し、電力変換効率を増大できる。
上記態様において、前記入力検出回路は、前記交流電源から入力される交流電圧の電圧値を前記状態として検出し、前記検出した電圧値を入力電圧検出信号として前記周波数決定回路に出力してもよい。
この構成によれば、周波数決定回路は交流電圧を用いて、伝導期間を検出できる。
上記態様において、前記入力検出回路は、前記交流電源から入力される交流電流の電流値を前記状態として検出し、前記検出した電流値を入力電流検出信号として前記周波数決定回路に出力してもよい。
この構成によれば、周波数決定回路は交流電流を用いて、伝導期間を検出できる。
上記態様において、前記整流回路は、前記脈流を有する直流電圧を検出し、前記検出した直流電圧を直流電圧検出信号として前記周波数決定回路に出力する直流電圧検出部を備えてもよい。
この構成によれば、周波数決定回路は、直流電圧を用いて伝導期間を検出できる。
上記態様において、前記入力検出回路は、前記交流電源から入力される交流電圧の電圧値を前記状態として検出し、前記検出した電圧値を入力電圧検出信号として前記周波数決定回路に出力し、前記周波数決定回路は、前記入力電圧検出信号を用いて前記交流電源から入力される交流電圧の絶対値を算出し、前記直流電圧検出信号を用いて前記脈流を有する直流電圧を算出し、前記算出した交流電圧の絶対値が前記算出した直流電圧よりも大きい場合、前記パルス信号の周波数を、第一周波数から前記第一周波数よりも高い第二周波数までの範囲で時間毎に異なる周波数に決定し、前記算出した交流電圧の絶対値が前記算出した直流電圧以下の場合、前記パルス信号の周波数を、第三周波数から前記第三周波数よりも高い第四周波数までの範囲で時間毎に異なる周波数に決定する、若しくは前記第四周波数に決定し、前記第二周波数は前記第四周波数よりも高くてもよい。
伝導期間では、交流電源から入力される交流電圧の絶対値が、整流回路により整流及び平滑化された直流電圧よりも大きくなる。そのため、伝導期間においてパルス信号にスペクトラム拡散の効果を与え、スイッチングノイズを抑制できる。
また、交流電源から入力される交流電圧の絶対値が整流及び平滑化された直流電圧以下である非伝導期間において、スイッチング素子が第二周波数よりも低い周波数で駆動されるため、スイッチング損失の増大を抑制できる。非伝導期間において第三周波数から第四周波数の範囲で周波数を変動させる場合には、非伝導期間においても伝導ノイズを抑制できる。
上記態様において、前記周波数決定回路は、前記入力電流検出信号を用いて交流電源から入力される交流電流の絶対値を算出し、前記算出した交流電流の絶対値に応じて前記伝導期間であるか否かを判定し、前記伝導期間において、前記パルス信号の周波数を、第一周波数から前記第一周波数よりも高い第二周波数までの範囲で時間毎に異なる周波数に決定し、非伝導期間において、前記パルス信号の周波数を、第三周波数から前記第三周波数よりも高い第四周波数までの範囲で時間毎に異なる周波数若しくは前記第四周波数に決定し、前記第二周波数は前記第四周波数よりも高くてもよい。
この構成によれば、交流電流の絶対値から伝導期間であるか否かが判定され、伝導期間において、伝導ノイズを抑制できる。一方、非伝導期間において、スイッチング素子が第二周波数よりも低い周波数で駆動されるため、スイッチング損失の増大を抑制できる。また、非伝導期間において第三周波数から第四周波数の範囲で周波数を変動させる場合には、非伝導期間においても伝導ノイズを抑制できる。
また、上記態様において、前記入力検出回路は、前記交流電源から入力される交流電圧の電圧値を前記状態として検出し、前記検出した電圧値を入力電圧検出信号として前記周波数決定回路に出力し、前記周波数決定回路は、前記入力電圧検出信号を用いて前記交流電源から入力される交流電圧の位相を算出し、前記算出した交流電圧の位相に応じて前記伝導期間であるか否かを判定し、前記伝導期間において、前記パルス信号の周波数を第一周波数から前記第一周波数よりも高い第二周波数までの範囲で時間毎に異なる周波数に決定し、非伝導期間において、前記パルス信号の周波数を第三周波数から前記第三周波数よりも高い第四周波数までの範囲で時間ごとに異なる周波数若しくは前記第四周波数に決定し、前記第二周波数は前記第四周波数よりも高くてもよい。
