WO2022071401A1 - 電力変換装置及びそれを備えたヒートポンプシステム - Google Patents

電力変換装置及びそれを備えたヒートポンプシステム Download PDF

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power supply
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玲二 川嶋
雅樹 河野
正英 藤原
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ダイキン工業株式会社
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Definitions

  • the present disclosure discloses a power conversion device including a power conversion unit that converts power to a three-phase AC output by an AC power supply and a current compensation unit that flows a compensation current to the AC power supply, and a heat pump system including the power conversion unit. Regarding.
  • Patent Document 1 discloses a power conversion device including a power conversion unit that performs power conversion for a three-phase AC output by an AC power supply and a current compensation unit that allows a compensation current to flow through the AC power supply. ..
  • the current compensation unit includes a current compensation unit inverter having a plurality of switching elements, a current compensation unit capacitor connected between the DC side nodes of the current compensation unit inverter, and the current compensation unit.
  • the compensating current reduces the harmonic components contained in the reactor for the current compensation unit connected between the AC side of the AC power supply and the AC power supply and the power supply current supplied from the AC power supply to the power conversion device.
  • it has a compensation control unit that obtains an output voltage command value, and a drive signal generation unit that generates a drive signal for driving the switching element by a three-phase modulation method based on the output voltage command value.
  • An object of the present disclosure is to more effectively compensate for harmonic components contained in a load current in a power conversion device provided with a current compensation unit.
  • the first aspect of the present disclosure is a power conversion unit (10) that performs power conversion for a three-phase AC output by an AC power supply (2), and a compensation current (Ia (uvw)) to the AC power supply (2).
  • the current compensating section capacitor (22) connected between the current compensating section inverter (21) and the DC side nodes (21a, 21b) of the current compensating section inverter (21), and the current compensating section inverter (21).
  • the current compensating unit inverter (21) is connected to the AC power supply (2) via the current compensating unit reactor (23) by the switching operation of the switching elements (Sr1, Sr2, Ss1, Ss2, St1, St2). ),
  • the compensating current (Ia (uvw)) is passed, the carrier frequency adopted for generating the drive signal (Sd) is fsw (kHz), and the maximum input power of the power conversion unit (10) is Pmax (kW).
  • the following equation (1) holds when the dead time of the drive signal (Sd) is Td ( ⁇ s).
  • the harmonic component contained in the power supply current (Is (uvw)) can be effectively reduced as compared with the case where the equation (1) does not hold. Therefore, it is easy to adapt the power supply current (Is (uvw)) to IEC61000-3-2, which is a harmonic standard established by the IEC (International Electrotechnical Commission).
  • the second aspect of the present disclosure is a power conversion unit (10) that performs power conversion for a three-phase AC output by the AC power supply (2), and a compensation current (Ia (uvw)) to the AC power supply (2).
  • the current compensating section capacitor (22) connected between the current compensating section inverter (21) and the DC side nodes (21a, 21b) of the current compensating section inverter (21), and the current compensating section inverter (21).
  • the current compensating unit inverter (21) is connected to the AC power supply (2) via the current compensating unit reactor (23) by the switching operation of the switching elements (Sr1, Sr2, Ss1, Ss2, St1, St2). ),
  • the compensating current (Ia (uvw)) is passed, the carrier frequency adopted for generating the drive signal (Sd) is fsw (kHz), and the maximum input power of the power conversion unit (10) is Pmax (kW).
  • the harmonic component contained in the power supply current (Is (uvw)) can be effectively reduced as compared with the case where the equation (2) does not hold. Therefore, it is easy to adapt the power supply current (Is (uvw)) to IEC61000-3-2, which is a harmonic standard established by IEC.
  • the dead time can be set longer than when the three-phase modulation method is used.
  • a third aspect of the present disclosure is a power conversion unit (10) that performs power conversion for a three-phase AC output by an AC power supply (2), and a compensation current (Ia (uvw)) to the AC power supply (2).
  • the current compensating section capacitor (22) connected between the current compensating section inverter (21) and the DC side nodes (21a, 21b) of the current compensating section inverter (21), and the current compensating section inverter (21).
  • the current compensating unit inverter (21) is connected to the AC power supply (2) via the current compensating unit reactor (23) by the switching operation of the switching elements (Sr1, Sr2, Ss1, Ss2, St1, St2). ),
  • the compensating current (Ia (uvw)) is passed, the carrier frequency adopted for generating the drive signal (Sd) is fsw (kHz), and the maximum input power of the power conversion unit (10) is Pmax (kW).
  • the dead time of the drive signal (Sd) is Td ( ⁇ s)
  • the inductance of the current compensator reactor (23) when the current flowing through the current compensator reactor (23) is 0 A is Lac (mH).
  • the harmonic component included in the power supply current (Is (uvw)) can be effectively reduced as compared with the case where at least one of the equation (3) and the equation (4) does not hold. Therefore, it is easy to adapt the power supply current (Is (uvw)) to IEC61000-3-2, which is a harmonic standard established by IEC.
  • a fourth aspect of the present disclosure is a power conversion unit (10) that performs power conversion for a three-phase AC output by an AC power supply (2), and a compensation current (Ia (uvw)) to the AC power supply (2).
  • the current compensating section capacitor (22) connected between the current compensating section inverter (21) and the DC side nodes (21a, 21b) of the current compensating section inverter (21), and the current compensating section inverter (21).
  • the current compensating unit inverter (21) is connected to the AC power supply (2) via the current compensating unit reactor (23) by the switching operation of the switching elements (Sr1, Sr2, Ss1, Ss2, St1, St2). ),
  • the compensating current (Ia (uvw)) is passed, the carrier frequency adopted for generating the drive signal (Sd) is fsw (kHz), and the maximum input power of the power conversion unit (10) is Pmax (kW).
  • the dead time of the drive signal (Sd) is Td ( ⁇ s)
  • the inductance of the current compensator reactor (23) when the current flowing through the current compensator reactor (23) is 0 A is Lac (mH).
  • the harmonic component included in the power supply current (Is (uvw)) can be effectively reduced as compared with the case where at least one of the equation (5) and the equation (6) does not hold. Therefore, it is easy to adapt the power supply current (Is (uvw)) to IEC61000-3-2, which is a harmonic standard established by IEC.
  • the dead time can be set longer than when the three-phase modulation method is used.
  • a fifth aspect of the present disclosure is, in the third or fourth aspect, the current with respect to the inductance of the current compensator reactor (23) when the current flowing through the current compensator reactor (23) is 0 A. It is characterized in that the ratio of the inductance of the current compensating part reactor (23) when the current flowing through the compensating part reactor (23) is the peak current is set to 1/3 or more.
