JP6513564B2 - 共振回避可能なインバータ装置 - Google Patents
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Description
係数K=√2/√3・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・(2)
本発明は、上述した課題を解決するためになされたもので、直流電圧を可変することにより、低変調率領域でも、上記低次高調波消去PWMの使用を可能とし、ユーザの運転範囲として、これまでは低次高調波消去PWMが使用できる変調率を50%以上の領域としていたのを、変調率が50%以下の所定の領域でも使用できるようにすることにより、共振回避可能なインバータ装置を提供することを目的とする。
変調率M=K×(インバータの出力線間電圧/インバータ直流電圧)・・・・(1)
係数K=√2/√3・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・(2)
前記変調率Mは、前記インバータ直流電圧に反比例しており、インバータ直流電圧を可変することにより前記変調率Mを可変することが可能であり、前記チョッパ制御部は、前記チョッパ周波数fswを下げることにより前記インバータ直流電圧を下げることができるので、前記変調率Mが30%を超え50%未満の範囲では、前記スイッチのスイッチング周波数fswを低く設定することにより、前記数式(1)に基づき前記インバータ直流電圧を低くして変調率Mを上げ、高調波消去PWM制御の運転範囲を広くし、前記PWM制御部は、前記インバータ部を、当該インバータ部の運転速度である出力周波数foが定格周波数の25%未満の範囲(fo<25%)では非同期キャリア比較PWM制御を行い、同様に、出力周波数foが定格周波数の25%以上30%未満の範囲(25%≦fo<30%)では同期キャリア比較PWM制御を行い、出力周波数foが定格周波数の30%以上100%未満の範囲(30%<fo<100%)では低次高調波消去PWM制御により制御することにより、共振を回避することができることを特徴とする。
変調率M=K×(インバータの出力線間電圧/インバータ直流電圧)・・・・(1)
係数K=√2/√3・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・(2)
一方、本実施例では、上記数式(1)に示されているように、変調率Mは、インバータ直流電圧に反比例する。従って、インバータ直流電圧を低くすることにより変調率Mを高くすることができる。また、PWM制御によって設定されるパルス幅は変調率Mと比例関係にあり、変調率Mを高くすることによりパルス幅を広くすることができる。
変調率M≒出力周波数foの定格周波数に対する比率・・・・・・・・・・(3)
PWM制御部51は、インバータ部50を、当該インバータ部50の運転速度である出力周波数foが低い範囲から高い範囲に向かって非同期キャリア比較PWM制御、同期キャリア比較PWM制御及び所定の変調率M以上で低次高調波消去PWM制御により制御する。
(1)インバータ部の出力周波数fo: fo<45%
キャリア周波数fcを512Hzに固定し、非同期キャリア比較PWM制御によりインバータ部を制御する。V/F一定制御のもとでは、周波数Fが低い範囲では、出力線間電圧Vも低いため、変調率も下げる必要があるが、上述したように、従来の方法ではパルス幅の制限があるため、変調率を下げることができないことから、非同期キャリア比較PWM制御によりインバータ部を制御する。図示した例では、出力周波数foが45%に満たない範囲では、キャリア周波数を512Hz一定としている。
キャリア周波数fcをインバータ部50の出力周波数foに同期させた同期キャリア比較PWM制御によりインバータ部50を制御する。
キャリア周波数fcを低次高調波消去PWM制御によりインバータ部50を制御する。低次高調波を消去するために固定パルスモードによりインバータ部50を制御する。
(1)インバータ部50の出力周波数fo: fo<25%
キャリア周波数fcを512Hzに固定し、非同期キャリア比較PWM制御によりインバータ部50を制御する。V/F一定制御のもとでは、周波数Fが低い範囲では、出力線間電圧Vも低いため、変調率も下げる必要があるが、上述したように、従来の方法ではパルス幅の制限があるため、変調率を下げることができなかったが、本実施例では、直流電圧を可変にすることができるため、変調率を下げることができ、非同期キャリア比較PWM制御によりインバータ部50を制御する範囲が上述した従来例(<45%)に比べて狭くなる(<25%)。図示した例では、出力周波数foが25%に満たない範囲で、キャリア周波数を512Hz一定としている。