この構成によれば、交流電圧の位相から伝導期間であるか否かが判定され、伝導期間において伝導ノイズを抑制できる。一方、非伝導期間において、スイッチング素子が第二周波数よりも低い周波数で駆動されるため、スイッチング損失の増大を抑制できる。非伝導期間において第三周波数から第四周波数の範囲で周波数を変動させる場合には、非伝導期間においても伝導ノイズを抑制できる。
以下、本開示の実施の形態について、図面を参照しながら説明する。本開示で示される構成要素、構成要素の配置位置および接続形態、処理、処理の順序、数値、材料、電圧波形、特性などは、あくまで一例である。また、本開示で示される構成要素のうち、独立請求項に記載されていない構成要素については、任意の構成要素として説明される。
(実施の形態)
図1は、本開示の実施の形態における電力変換装置10の回路図である。電力変換装置10は、整流回路101と、整流回路101及びモータ108間に接続されたインバータ回路105と、商用交流電源102及び整流回路101間に接続された入力検出回路110と、周波数決定回路109と、パルス生成回路112とを備える。
商用交流電源102は、本開示における「交流電源」の一例である。入力検出回路110は、本開示における「第1検出回路」の一例である。周波数決定回路109及びパルス生成回路112は、本開示における「制御回路」の一例である。
商用交流電源102は、交流電圧Vacを電力変換装置10に入力する。ここで、交流電圧Vacは、例えば、電力会社が提供する交流電圧であり、周波数が50Hz又は60Hzで実効値が100V又は200Vの交流電圧である。但し、これは一例であり、交流電圧Vacとしては、電力変換装置10が使用される国や場所で電力会社により提供される交流電圧に応じた周波数及び振幅を有する交流電圧が採用されうる。なお、図1の例では交流電圧Vacとして単相の交流電圧が採用されているが、三相の交流電圧が採用されてもよい。
整流回路101は、ダイオードブリッジ103及び平滑コンデンサ104を含み、交流電圧Vacを、脈流を有する直流電圧に変換する。以下、脈流を有する直流電圧を「直流電圧Vi」と表す。
ダイオードブリッジ103は、例えば、フルブリッジ接続された複数のダイオードで構成され、交流電圧Vacを整流する。平滑コンデンサ104は、ダイオードブリッジ103と並列接続され、ダイオードブリッジ103によって整流された交流電圧Vacを平滑化し、直流電圧Viを生成する。なお、ダイオードブリッジ103は、ハーフブリッジ接続された複数のダイオードで構成されてもよい。
インバータ回路105は、平滑コンデンサ104と並列接続され、6つのスイッチング素子106a〜106fを備える三相インバータで構成される。スイッチング素子106a、106c、106eは、それぞれ、コレクタが第1ラインL1に接続されており、インバータ回路105の上アームを構成する。
スイッチング素子106b、106d、106fは、それぞれ、エミッタが第2ラインL2に接続されており、インバータ回路105の下アームを構成する。
スイッチング素子106aのエミッタとスイッチング素子106bのコレクタとは接続点PUを介してU相ラインLUと接続されている。スイッチング素子106a、106bはU相のスイッチング素子を構成する。
スイッチング素子106cのエミッタとスイッチング素子106dのコレクタとは接続点PVを介してV相ラインLVと接続されている。スイッチング素子106c、106dはV相のスイッチング素子を構成する。
スイッチング素子106eのエミッタとスイッチング素子106fのコレクタとは接続点PWを介してW相ラインLWと接続されている。スイッチング素子106e、106fはW相のスイッチング素子を構成する。
U相ラインLUは、スイッチング素子106a、106bのスイッチング動作により生成されるU相の駆動信号をモータ108に供給する。V相ラインLVは、スイッチング素子106c、106dのスイッチング動作により生成されるV相の駆動信号をモータ108に供給する。W相ラインLWは、スイッチング素子106e、106fのスイッチング動作により生成されるW相の駆動信号をモータ108に供給する。