  • the harmonic component contained in the power supply current (Is (uvw)) can be more reliably reduced and the compensation current (Ia (uvw)) can be reduced as compared with the case where the ratio is set to less than 1/3. It can be controlled stably.
  • a sixth aspect of the present disclosure is, in any one of the first to fifth aspects, between the AC power supply (2) and the current compensator reactor (23), the current compensator reactor. It is characterized by having a filter reactor (24a) having a smaller inductance than (23) and a filter capacitor (24b), and interposing a filter (24) having a resonance frequency set to 4 kHz or higher. ..
  • the influence of the filter (24) on the compensation current (Ia (uvw)) of the resonance can be reduced at a frequency lower than 4 kHz, so that the frequency of the three-phase alternating current is 50 Hz or 60 Hz. Harmonic components up to the 40th order contained in the power supply current (Is (uvw)) can be reliably reduced, and the compensation current (Ia (uvw))) can be controlled stably.
  • a seventh aspect of the present disclosure is, in the second or fourth aspect, the drive signal generation unit (27) is a DC voltage between the DC side nodes (21a, 21b) of the current compensation unit inverter (21). It is characterized in that the drive signal (Sd) is generated based on the output voltage command value (Vid, Viq) so that the ratio of the amplitude of the line voltage on the AC side to (Vdc) is 70% or more. ..
  • the switching element (Sr1, Sr2, Ss1, Ss2, St1, St2) of the current compensating part inverter (21) is used when switching the phase to be modulated. Since it is possible to suppress a rapid change in the duty ratio of the inverter, it is possible to more reliably reduce the harmonic component contained in the power supply current (Is (uvw)).
  • the compensation control unit (26) has a DC voltage (21a, 21b) between the DC side nodes (21a, 21b) of the current compensation unit inverter (21).
  • AC of the voltage command value calculation unit (29) that calculates the output voltage command value (Vid, Viq) based on the Vdc) and the DC voltage command value (Vdc *) and the current compensator inverter (21).
  • DC voltage command value that calculates the DC voltage command value (Vdc *) based on the output voltage command value (Vid, Viq) so that it is equal to or less than the average value of the line voltage on the side or twice the basic frequency component. It is characterized by having a calculation unit (28).
  • the DC voltage command value (Vdc *) is higher than the average value of the line voltage on the AC side of the current compensator inverter (21) or twice the basic frequency component, as compared with the case where the DC voltage command value (Vdc *) is higher than twice. Since the duty ratio of the switching elements (Sr1, Sr2, Ss1, Ss2, St1, St2) of the inverter (21) for the current compensation unit can be suppressed from changing rapidly when the phase to be modulated is switched, the power supply current (Is) can be suppressed. The harmonic component contained in (uvw)) can be reduced more reliably.
  • the power conversion unit (10) has a rectifying circuit (11) that rectifies the three-phase alternating current into an alternating current and the alternating current. It is connected between the inverter for the power conversion unit (12) to be converted to AC and the DC side nodes (12a, 12b) of the inverter for the power conversion unit (12), and allows the output voltage of the rectifier circuit (11) to fluctuate. It is characterized by having a power conversion unit capacitor (14) and a power conversion unit reactor (13) connected between one end of the AC power supply (2) and the power conversion unit capacitor (14). do.
  • the filter (LC1) is configured by the power conversion unit capacitor (14) and the power conversion unit reactor (13), the capacity of the power conversion unit capacitor (14) is appropriately set.
  • the current flowing between the power conversion unit inverter (12) and the AC power supply (2) due to the switching operation of the power conversion unit inverter (12) is the power conversion unit inverter (12). It is possible to suppress fluctuations depending on the frequency of the carrier.
  • the capacitor (14) for the power converter allows the fluctuation of the output voltage of the rectifier circuit (11), the fluctuation of the compensation current (Ia (uvw)) can be reduced, so that the power supply current (Is (uvw)) ) Can be more reliably reduced.
  • a tenth aspect of the present disclosure is characterized in that, in the ninth aspect, the capacity of the current compensating unit capacitor (22) is larger than the capacity of the power conversion unit capacitor (14).
  • the capacity of the capacitor (22) for the current compensation unit is used, and the pulsation of the DC voltage (Vdc) between the DC side nodes (21a, 21b) of the inverter (21) for the current compensation unit is used for the power conversion unit. Since the setting can be made larger than the pulsation of the DC voltage between the DC side nodes (12a, 12b) of the inverter (12), the harmonic component contained in the power supply current (Is (uvw)) can be reduced more reliably. ..
  • the current compensating unit inverter (21) has six unipolar transistors constituting three legs and the switching element (Sr1, Sr2). , Ss1, Ss2, St1, St2), the drive signal generation unit (27) generates the drive signal (Sd) so as to cause the current compensation unit inverter (21) to perform synchronous rectification operation. It is a feature.
  • the switching element (Sr1, Sr2, Ss1, Ss2, St1, St2) is conducting, as compared with the case where the bipolar transistor is used as the switching element (Sr1, Sr2, Ss1, Ss2, St1, St2). Since the voltage can be lowered, it is possible to suppress an error in the output voltage (Va (uvw)) output by the current compensator inverter (21) with respect to the output voltage command value (Vid, Viq) due to the voltage. .. Therefore, the harmonic component contained in the power supply current (Is (uvw)) can be reduced more reliably.
  • the switching element (Sr1, Sr2, Ss1, Ss2, St1, St2) is an element whose main material is a wide bandgap semiconductor, and the switching element (Sr1, Sr2, Ss1, Ss2, St1, St2).
  • the on-resistance of Sr1, Sr2, Ss1, Ss2, St1, St2) is 100 m ⁇ or less.
  • the switching speed of the switching element (Sr1, Sr2, Ss1, Ss2, St1, St2) can be increased, so that the dead time can be easily shortened. Therefore, it is easy to reduce the harmonic component contained in the power supply current (Is (uvw)).
  • the thirteenth aspect of the present disclosure is characterized in that, in any one of the first to twelfth aspects, the carrier frequency is 100 kHz or less.
  • the dead time can be secured longer than when the carrier frequency is higher than 100 kHz.
  • a fourteenth aspect of the present disclosure is a heat pump system provided with a power conversion device according to any one of the first to thirteenth aspects, wherein the three-phase alternating current has three leads to the power conversion unit (10).
  • the heat pump system (1) has a harmonic source (300,400) that produces harmonics in the current of at least one of the three conductors (601,602,603). It is also characterized by having.
  • the harmonic component contained in the power supply current (Is (uvw)) can be effectively reduced in the heat pump system (1). Therefore, it is easy to adapt the power supply current (Is (uvw)) to IEC61000-3-2, which is a harmonic standard established by IEC.