キャリア周波数fcをインバータ部50の出力周波数foに同期させた同期キャリア比較PWM制御によりインバータ部50を制御する。
キャリア周波数fcを低次高調波消去PWM制御によりインバータ部50を制御する。低次高調波を消去するために固定パルスモードによりインバータ部50を制御する。本実施例では、上述したように非同期キャリア比較PWM制御によりインバータ部50を制御する範囲が狭くなったことにより、低次高調波消去PWM制御によりインバータ部50を制御することができる出力周波数foの範囲が広くなる(30%<fo<100%)。
(1)30%≦M<35%、fsw=N1[Hz]
(2)35%≦M<40%、fsw=N2[Hz]
(3)40%≦M<45%、fsw=N3[Hz]
(4)45%≦M<50%、fsw=N4[Hz]
(5)50%≦M、SW1を常時オン
(N1<N2<N3<N4)
(1)40%≦M<45%、fsw=N3[Hz]
(2)45%≦M<50%、fsw=N4[Hz]
(5)50%≦M、SW1を常時オン
(N3<N4)
10 トランス部
20 ダイオード整流部
30 チョッパ部
31 チョッパ制御部
40 平滑コンデンサ部
50 インバータ部
51 PWM制御部
60 モータ部
SW1 スイッチ
L1 リアクトル
Q1〜Q4 半導体素子
D1〜D4 ダイオード
DP、DN クランプダイオード
M 変調率
Claims (2)
- インバータ装置であって、
交流電圧を直流電圧に変換するダイオード整流部と、
前記ダイオード整流部から出力された直流電圧を可変するチョッパ部と、
前記チョッパ部を構成するスイッチのチョッパ周波数を設定するチョッパ制御部と、
前記チョッパ部から出力された直流電圧を平滑する平滑コンデンサ部と、
前記平滑コンデンサ部に充電された直流電圧を負荷が要求する交流電圧に変換するインバータ部と、
前記インバータ部をV/F一定制御するPWM制御部と、
を備え、
前記インバータ部の直流電圧であるインバータ直流電圧に対する出力線間電圧の比に、係数Kを乗じて変調率Mが下記数式(1)、(2)で算出され、
変調率M=K×(インバータの出力線間電圧/インバータ直流電圧)・・・・(1)
係数K=√2/√3・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・(2)
前記変調率Mは、
前記インバータ直流電圧に反比例しており、インバータ直流電圧を可変することにより前記変調率Mを可変することが可能であり、
前記チョッパ制御部は、
前記チョッパ周波数fswを下げることにより前記インバータ直流電圧を下げることができるので、
前記変調率Mが30%を超え50%未満の範囲では、前記スイッチのスイッチング周波数fswを低く設定することにより、前記数式(1)に基づき前記インバータ直流電圧を低くして変調率Mを上げ、高調波消去PWM制御の運転範囲を広くし、
前記PWM制御部は、
前記インバータ部を、当該インバータ部の運転速度である出力周波数foが定格周波数の25%未満の範囲(fo<25%)では非同期キャリア比較PWM制御を行い、同様に、出力周波数foが定格周波数の25%以上30%未満の範囲(25%≦fo<30%)では同期キャリア比較PWM制御を行い、出力周波数foが定格周波数の30%以上100%未満の範囲(30%<fo<100%)では低次高調波消去PWM制御により制御することにより、共振を回避することができることを特徴とする共振回避可能なインバータ装置。 - 前記チョッパ制御部は、
前記運転範囲が変調率M50%以上で使用する場合には、前記チョッパを構成するスイッチを常時オン状態で使用することを特徴とする請求項1記載の共振回避可能なインバータ装置。
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JP2015256960A JP6513564B2 (ja) | 2015-12-28 | 2015-12-28 | 共振回避可能なインバータ装置 |
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Family Applications (1)
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