スイッチング素子106a〜106fは、それぞれ、パルス生成回路112によって生成されるスイッチング制御信号107a〜107fに基づき導通又は遮断する。これにより、スイッチング素子106a〜106fは、モータ108に供給されるU相、V相、W相の駆動信号を変化させる。
スイッチング素子106a〜106fは、それぞれ、コレクタ‐エミッタ間に還流ダイオードが接続されている。これにより、スイッチング素子106a〜106fは双方向スイッチとして機能する。
スイッチング素子106a〜106fとしては、例えば、IGBT(Insulated Gate Bipolar Transistor)、MOSFET(Metal Oxide Semiconductor Field Effect Transister)、バイポーラトランジスタ等のトランジスタが採用される。
なお、図1の例では、負荷としてモータ108が採用されているが、これは一例に過ぎず、他の負荷が採用されてもよい。
パルス生成回路112は、スイッチング素子106a〜106fを制御するためのスイッチング制御信号107a〜107fを生成する。スイッチング制御信号107a〜107fのそれぞれは、パルス信号の一例である。スイッチング制御信号107a〜107fは、例えば、PWM(Pulse Width Modulation)信号である。ここで、パルス生成回路112は、スイッチング素子106a〜106fの周波数を、周波数決定回路109から入力される周波数信号113によって指定される周波数に設定する。パルス生成回路112は、例えば、パルス生成器を含む。
具体的には、次のとおりである。まず、パルス生成回路112は、キャリア信号の周波数を、周波数信号113が指定する周波数に設定する。次に、別途入力された変調波信号とキャリア信号とを比較することで、PWM信号を生成する。ここで、キャリア信号としては、例えば三角波信号が採用できる。また、変調波信号としては、例えばモータ108を目標速度で回転させるための周波数及び振幅を有する正弦波信号が採用できる。
そして、パルス生成回路112は、生成したPWM信号を用いてスイッチング制御信号107a〜107fを生成する。例えば、パルス生成回路112は、生成したPWM信号をそのままU相の上アームのスイッチング制御信号107aとして生成し、スイッチング制御信号107aを反転させた信号をU相の下アームのスイッチング制御信号107bとして生成する。
また、パルス生成回路112は、スイッチング制御信号107aに対して位相が120度ずれた信号をV相の上アームのスイッチング制御信号107cとして生成し、スイッチング制御信号107cを反転させた信号をV相の下アームのスイッチング制御信号107dとして生成する。
また、パルス生成回路112は、スイッチング制御信号107cに対して位相が120度ずれた信号をW相の上アームのスイッチング制御信号107eとして生成し、スイッチング制御信号107eを反転させた信号をW相の下アームのスイッチング制御信号107fとして生成する。
入力検出回路110は、交流電圧Vacを、例えば、分圧抵抗によって分圧し、分圧された交流電圧を入力電圧検出信号114として周波数決定回路109に出力する。ここで、分圧された交流電圧は、交流電圧Vacの電圧値の情報を有している。分圧抵抗による分圧値は、入力電圧検出信号114のダイナミックレンジが周波数決定回路109の入力レンジに収まる値に設定されればよい。
整流回路101は、さらに直流電圧検出回路111を備える。直流電圧検出回路111は、直流電圧Viを、例えば、分圧抵抗によって分圧し、分圧された直流電圧を直流電圧検出信号115として周波数決定回路109に出力する。ここで、分圧抵抗による分圧値は、直流電圧検出信号115のダイナミックレンジが周波数決定回路109の入力レンジに収まる値に設定されればよい。
周波数決定回路109は、入力された入力電圧検出信号114を用いて交流電圧Vacの絶対値を算出し、入力された直流電圧検出信号115を用いて直流電圧Viを算出する。ここで、交流電圧Vacの絶対値は、交流電圧Vacの瞬時値の絶対値であり、直流電圧Viは直流電圧の瞬時値である。