  • FIG. 1 is a block diagram showing the configuration of an air conditioning system.
  • FIG. 2 is a block diagram showing a configuration of a power conversion device according to the first embodiment of the present disclosure.
  • FIG. 3 is a circuit diagram of an inverter for a current compensation unit.
  • FIG. 4 is a graph showing the relationship between the dead time of the drive signal when the three-phase modulation method is adopted and the ratio of the generated amount during the experiment to the maximum generated amount of the harmonic component defined by IEC61000-3-2. be.
  • FIG. 5 shows the amount of power generated during the experiment with respect to the maximum input power of the power conversion unit and the maximum amount of harmonic components generated in IEC61000-3-2 when the three-phase modulation method and the two-phase modulation method are adopted.
  • FIG. 6 shows the dead time when the amount of harmonic components generated in the power supply current reaches the maximum amount specified in IEC61000-3-2 when the three-phase modulation method is adopted and when the two-phase modulation method is adopted.
  • Is a table showing a plurality of types of second carrier frequencies.
  • FIG. 7 is a graph corresponding to the table of FIG. In FIG. 8, when the three-phase modulation method is adopted, the maximum generated amount defined by IEC61000-3-2, the second carrier frequency is 32 kHz, the maximum input power of the power converter is 10 kW, and the dead time is 0.5 ⁇ s.
  • FIG. 9A shows a reactor for the current compensation unit when the dead time of the drive signal is 0.5 ⁇ s, the second carrier frequency is 16 kHz, the maximum input power of the power conversion unit is 10 kW, and the current flowing through the reactor for the current compensation unit is 0 A. It is a timing chart which shows the power supply current, the compensation current, and the load current when the inductance of is 1.0 mH.
  • FIG. 9B is a diagram corresponding to FIG.
  • FIG. 9A when the maximum input power of the power conversion unit is 10 kW and the inductance of the reactor for the current compensation unit is 2.2 mH when the current flowing through the reactor for the current compensation unit is 0 A.
  • FIG. 9C is a diagram corresponding to FIG. 9A when the maximum input power of the power conversion unit is 5 kW and the inductance of the reactor for the current compensation unit is 1.0 mH when the current flowing through the reactor for the current compensation unit is 0 A.
  • FIG. 9D is a diagram corresponding to FIG. 9A when the maximum input power of the power conversion unit is 5 kW and the inductance of the reactor for the current compensation unit is 2.2 mH when the current flowing through the reactor for the current compensation unit is 0 A.
  • FIG. 9C is a diagram corresponding to FIG. 9A when the maximum input power of the power conversion unit is 5 kW and the inductance of the reactor for the current compensation unit is 1.0 mH when the current flowing through the reactor for the current compensation unit is 0 A
  • FIG. 10 is a circuit diagram showing an equivalent circuit of the current compensation unit.
  • FIG. 11 is a block diagram showing a current control system included in the current compensation unit.
  • FIG. 12A shows a gain diagram of the transfer functions Gp, Gc and their total.
  • FIG. 12B shows a phase diagram of the transfer functions Gp, Gc and their total.
  • FIG. 13A is a graph showing the DC superimposition characteristics of the reactor for the current compensator when the ratio of the peak current inductance to the zero current inductance is less than 1/3.
  • FIG. 13B is a diagram corresponding to FIG. 13A when the ratio of the peak current inductance to the zero current inductance is set to 1/3 or more.
  • FIG. 13A is a graph showing the DC superimposition characteristics of the reactor for the current compensator when the ratio of the peak current inductance to the zero current inductance is less than 1/3.
  • FIG. 13B is a diagram corresponding to FIG. 13A when the ratio of the peak current inductance to the zero
  • FIG. 14A shows the power supply current, load current, and compensation current when the maximum input power of the power conversion unit is set to 10 kW and the capacitance value of the capacitor for the power conversion unit is set to absorb fluctuations in the output voltage of the rectifying circuit. It is a timing chart exemplifying.
  • FIG. 14B is a diagram corresponding to FIG. 14A when the capacitance value of the capacitor for the power conversion unit is set so as to allow fluctuations in the output voltage of the rectifier circuit.
  • FIG. 15A is a timing chart illustrating the power supply current, the compensation current, and the DC voltage when the capacity of the capacitor for the current compensation unit is 195 ⁇ F and the capacity of the capacitor for the power conversion unit is 30 ⁇ F.
  • FIG. 15B is a diagram corresponding to FIG.
  • FIG. 16 shows a current flowing through a freewheeling diode when a Si-PiN diode is provided as a freewheeling diode in antiparallel to the switching element, a current flowing in the opposite direction of the switching element when the switching element is a MOSFET, and a conduction voltage. It is a graph which shows the relationship of.
  • FIG. 17 is a diagram corresponding to FIG. 4 when the two-phase modulation method is adopted. In FIG.
  • FIG. 19A is a timing chart showing a DC voltage, a power supply current, a load current, and a compensation current when the second carrier frequency is 48 kHz, the maximum input power of the power converter is 10 kW, and the dead time is 0.5 ⁇ sec. ..
  • FIG. 19B is a diagram corresponding to FIG. 19A when the dead time is set to 1.0 ⁇ sec.
  • FIG. 20 is a block diagram showing a configuration of a drive signal generation unit according to the second embodiment.
  • FIG. 21A is a graph showing the relationship between the duty ratios of the three switching elements of the upper arm of the inverter for the current compensation unit and the phase when the modulation factor is 40%.
  • FIG. 21B is a diagram corresponding to FIG. 21A when the modulation factor is 70%.
  • FIG. 22 is a diagram corresponding to FIG. 2 of the third embodiment.
  • FIG. 1 shows an air conditioning system (1) as a heat pump system.
  • This air conditioning system (1) includes a power conversion device (100) according to the first embodiment of the present disclosure, a noise filter (200), an indoor unit (300) as a harmonic generation source, and a harmonic generation source. It is equipped with an outdoor fan (400) and a compressor (500).
  • the power conversion device (100) performs power conversion for the three-phase AC output by the AC power supply (2) and input via the noise filter (200).
  • the AC power supply (2) is a three-phase four-wire AC power supply.
  • the three-phase alternating current is input to the power converter (100) via three first to third conductors (601,602,603).
  • the indoor unit (300) is driven by alternating current taken out from the first conductor (601) and the neutral wire (604).
  • the indoor unit (300) generates harmonics in the first conductor (601).
  • the outdoor fan (400) is driven by the electric power taken out from the second conductor (602) and the neutral wire (604).
  • the outdoor fan (400) generates harmonics in the second conductor (602).