そして、周波数決定回路109は、交流電圧Vacの絶対値と、直流電圧Viとを比較する。周波数決定回路109は、例えば、比較器によってこの比較を実行してもよい。
まずは、交流電圧Vacの絶対値が直流電圧Viよりも大きい場合について説明する。この場合、インバータ回路105で発生したスイッチングノイズがダイオードブリッジ103を介して商用交流電源102に伝導し、伝導ノイズが発生する。交流電圧Vacの絶対値が直流電圧Viよりも大きい期間は、本開示における「伝導期間」の一例に相当する。
この場合、周波数決定回路109は、A(Hz)からB(Hz)の範囲でスイッチング制御信号107a〜107fの周波数を変動させるための周波数信号113を、パルス生成回路112に出力する。これにより、電力変換装置10は、スイッチング制御信号107a〜107fのスイッチングノイズの周波数を分散し、伝導ノイズを低減できる。
周波数決定回路109は、所定時間間隔で、スイッチング制御信号107a〜107fの周波数がA(Hz)からB(Hz)の範囲で変化するように、周波数信号113を変更してもよい。例えば、A(Hz)からB(Hz)まで漸次に周波数を増大させるサイクルが繰り返されてもよいし、あるいは、B(Hz)からA(Hz)まで漸次に周波数を減少させるサイクルが繰り返されてもよい。
周波数決定回路109は、例えば、B(Hz)を最大値とし、A(Hz)を最小値とするN個の周波数の中から、順次1つを選択することによって、周波数を変化させてもよい。Nは、例えば、3以上であってもよく、さらに10以上であってもよい。
A(Hz)からB(Hz)まで周波数を変動させるサイクルが伝導期間より短い場合、伝導期間内で周波数スペクトルを十分に拡散できる。そこで、想定される伝導期間を予め求めておき、この期間内において周波数がA(Hz)からB(Hz)まで変動できるように設定してもよい。
次に、交流電圧Vacの絶対値が直流電圧Vi以下の場合について説明する。交流電圧Vacの絶対値が、直流電圧Vi以下の場合、ダイオードブリッジ103は導通せず、平滑コンデンサ104の放電によりインバータ回路105に電力が供給される。そのため、商用交流電源102とインバータ回路105とは電気的に切り離され、スイッチングノイズは整流回路101を介して商用交流電源102に伝導されない。したがって、交流電圧Vacの絶対値が直流電圧Vi以下の期間は、本開示における「非伝導期間」の一例に相当する。
この場合、周波数決定回路109は、C(Hz)からD(Hz)の範囲でスイッチング制御信号107a〜107fの周波数を変動させるための周波数信号113を出力する。これにより、電力変換装置10は、スイッチング制御信号107a〜107fのスイッチングノイズの周波数を分散し、伝導ノイズを低減できる。
スイッチング制御信号107a〜107fの周波数をC(Hz)〜D(Hz)の範囲で変化させる手法は、上述した、スイッチング制御信号107a〜107fの周波数をA(Hz)〜B(Hz)の範囲内で変化させる手法と同じ手法を採用してもよい。
周波数決定回路109は、例えば、D(Hz)を最大値とし、C(Hz)を最小値とするM個の周波数の中から、順次1つを選択することによって、周波数を変化させてもよい。Mは、例えば、3以上であってもよく、さらに10以上であってもよい。
このとき、A(Hz)〜D(Hz)の周波数は、以下の関係を満たす。
A<B
C≦D
B>D
ここで、非導通期間におけるスペクトル拡散の最大周波数D(Hz)は、導通期間におけるスペクトル拡散の最大周波数B(Hz)よりも低く抑えられている。そのため、電力変換装置10は、非導通期間において単位時間当たりのスイッチング回数を抑えることができ、スイッチング損失の増大を抑制できる。
図2Aは、一定周波数のPWM信号の波形の一例を示し、図2Bは、スペクトラム拡散を行ったPWM信号の波形の一例を示す。図2A及び図2Bにおいて、縦軸は規格化された電圧[a.u.]を示し、横軸は時間[sec]を示している。図2Aの例では、波形Fcnは6kHzの一定周波数を有している。図2Bの例では、波形Fspは6kHzから25kHzまでの範囲で、1パルスにつき1kHzずつ周波数が変化している。
図3Aは、図2Aに示す波形Fcnをフーリエ変換することによって得られる波形FFTcnを示す。図3Bは、図2Bに示す波形Fspをフーリエ変換することによって得られる波形FFTspを示す。図3A及び図3Bにおいて、縦軸は電圧[dBμV]を示し、横軸は周波数[Hz]を対数で示している。
図3Aおよび図3Bに示されるように、波形FFTspは波形FFTcnと比較して、電圧が全体的に10dB程度低かった。これにより、スペクトラム拡散によるノイズ低減の効果が確認できる。
交流電圧Vacの周波数を60Hzとした場合、1周期は16.7msecとなる。この16.7msecの期間に波形Fcnの電圧が切り替わる回数は200回である。一方、この16.7msecの期間に波形Fspの電圧が切り替わる回数は435回である。したがって、PWM信号をスペクトラム拡散させた場合における、スイッチング素子の導通状態/非導通状態間の遷移に起因するスイッチング損失は、PWM信号をスペクトラム拡散させない場合に比べて、約2.2倍に増大する。
したがって、非伝導期間におけるスペクトラム拡散の周波数の最大値を、伝導期間におけるスペクトラム拡散の周波数の最大値よりも低く制限することにより、スイッチング素子が導通/非導通状態間を遷移する回数を減らすことができ、これによって、スイッチング損失の増大を抑制できる。
例えば、非伝導期間において、PWM信号の周波数は、伝導期間におけるスペクトラム拡散の周波数の最大値よりも低い一定の値(例えば6kHz)に固定されていてもよい。
例えば、商用交流電源102の周波数が60Hzであり、交流電圧Vacの4分の1周期において6kHzから25kHzまでの範囲のスペクトラム拡散が実施され、残りの4分の3周期においてPWM信号の周波数が6kHzに固定される場合を想定する。この場合、交流電圧Vacの1周期あたりのスイッチング素子の導通/非導通状態間の遷移回数は259回に抑制される。そのため、全期間でスペクトラム拡散を実施した場合と比較し、スイッチング素子の状態遷移回数が47%に削減され、スイッチング損失が47%削減される。加えて、ダイオードブリッジ103の導通期間にスペクトル拡散を行うことにより、10dBのノイズ低減効果を維持したまま、スイッチング損失の削減が可能となる。
なお、電力変換装置10は以下の変形例を採用できる。
(1)上記説明では、周波数決定回路109は、交流電圧Vacの絶対値と、直流電圧Viとを比較することで伝導期間を判定している。本開示はこれに限定されない。周波数決定回路109は、入力電圧検出信号114を用いて交流電圧Vacの位相を算出し、算出した位相から伝導期間を決定してもよい。この場合、周波数決定回路109は、伝導期間に該当する位相の範囲を予め記憶しておき、算出した位相が伝導期間に該当する位相の範囲内にあれば伝導期間であると判定すればよい。なお、周波数決定回路109は、入力電流検出信号を用いて交流電流の位相を算出し、当該位相から伝導期間を決定してもよい。
(2)周波数決定回路109は、商用交流電源102から入力される交流電流の絶対値に基づいて、伝導期間を決定してもよい。この場合、入力検出回路110は、商用交流電源102から入力される交流電流を検出し、検出した交流電流を入力電流検出信号として周波数決定回路109に出力する。周波数決定回路109は入力電流検出信号を用いて交流電流の絶対値を算出する。そして、周波数決定回路109は、算出した交流電流の絶対値が予め定められた範囲内にあれば伝導期間であると判定すればよい。ここで、周波数決定回路109は、伝導期間に該当する交流電流の絶対値の範囲を予め記憶しておき、算出した交流電流の絶対値が、伝導期間に該当する交流電流の絶対値の範囲内にあれば伝導期間であると判定すればよい。
(3)周波数決定回路109は、直流電圧Viを用いずに、交流電圧Vacの絶対値のみを用いて伝導期間を判定してもよい。この場合、周波数決定回路109は、算出した交流電圧Vacの絶対値が予め定められた範囲内にあれば伝導期間であると判定すればよい。ここで、周波数決定回路109は、伝導期間に該当する交流電圧Vacの絶対値の範囲を予め記憶しておき、算出した交流電圧Vacの絶対値が伝導期間に該当する交流電流の絶対値の範囲内にあれば伝導期間であると判定すればよい。