  • the compressor (500) is equipped with a motor (501) (see FIG. 2).
  • the motor (501) is supplied with alternating current after power conversion by the power conversion device (100).
  • the power conversion device (100) includes a power conversion unit (10) and a current compensation unit (20).
  • the power conversion unit (10) performs power conversion for the three-phase AC output by the AC power supply (2) and input via the first to third conductors (601,602,603).
  • the power conversion unit (10) includes a rectifier circuit (11), an inverter for the power conversion unit (12), a reactor for the power conversion unit (13), a capacitor for the power conversion unit (14), and the like. It is equipped with a conversion control unit (15).
  • the rectifier circuit (11) rectifies the three-phase AC output by the AC power supply (2) to DC and outputs it to the first and second output nodes (11a, 11b).
  • the rectifier circuit (11) is a full-wave rectifier circuit.
  • the rectifier circuit (11) has six diodes (not shown) connected in a bridge shape. These diodes have their cathode directed towards the first output node (11a) and their anode directed towards the second output node (11b).
  • the inverter (12) for the power converter converts the direct current output by the rectifier circuit (11) into alternating current and outputs it to the motor (501) of the compressor (500).
  • the power conversion unit inverter (12) has six switching elements (not shown) and six freewheeling diodes (not shown). The six switching elements are bridge-connected. That is, the power conversion unit inverter (12) includes three switching legs connected between the first and second DC nodes (12a, 12b). A switching leg is one in which two switching elements are connected in series with each other.
  • the midpoint between the switching element of the upper arm and the switching element of the lower arm is connected to the coil (u-phase, v-phase, w-phase coil) of each phase of the motor (501). ing.
  • One freewheeling diode is connected to each switching element in antiparallel.
  • One end of the reactor (13) for the power conversion unit is connected to the first output node (11a) of the rectifier circuit (11), and the other end of the reactor (13) for the power conversion unit is an inverter (12) for the power conversion unit. ) Is connected to the first DC node (12a).
  • the power conversion unit capacitor (14) is connected between the first and second DC nodes (12a, 12b) of the power conversion unit inverter (12). Therefore, the reactor (13) for the power conversion unit is connected between the AC power supply (2) and one end of the capacitor (14) for the power conversion unit.
  • the capacitance value of the capacitor (14) for the power converter allows fluctuations in the output voltage of the rectifier circuit (11), but is set so that the ripple voltage caused by the switching operation of the inverter (12) for the power converter can be suppressed.
  • the ripple voltage is a voltage fluctuation according to the switching frequency in the switching element. Therefore, the DC link voltage, which is the voltage of the capacitor (14) for the power conversion unit, includes a pulsating component corresponding to the frequency of the AC voltage of the AC power supply (2).
  • the capacity of the power conversion unit capacitor (14) is 1/10 or less of the average value of the voltage of the power conversion unit capacitor (14) for the voltage fluctuation of the power conversion unit capacitor (14) during the switching cycle. It is set to suppress to. Therefore, the minimum capacity required for the power conversion unit capacitor (14) is determined according to the switching frequency and the motor current flowing between the motor (501) and the power conversion unit capacitor (14).
  • the voltage fluctuation of the power conversion unit capacitor (14) during the switching cycle can be controlled by the power conversion unit capacitor (14). It can be suppressed to 1/10 or less of the average value of the voltage of (14).
  • equation (I) ignoring the output voltage fluctuation of the rectifying circuit (11) superimposed on the DC link voltage, the average value of the DC link voltage is VAdc, and the peak value of the motor current when the AC power is the maximum power is Imax. , Let the switching period be Ts.
  • the switching cycle is a cycle in which the switching element repeatedly turns on and off.
  • the switching cycle is the carrier cycle of the first carrier wave used for PWM control.
  • the capacitor (14) for the power conversion unit is composed of, for example, a film capacitor.
  • the pulsating component corresponding to the frequency of the AC power supply (2) remains in the DC link voltage. Since the AC power supply (2) is a three-phase power supply, the pulsating component corresponding to the frequency of the AC power supply (2) is six times the frequency of the AC power supply (2).
  • the power conversion unit filter (LC1) is formed by the inductance component between the AC power supply (2) and the power conversion unit capacitor (14) and the power conversion unit capacitor (14).
  • the inductance component includes a reactor (13).
  • the capacity of the power conversion unit capacitor (14) is set so that the power conversion unit filter (LC1) attenuates a component of the first carrier frequency included in the current.
  • the first carrier frequency is the frequency of the first carrier wave used for generating the control signal of the inverter (12) for the power conversion unit. Therefore, due to the switching operation of the power conversion unit inverter (12), the current flowing between the power conversion unit inverter (12) and the AC power supply (2) fluctuates according to the first carrier frequency. Can be suppressed.
  • the conversion control unit (15) controls the on / off of each switching element of the power conversion unit inverter (12) by a control signal (Smd).
  • the current compensation unit (20) sends a compensation current (Ia (uvw)) to the AC power supply (2).
  • the compensation current (Ia (uvw)) has a negative direction from the AC power supply (2) toward the current compensation unit (20).
  • the power supply current (Is (uvw)) supplied by the AC power supply (2) is the load current (Io (uvw)) from the AC power supply (2) to the power conversion unit (10) and the compensation current (Ia (Ia (uvw)). It is the difference from uvw)).
  • the current compensation unit (20) includes an inverter (21) for the current compensation unit, a capacitor (22) for the current compensation unit, a reactor (23) for the current compensation unit corresponding to each phase, and current compensation corresponding to each phase. It includes a unit filter (24), a voltage detector (25), a compensation control unit (26), and a drive signal generation unit (27).
  • the inverter (21) for the current compensation unit has six switching elements (Sr1, Sr2, Ss1, Ss2, St1, St2).
  • the switching elements (Sr1, Sr2, Ss1, Ss2, St1, St2) are unipolar transistors and MOSFETs (metal oxide semiconductor field effect transistors) mainly made of wide bandgap semiconductors.
  • the on-resistance of the switching element (Sr1, Sr2, Ss1, Ss2, St1, St2) is 100 m ⁇ or less.
  • the six switching elements (Sr1, Sr2, Ss1, Ss2, St1, St2) constitute three switching legs connected between the first and second DC side nodes (21a, 21b).
  • the switching leg consists of two switching elements (Sr1, Sr2, Ss1, Ss2, St1, St2) connected in series with each other.
  • each switching element contains a parasitic diode (RD).
  • the parasitic diode (RD) is a recirculation element that allows current to flow in the opposite direction.
  • an IGBT Insulated Gate Bipolar Transistor
  • a freewheeling diode is connected in antiparallel to the switching element (Sr1, Sr2, Ss1, Ss2, St1, St2).
  • the forward direction is higher than that of the parasitic diode (RD) as in the case of using the IGBT.
  • Freewheeling diodes with low voltage may be connected one by one in antiparallel.
  • the current compensation unit capacitor (22) is connected between the DC side nodes (21a, 21b) of the current compensation unit inverter (21).
  • the voltage of the capacitor (22) for the current compensation unit that is, the voltage between the DC side nodes (21a, 21b) of the inverter (21) for the current compensation unit is the DC voltage (Vdc).
  • the capacity of the current compensation unit capacitor (22) is larger than the capacity of the power conversion unit capacitor (14).
  • each phase current compensator reactor (u-phase, v-phase, w-phase current compensator reactor) (23) is connected to any one AC side node of the current compensator inverter (21). Has been done.
  • the other end of each current compensator reactor (23) is connected to the AC power supply (2) via the corresponding current compensator filter (24). That is, the reactor (23) for the current compensation unit is connected between the AC side of the inverter (21) for the current compensation unit and the AC power supply (2).
  • the current compensating section filter (24) for each phase is interposed between the AC power supply (2) and the current compensating section reactor (23).
  • Each current compensator filter (24) has a filter reactor (24a) having a smaller inductance than the current compensator reactor (23) and a filter capacitor (24b).
  • the resonance frequency of each current compensator filter (24) is set to 4 kHz or higher.
  • the voltage detector (25) detects the line voltage of the two-phase power supply voltage among the three-phase power supply voltages output by the AC power supply (2).
  • the inverter (21) for the current compensation unit is an AC power supply via the reactor (23) for the current compensation unit by the switching operation of the switching elements (Sr1, Sr2, Ss1, Ss2, St1, St2).
  • the compensation current (Ia (uvw)) is passed through (2).
  • the compensation control unit (26) contains the DC voltage (Vdc) between the DC side nodes (21a, 21b) of the current compensation unit inverter (21) and the load flowing from the AC power supply (2) to the power conversion unit (10). Based on the current (Io (uvw)), the harmonic component contained in the power supply current (Is (uvw)) supplied to the power converter (100) is reduced by the compensation current (Ia (uvw)). , Obtain the output voltage command value (Vid, Viq).
  • the compensation control unit (26) includes a phase detection unit (26a), first and second dq conversion units (26b, 26c), a high-pass filter (26d), and a first subtraction unit (26d). 26e), voltage control unit (26f), first addition unit (26g), second and third subtraction units (26h, 26i), and first and second current control units (26j, 26k). ) And.
  • the phase detector (26a) detects the phase ( ⁇ t) of the power supply voltage based on the line voltage detected by the voltage detector (25).
  • the voltage detector (25) detects the difference between the power supply voltage of one phase and the voltage of the neutral wire (604) among the three-phase power supply voltages output by the AC power supply (2), that is, the phase voltage. Then, the phase detection unit (26a) may detect the phase ( ⁇ t) of the power supply voltage based on the phase voltage.
  • the first dq conversion unit (26b) detects at least two phases of the current (il (rst)) proportional to the load current (Io (uvw)), and detects three phases. / Two-phase conversion is performed to obtain the d-axis component and q-axis component (iq *) of the load current (Io (uvw)).
  • the d-axis and the q-axis are coordinate axes of the rotating coordinate system synchronized with the phase ( ⁇ t) detected by the phase detection unit (26a).
  • the d-axis component is an active ingredient and the q-axis component is an ineffective component.
  • the load current (Io (uvw)) can be calculated by calculating the remaining one phase.
  • the d-axis component and the q-axis component (iq *) can be obtained.
  • the second dq conversion unit (26c) detects the reactor current (ia (uv)) for two phases of the current (ia (uvw)) proportional to the current flowing through the reactor (23) for the current compensation unit. Three-phase / two-phase conversion is performed to obtain the d-axis component (id) and the q-axis component (iq) of the compensation current (Ia (uvw)). Since the current (ia (uvw)) is three-phase, if the current (ia (uv)) for two of them can be detected, the compensation current (Ia (uvw)) can be calculated by calculating the remaining one phase. The d-axis component (id) and the q-axis component (iq) can be obtained.
  • the high-pass filter (26d) outputs the high frequency component (idh) of the d-axis component of the load current (Io (uvw)) obtained by the first dq conversion unit (26b).
  • the first subtraction unit (26e) subtracts the DC voltage (Vdc) between the DC side nodes (21a, 21b) of the current compensation unit inverter (21) from the output voltage command value (Vdc *) and subtracts the result. Is output.
  • the voltage control unit (26f) performs proportional integral control on the subtraction result output by the first subtraction unit (26e) to obtain a correction value.
  • the first addition unit (26g) adds the high frequency component (idh) of the d-axis component output by the high-pass filter (26d) and the correction value obtained by the voltage control unit (26f), and the addition result. Is output as the command value (id *) of the d-axis component.
  • the second subtraction unit (26h) is the compensation current (Ia (uvw)) obtained by the second dq conversion unit (26c) from the command value (id *) output by the first addition unit (26g). ) Is subtracted from the d-axis component (id), and the subtraction result is output.
  • the third subtraction unit (26i) is a second dq conversion unit (26c) from the q-axis current (iq *) of the load current (Io (uvw)) obtained by the first dq conversion unit (26b).
  • the q-axis current (iq) of the compensation current (Ia (uv)) obtained by is subtracted and the subtraction result is output.
  • the first current control unit (26j) generates an output voltage command value (Vid) of the d-axis component so that the subtraction result output by the second subtraction unit (26h) becomes small.
  • the first current control unit (26j) generates an output voltage command value (Vid) of the d-axis component by, for example, proportional integration control.
  • the second current control unit (26k) generates an output voltage command value (Viq) of the q-axis component so that the subtraction result output by the third subtraction unit (26i) becomes small.
  • the second current control unit (26k) generates an output voltage command value (Viq) of the q-axis component by, for example, proportional integration control.
  • the drive signal generation unit (27) has switching elements (Sr1, Sr2, Ss1, Ss2, St1, St2) of the current compensation unit inverter (21) so that the current compensation unit inverter (21) performs synchronous rectification operation.
  • the drive signal (Sd) for driving the inverter is generated by a three-phase modulation method based on the output voltage command value (Vid, Viq).
  • the second carrier frequency which is the frequency of the second carrier wave used to generate the drive signal (Sd), is set to 100 kHz or less.
  • the dead time of the drive signal (Sd) and the harmonics defined by IEC61000-3-2 which is a harmonic standard established by IEC (International Electrotechnical Commission).