(4)周波数決定回路109は、非伝導期間において、スイッチング制御信号107a〜107fの周波数を変動させてもよいし、周波数を変動させなくてもよい。非伝導期間において周波数を変動させる場合、周波数決定回路109は、非伝導期間の最大周波数を伝導期間の最大周波数より低くすればよい。また、非伝導期間において周波数を変動させない場合、周波数決定回路109は非伝導期間において、スイッチング制御信号107a〜107fを一定の周波数に維持すればよい。この場合、一定の周波数は、伝導期間における最大周波数よりも小さい値であればよく、伝導期間における最小周波数よりも大きい値であってもよいし、小さい値であってもよい。
(5)図1の例では、整流回路101は、ダイオードブリッジ103で構成されているが、本開示はこれに限定されない。整流回路101は、ダイオードブリッジ103に代えて、MOSトランジスタといったスイッチング素子で構成される同期整流回路を含んでもよい。
上記実施の形態では、ダイオードブリッジ103を構成するダイオードの順方向電圧が無視できるほど小さいものとして、交流電圧Vacの絶対値が、直流電圧Viよりも大きい場合、ダイオードブリッジ103が導通すると記載した。
しかし、厳密には、交流電圧Vacの絶対値が直流電圧Viとダイオードの順方向電圧との加算値よりも大きい場合、ダイオードブリッジ103は導通する。この場合、電力変換装置10は、交流電圧Vacの絶対値が、前記加算値よりも大きい場合、伝導期間であると判定し、交流電圧Vacの絶対値が、前記加算値以下の場合、非伝導期間であると判定すればよい。
(6)図1の例では、周波数決定回路109とパルス生成回路112は、別個の機能ブロックで示されているが、これらは1つの制御IC内の回路要素であってもよい。各機能ブロックの少なくとも一部は、半導体デバイス、半導体集積回路(IC)、LSI(large scale integration)、または、それらが組み合わされた電子回路によって実行されてもよい。LSIまたはICは、1つのチップに集積されていてもよいし、複数のチップが組み合わされていてもよい。制御回路は、例えば、プロセッサとメモリを含む。プロセッサは、例えば、CPU(Central Processing Unit)またはMPU(Micro−Processing Unit)である。
(7)制御回路内のプロセッサは、例えば、メモリに記憶されているプログラムを読み出して実行する。これにより、インバータ回路において電力変換が実行される。
図5は、実施の形態における電力変換方法の一例を示すフローチャートである。
当該電力変換方法は、例えば、図1に示される電力変換装置10により実行される。
図1に示されるフローの開始時点において、交流電源102から電力変換装置10に交流電力が入力されており、インバータ回路105内のスイッチング素子106a〜106fは、初期周波数を有するパルス信号で制御されている。
ステップS1において、入力検出回路110が、交流電源102から入力される交流電圧及び/又は交流電流の情報を取得する。
交流電源102からの入力がある場合には(ステップS2でYes)、ステップS3に進み、入力がない場合には(ステップS2でNo)、本フローを終了する。なお、本フローにおいてステップS2は必須ではない。ステップS2の替わりに、無限ループから脱するためのステップが設けられてもよい。例えば、制御回路に入力される終了信号に応じて、フローが終了されてもよい。
ステップS3において、制御回路が、入力検出回路110から入力される情報に基づいて、整流回路101が、スイッチングノイズをインバータ回路105の側から交流電源102の側に通過させうる状態(すなわち伝導状態)にあるか否かを判定する。当該判定は、例えば、整流回路101の入力側の電圧及び/又は電流と、整流回路101の出力側の電圧及び/又は電流とを比較することによって、行われる。
整流回路101がスイッチングノイズを伝導する状態にある場合(ステップS3でYes)、ステップ4に進む。