  • IEC International Electrotechnical Commission
  • FIG. 4 shows each case where the second carrier frequency is 16 kHz, 32 kHz, and 48 kHz.
  • the second carrier frequency is the frequency of the second carrier used to generate the drive signal (Sd). Based on the relationship shown in FIG. 4, it is estimated that the higher the second carrier frequency, the shorter the dead time needs to be in order to make the power supply current (Is (uvw)) conform to the standard.
  • the maximum input power of the power conversion unit (10) and the maximum generation amount of harmonic components defined by IEC61000-3-2 are measured at the time of the experiment.
  • the relationship with the ratio of the amount of harmonic components generated in the power supply current (Is (uvw)) (the ratio of the experimental value to the standard value) is shown in FIG.
  • FIG. 5 shows a case where the second carrier frequency is 16 kHz and the dead time is 3.0 ⁇ s, and a case where a three-phase modulation method is adopted and a case where a two-phase modulation method is adopted for generating a drive signal (Sd). Based on the relationship shown in FIG. 5, it is estimated that the larger the maximum input power of the power conversion unit (10), the larger the amount of harmonic components generated.
  • FIG. 6 when the maximum input power of the power conversion unit (10) is 10 kW, the amount of harmonic components generated in the power supply current (Is (uvw)) is the maximum defined by IEC61000-3-2. It is a table which shows the dead time ( ⁇ s) when it becomes the generation amount for a plurality of kinds of 2nd carrier frequencies.
  • FIG. 7 is a graph corresponding to the table of FIG. 6 and 7 show the dead time when the three-phase modulation method is adopted and the two-phase modulation method is adopted for the generation of the drive signal (Sd).
  • FIG. 8 is included in the power supply current (Is (uvw)) when the second carrier frequency is 32 kHz, the maximum input power of the power conversion unit (10) is 10 kW, and the dead time is 0.5 ⁇ s and 1.0 ⁇ s.
  • the current value corresponding to each order of the harmonic component is shown.
  • the dead time is set to 1.0 ⁇ s, the 35th-order harmonic component exceeds the maximum amount generated in IEC61000-3-2.
  • the dead time is set to 0.5 ⁇ s, the harmonic components are below the maximum amount generated in IEC61000-3-2 at all orders.
  • the inventors set the dead time of the drive signal (Sd) so that the following equation (II) holds, whereby the power supply current (Is (uvw)). ) Can be effectively reduced, and the power supply current (Is (uvw)) can be easily adapted to IEC61000-3-2.
  • the second carrier frequency is fsw (kHz)
  • the maximum input power of the power conversion unit (10) is Pmax (kW)
  • the dead time of the drive signal (Sd) is Td ( ⁇ s). do.
  • the drive signal generation unit (27) generates a drive signal (Sd) so that the above equation (II) holds.
  • the drive signal generation unit (27) generates a drive signal (Sd) so that the following equations (III) and (IV) are established in addition to the equation (II).
  • the second carrier frequency is fsw (kHz)
  • the maximum input power of the power conversion unit (10) is Pmax (kW)
  • the dead time of the drive signal (Sd) is Td ( ⁇ s).
  • the inductance of the current compensator reactor (23) when the current flowing through the current compensator reactor (23) is 0 A is defined as Lac (mH).
  • FIG. 9B the dead time of the drive signal (Sd) is 0.5 ⁇ s, the second carrier frequency is 16 kHz, the maximum input power of the power conversion unit (10) is 10 kW, and the current flowing through the current compensator reactor (23) is 0 A. It is a figure corresponding to FIG. 9A when the inductance of the reactor (23) for the current compensating part is 2.2 mH.
  • FIG. 9C the dead time of the drive signal (Sd) is 0.5 ⁇ s, the second carrier frequency is 16 kHz, the maximum input power of the power conversion unit (10) is 5 kW, and the current flowing through the current compensator reactor (23) is 0 A.
  • FIG. 9A is a diagram corresponding to FIG.
  • FIG. 9A when the inductance of the reactor (23) for the current compensation unit is 1.0 mH.
  • the dead time of the drive signal (Sd) is 0.5 ⁇ s
  • the second carrier frequency is 16 kHz
  • the maximum input power of the power conversion unit (10) is 5 kW
  • the current flowing through the current compensator reactor (23) is 0 A. It is a figure corresponding to FIG. 9A when the inductance of the reactor (23) for the current compensating part is 2.2 mH.
  • the inverter (21) for the current compensation unit is connected to the power supply system via the reactor (23) for the current compensation unit and the filter (24) for the current compensation unit, the circuit of the current compensation unit (20) is connected.
  • the power supply current (Is (uvw)) is is
  • the load current (Io ( uvw )) is ii
  • the power supply voltage is Vs
  • the current value (id, iq) calculated from the reactor current (ia (uvw)) based on the detected reactor current (ia (uvw)) is the load current (Io).
  • Feedback control is performed using the first and second current control units (26j, 26k) so as to match the command values (id *, iq *) obtained by extracting the harmonic components from (uvw)). Is going.
  • the transfer function of the output voltage (Va (uvw)) output by the current compensator inverter (21) to the reactor current (ia (uvw)) is Gc
  • the current control system included in the current compensator (20) is used. , Can be represented as shown in FIG.
  • FIG. 12A shows a gain diagram of the transfer functions Gp, Gc and their total
  • FIG. 12B shows a phase diagram of the transfer functions Gp, Gc and their total. If the gain characteristics of the first and second current control units (26j, 26k) are constant, the gain characteristics of the entire current compensation unit (20) change according to the inductance of the reactor (23) for the current compensation unit. It will be.
  • resonance of the current compensating section filter (24) occurs at a portion surrounded by a broken line.
  • the DC superimposition characteristic of the reactor (23) for the current compensation unit is flat. If stability is ensured when the current flowing through the current compensator reactor (23) is the peak current, the control performance deteriorates when the current is small, and the harmonic component included in the power supply current (Is (uvw)). Will increase.
  • the current flowing through the current compensator reactor (23) is the peak current with respect to the zero current inductance, which is the inductance of the current compensator reactor (23) when the current flowing through the current compensator reactor (23) is 0 A. By setting the ratio of the peak current inductance, which is the inductance of the current compensating unit reactor (23), to 1/3 or more, the stability of current control can be ensured and the harmonic current can be reduced.
  • the ratio of the peak current inductance to the zero current inductance is set to 1/3 or more.
  • the peak current (Ipeak) is 12A
  • the zero current inductance (Lzero) is 2.2 mH
  • the peak current inductance (Lpeak) is 0.6 mH. Therefore, the ratio of the peak current inductance (Lpeak) to the zero current inductance (Lzero) is less than 1/3.
  • the peak current (Ipeak) is 12A
  • the zero current inductance (Lzero) is 1.3 mH
  • the peak current inductance (Lpeak) is 0.6 mH. Therefore, the ratio of the peak current inductance (Lpeak) to the zero current inductance (Lzero) is 1/3 or more.
  • the resonance frequency of the current compensator filter (24) is set to 4 kHz or more, the resonance of the current compensator filter (24) is set at a frequency smaller than 4 kHz.
  • the effect on the compensation current (Ia (uvw)) can be reduced. Therefore, when the frequency of the three-phase alternating current is 50 Hz or 60 Hz, the harmonic components up to the 40th order included in the power supply current (Is (uvw)) can be reliably reduced, and the compensation current (Ia (uvw)) is stable. Can be controlled.
  • the inductance of the reactor (24a) for the filter it is preferable to set the inductance of the reactor (24a) for the filter to be smaller than the inductance of the reactor (23) for the current compensation unit.
  • the capacitance value of the power conversion unit capacitor (14) is set small enough to allow fluctuations in the output voltage of the rectifier circuit (11), so that the capacitance value of the power conversion unit capacitor (14) is set. Compared to the case where the fluctuation of the output voltage of the rectifier circuit (11) is set to be large, the fluctuation width of the output current of the rectifier circuit (11) is made smaller and the peak value of the compensation current (Ia (uvw)) is reduced. Can be suppressed.
  • FIG. 14A shows a case where the maximum input power of the power conversion unit (10) is 10 kW and the capacitance value of the capacitor (14) for the power conversion unit is set to absorb the fluctuation of the output voltage of the rectifying circuit (11).
  • the power supply current (Is (uvw)), load current (Io (uvw)), and compensation current (Ia (uvw)) when the so-called capacitor input type is adopted are exemplified.
  • FIG. 14B shows a case where the maximum input power of the power conversion unit (10) is set to 10 kW and the capacitance value of the capacitor (14) for the power conversion unit is set so as to allow fluctuations in the output voltage of the rectifier circuit (11).
  • FIG. 14A is a diagram corresponding to FIG. 14A.
  • the effective value of the compensation current (Ia (uvw)) is 6.8A, and the peak value of the compensation current (Ia (uvw)) is 15.3A.
  • the effective value of the compensation current (Ia (uvw)) is 4.5A, and the peak value of the compensation current (Ia (uvw)) is 11.0A. That is, the effective value and the peak value of the compensation current (Ia (uvw)) can be suppressed to 2/3 of the case of FIG. 14A.
  • the capacity of the capacitor (22) for the current compensation unit is equal to or less than the capacity of the capacitor (14) for the power conversion unit, it is between the DC side nodes (21a, 21b) of the inverter (21) for the current compensation unit. Since the pulsation of the direct current voltage (Vdc) can be suppressed, the harmonic component contained in the power supply current (Is (uvw)) can be reduced more reliably.
  • FIG. 15A shows the power supply current (Is (uvw)) and the compensation current (Ia (uvw)) when the capacity of the capacitor (22) for the current compensation unit is 195 ⁇ F and the capacity of the capacitor (14) for the power conversion unit is 30 ⁇ F.
  • DC voltage (Vdc) are exemplified.
  • FIG. 15B is a diagram corresponding to FIG. 15A when the capacity of the capacitor (22) for the current compensation unit is 15 ⁇ F and the capacity of the capacitor (14) for the power conversion unit is 30 ⁇ F.
  • the unipolar transistor is used as the switching element (Sr1, Sr2, Ss1, Ss2, St1, St2) of the inverter (21) for the current compensation unit to perform synchronous rectification operation, so that the switching element (Sr1) , Sr2, Ss1, Ss2, St1, St2)
  • the conduction voltage generated when the switching element (Sr1, Sr2, Ss1, Ss2, St1, St2) is conducting can be lowered. Therefore, it is possible to suppress an error in the output voltage (Va (uvw)) output by the current compensator inverter (21) due to the conduction voltage, and to suppress the harmonics included in the power supply current (Is (uvw)).
  • the components can be reduced more reliably.
  • FIG. 16 shows the current flowing through the freewheeling diode when a Si—PiN (Silicon p-intrinsic-n) diode is provided as a freewheeling diode in antiparallel with the switching element (Sr1, Sr2, Ss1, Ss2, St1, St2).
  • the switching element Sr1, Sr2, Ss1, Ss2, St1, St2
  • the switching element Sr1, Sr2, Ss1, Ss2, St1, St2
  • the peak value of the current flowing through the switching elements (Sr1, Sr2, Ss1, Ss2, St1, St2) is set to 12A (indicated by the symbol ip in FIG. 16), and the conduction voltage of a general diode is Vf and MOSFET. Let the conduction voltage be Vsd. Then, while Vf is 1.8V, Vsd is 1.1V as shown in the following equation (VI), assuming that the on-resistance is 100m ⁇ .
  • the drive signal (Sd) is generated by the drive signal generation unit (27) so that the above equations (II) to (IV) are satisfied, so that the power supply current (Is (uvw)). Harmonic components contained in can be effectively reduced. Therefore, it is easy to adapt the power supply current (Is (uvw)) to IEC61000-3-2.
  • the power supply current (Is (uvw) is compared with the case where the ratio is set to less than 1/3.
  • the harmonic component contained in) can be reduced more reliably, and the compensation current (Ia (uvw)) can be controlled stably.
  • the switching element (Sr1, Sr2, Ss1, Ss2, St1, St2) is used as an element whose main material is a wide bandgap semiconductor, and the on-resistance of the switching element (Sr1, Sr2, Ss1, Ss2, St1, St2) is set. Since it is set to 100 m ⁇ or less, it is easy to increase the switching speed of the switching element (Sr1, Sr2, Ss1, Ss2, St1, St2) and shorten the dead time. Therefore, it is easy to reduce the harmonic component contained in the power supply current (Is (uvw)).
  • the dead time can be secured longer than when the frequency is higher than 100 kHz.
  • Embodiment 2 the drive signal (Sd) is set based on the output voltage command value (Vid, Viq) so that the drive signal generation unit (27) causes the current compensation unit inverter (21) to perform synchronous rectification operation. Generated by a two-phase modulation method. Other configurations are the same as those in the first embodiment.
  • FIG. 17 shows each case where the second carrier frequency is 16 kHz, 32 kHz, and 48 kHz. Based on the relationship shown in FIG. 17, it is estimated that the higher the second carrier frequency, the shorter the dead time needs to be in order to make the power supply current (Is (uvw)) conform to the standard.