ステップS4において、制御回路は、所定のタイミングで、パルス信号の周波数を変化させる。ステップS4は、例えば、パルス信号の周波数が所定の上限値に達しているか否かを判定するサブステップと、パルス信号の周波数が上限値に達していない場合にパルス信号の周波数を増大させるサブステップと、パルス信号の周波数が上限値に達している場合にパルス信号の周波数を所定の下限値(例えば初期周波数)に変更するサブステップとを含んでもよい。ステップS4を終えた後、ステップS1に戻る。周波数を変更するタイミングは、例えば、前回周波数を変更したときからの経過時間が、所定の時間を超えたタイミングであってもよい。
例えば、ステップS4において周波数が1回変更される度に、ステップS1に戻って、入力電圧及び/又は入力電流の情報を再取得してもよい。この場合、ステップS1〜S4のループが繰り返し実行されることにより、パルス信号の周波数が、時間経過とともに変動する。あるいは、ステップS4において周波数が下限値から上限値まで順次変動された後に、ステップS1に戻って、入力電圧及び/又は入力電流の情報を再取得してもよい。この場合、ステップS4において、パルス信号の周波数が、時間経過とともに変動する。なお、ステップS1で入力電圧及び/又は入力電流の情報を取得する頻度およびタイミングは、これに限定されない。「伝導状態にあると判定されている期間」とは、例えば、伝導状態であると判定されてから、次に伝導状態でないと判定される前までの継続期間を意味する。なお、パルス信号の周波数は、順次減少されてもよく、ランダムもしくはシーケンシャルに選択されてもよい。
整流回路101がスイッチングノイズを伝導する状態にない場合(ステップS3でNo)、ステップS5に進む。ステップS5において、パルス信号の周波数が、例えば、初期周波数にリセットされてもよい。なお、本フローにおいてステップS5は必須ではない。ステップS5の替わりに、例えば、上記ステップS4と同様の周波数変更が実行されてもよい。ただし、この場合、ステップ5において設定される周波数の上限値は、ステップ4において設定される周波数の上限値より低い。
以上のフローにより、スイッチングノイズが整流回路を伝導する状態においてはスペクトラム拡散が実行され、スイッチングノイズが整流回路を伝導しない状態においてはスイッチング回数が低減されうる。
本開示にかかる電力変換装置は、スイッチング素子による電力変換を利用する、例えばモータ駆動装置等の様々な装置に利用可能である。
10 電力変換装置
101 整流回路
102 商用交流電源
103 ダイオードブリッジ
104 平滑コンデンサ
105 インバータ回路
106a、106b、106c、106d、106e、106f スイッチング素子
107a、107b、107c、107d、107e、107f スイッチング制御信号
108 モータ
109 周波数決定回路
110 入力検出回路
111 直流電圧検出回路
112 パルス生成回路
113 周波数信号
114 入力電圧検出信号
115 直流電圧検出信号

Claims (8)

  1. 交流電源から入力される交流電圧及び交流電流の少なくとも一方の情報を取得する第1検出回路と、
    前記交流電源から入力される前記交流電圧を整流及び平滑化し、脈流を有する直流電圧を出力する整流回路と、
    スイッチを含み、前記整流回路から入力される前記直流電圧を交流電圧に変換するインバータ回路と、
    前記スイッチを制御するためのパルス信号を生成する制御回路とを備え、
    前記制御回路は、(A)前記第1検出回路から入力される前記情報に基づいて、前記整流回路が、前記スイッチで発生したスイッチングノイズを前記交流電源の側に通過させうる伝導状態にあるか否かを判定し、(B)少なくとも前記整流回路が前記伝導状態にあると判定されている期間において、前記パルス信号の周波数を時間経過とともに変動させ、
    前記情報は、前記交流電源から入力される前記交流電圧の位相の情報である、
    電力変換装置。
  2. 前記整流回路が前記伝導状態にあると判定されている前記期間を第1期間とし、前記整流回路が前記伝導状態にないと判定されている期間を第2期間とするとき、
    前記制御回路は、前記第2期間における前記パルス信号の前記周波数の最大値を、前記第1期間における前記パルス信号の前記周波数の最大値よりも小さく設定する、
    請求項1に記載の電力変換装置。
  3. 前記第2期間における前記パルス信号の前記周波数は一定値である、
    請求項2に記載の電力変換装置。
  4. 交流電源から入力される交流電圧及び交流電流の少なくとも一方の情報を取得する第1検出回路と、
    前記交流電源から入力される前記交流電圧を整流及び平滑化し、脈流を有する直流電圧を出力する整流回路と、
    スイッチを含み、前記整流回路から入力される前記直流電圧を交流電圧に変換するインバータ回路と、
    前記スイッチを制御するためのパルス信号を生成する制御回路とを備え、
    前記制御回路は、(A)前記第1検出回路から入力される前記情報に基づいて、前記整流回路が、前記スイッチで発生したスイッチングノイズを前記交流電源の側に通過させうる伝導状態にあるか否かを判定し、(B)少なくとも前記整流回路が前記伝導状態にあると判定されている期間において、前記パルス信号の周波数を時間経過とともに変動させ、
    前記整流回路が前記伝導状態にあると判定されている前記期間を第1期間とし、前記整流回路が前記伝導状態にないと判定されている期間を第2期間とするとき、
    前記制御回路は、前記第2期間における前記パルス信号の前記周波数の最大値を、前記第1期間における前記パルス信号の前記周波数の最大値よりも小さく設定し、
    前記情報は、前記交流電源から入力される前記交流電圧の電圧値の情報であり、
    前記制御回路は、前記交流電圧の前記電圧値の絶対値が所定の値よりも大きい期間を前記第1期間と判定し、前記交流電圧の前記電圧値の絶対値が前記所定の値よりも小さい期間を前記第2期間と判定し、
    前記整流回路は、前記直流電圧の値の情報を取得する第2検出回路を含み、
    前記制御回路は、前記直流電圧の値を、前記所定の値に設定する、
    力変換装置。
  5. 交流電源から入力される交流電圧及び交流電流の少なくとも一方の情報を取得する第1検出回路と、
    前記交流電源から入力される前記交流電圧を整流及び平滑化し、脈流を有する直流電圧を出力する整流回路と、
    スイッチを含み、前記整流回路から入力される前記直流電圧を交流電圧に変換するインバータ回路と、
    前記スイッチを制御するためのパルス信号を生成する制御回路とを備え、
    前記制御回路は、(A)前記第1検出回路から入力される前記情報に基づいて、前記整流回路が、前記スイッチで発生したスイッチングノイズを前記交流電源の側に通過させうる伝導状態にあるか否かを判定し、(B)少なくとも前記整流回路が前記伝導状態にあると判定されている期間において、前記パルス信号の周波数を時間経過とともに変動させ、
    前記整流回路が前記伝導状態にあると判定されている前記期間を第1期間とし、前記整流回路が前記伝導状態にないと判定されている期間を第2期間とするとき、
    前記制御回路は、前記第2期間における前記パルス信号の前記周波数の最大値を、前記第1期間における前記パルス信号の前記周波数の最大値よりも小さく設定し、
    前記情報は、前記交流電源から入力される前記交流電圧の位相の情報であり、
    前記制御回路は、前記交流電圧の前記位相が所定の範囲内にある期間を前記第1期間と判定し、前記交流電圧の前記位相が前記所定の範囲内にない期間を前記第2期間と判定する、
    力変換装置。
  6. 前記制御回路は、前記交流電圧の前記位相が前記所定の範囲内にあるか否かを判定する比較器と、前記パルス信号を生成するパルス生成器とを含む、
    請求項に記載の電力変換装置。
  7. 前記制御回路は、前記第1期間の間に、時間経過に伴って互いに異なるN個(N≧3)の周波数の中から順次1つを選択することによって、前記パルス信号の前記周波数を変動させる、
    請求項2及びから6のいずれか1項に記載の電力変換装置。
  8. 前記パルス信号は、PWM信号であり、
    前記周波数は、前記PWM信号の基本周波数に相当する、
    請求項1から7のいずれか1項に記載の電力変換装置。
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