  • FIG. 18 shows a power supply current (power supply current) when a two-phase modulation method is adopted, the second carrier frequency is 48 kHz, the maximum input power of the power conversion unit (10) is 10 kW, and the dead times are 0.5 ⁇ sec and 1.0 ⁇ sec.
  • Is (uvw)) shows the current value of the harmonic component.
  • FIG. 19A shows the DC voltage (Vdc) and power supply current (Is (uvw)) when the second carrier frequency is 48 kHz, the maximum input power of the power converter (10) is 10 kW, and the dead time is 0.5 ⁇ sec.
  • the load current (Io (uvw)) and the compensation current (Ia (uvw)) are shown.
  • FIG. 19B is a diagram corresponding to FIG. 19A when the second carrier frequency is 48 kHz, the maximum input power of the power conversion unit (10) is 10 kW, and the dead time is 1.0 ⁇ sec.
  • the harmonic component included in the power supply current (Is (uvw)) is reduced as compared with FIG. 19B.
  • the inventors set the dead time of the drive signal (Sd) so that the following equation (VII) holds. It was derived that the harmonic component contained in the power supply current (Is (uvw)) can be effectively reduced, and the power supply current (Is (uvw)) can be easily adapted to the IEC61000-3-2.
  • the second carrier frequency is fsw (kHz)
  • the maximum input power of the power conversion unit (10) is Pmax (kW)
  • the dead time of the drive signal (Sd) is Td ( ⁇ s).
  • the drive signal generation unit (27) generates a drive signal (Sd) so that the above equation (VII) holds.
  • the drive signal generation unit (27) generates a drive signal (Sd) so that the following equations (VIII) and (IX) are established in addition to the equation (VII).
  • the second carrier frequency is fsw (kHz)
  • the maximum input power of the power converter (10) is Pmax (kW)
  • the dead time of the drive signal is Td ( ⁇ s)
  • current compensation is defined as Lac (mH).
  • the drive signal generation unit (27) has an output voltage command value (Vid, Viq) so that the ratio of the amplitude of the line voltage on the AC side to the DC voltage (Vdc) is 70% or more.
  • the drive signal generation unit (27) has a modulation factor calculation unit (27a), a limiter (27b), and a PWM modulation unit (27c).
  • the modulation factor calculation unit (27a) has a phase ( ⁇ ) and a modulation factor (ks) based on the output voltage command values (Vid, Viq) generated by the first and second current control units (26j, 26k). Is calculated.
  • the modulation factor (ks) means the ratio of the amplitude (maximum value) of the line voltage on the AC side to the DC voltage (Vdc).
  • Vi is an effective value of the line voltage on the AC side of the inverter (21) for the current compensation unit.
  • Vi Vid / cos ⁇ ⁇ ⁇ ⁇ (XI)
  • the limiter (27b) determines the modulation factor (ks) calculated by the modulation factor calculation unit (27a) when the modulation factor (ks) calculated by the modulation factor calculation unit (27a) is 0.7 or more. While the output is as it is, if the modulation factor (ks) is less than 0.7, 0.7 is output as the modulation factor (ks).
  • the PWM modulation unit (27c) generates a drive signal (Sd) based on the phase ( ⁇ ) and modulation factor (ks) output by the limiter (27b).
  • a second carrier wave is used to generate the drive signal (Sd) by the PWM modulation unit (27c).
  • the second carrier frequency which is the carrier frequency of the second carrier wave, a frequency of 100 Hz or less is adopted.
  • the inverter for the current compensation unit (21) is used when switching the phase to be modulated, as compared with the case where the modulation factor (ks) is less than 70%. It is possible to suppress a rapid change in the duty ratio of the switching elements (Sr1, Sr2, Ss1, Ss2, St1, St2). Therefore, the harmonic component contained in the power supply current (Is (uvw)) can be reduced more reliably.
  • FIG. 21A shows the relationship between the duty ratio and the phase of the three switching elements (Sr1, Ss1, St1) of the upper arm of the inverter (21) for the current compensator when the modulation factor (ks) is 40%.
  • FIG. 21B is a diagram corresponding to FIG. 21A when the modulation factor (ks) is 70%.
  • the switching element (Sr1, The change in duty ratio of Ss1, St1) is small.
  • the drive signal (Sd) is generated by the drive signal generation unit (27) so that the above equations (VII) to (IX) are satisfied, so that the power supply current (Is (uvw)). Harmonic components contained in can be effectively reduced. Therefore, it is easy to adapt the power supply current (Is (uvw)) to IEC61000-3-2.
  • FIG. 22 shows a power conversion device (100) according to the third embodiment of the present disclosure.
  • the drive signal generation unit (27) does not have a limiter (27b), and the PWM modulation unit (27c) is set to the modulation factor (ks) output by the modulation factor calculation unit (27a). Based on this, a drive signal (Sd) is generated.
  • the compensation control unit (26) further includes a DC voltage command value calculation unit (28).
  • the DC voltage command value calculation unit (28) sets the output voltage command value (Vid) of the d-axis component so that it is less than twice the average value of the line voltage on the AC side of the current compensation unit inverter (21). Calculate the DC voltage command value (Vdc *) based on this.
  • the DC voltage command value calculation unit (28) has an average value calculation unit (28a) and a multiplication unit (28b).
  • the mean value calculation unit (28a) calculates the mean value of the output voltage command value (Vid) of the d-axis component.
  • the multiplication unit (28b) calculates the DC voltage command value (Vdc *) by multiplying the average value calculated by the mean value calculation unit (28a) by a predetermined gain (K VI ).
  • the predetermined gain (K VI ) is set to 2 or less.
  • the DC voltage command value (Vdc *) may be calculated based on the effective value of the line voltage on the side.
  • the relationship between the effective value of the line voltage on the AC side of the current compensation unit inverter (21) and the output voltage command value (Vid) of the d-axis component is as shown in the above equation (XI).
  • the DC voltage command value (Vdc *) is calculated so as to be less than twice the average value of the line voltage on the AC side of the current compensation unit inverter (21).
  • the ratio of the amplitude of the line voltage on the AC side to the voltage (Vdc) is 70% or more.
  • the harmonic generation source is connected to the first and second conductors (601,602) of the first to third conductors (601,602,603), but the first to third conductors (601,602,603) are connected. ) May be connected to only one of the conductors, or may be connected to all three conductors.
  • the DC voltage command value calculation unit (28) sets the DC voltage command value (Vdc *) to be twice or less the average value of the line voltage on the AC side of the current compensation unit inverter (21). However, it may be calculated so as to be less than twice the basic frequency component of the line voltage on the AC side of the current compensating unit inverter (21). That is, the mean value calculation unit (28a) may calculate the fundamental frequency component of the output voltage command value (Vid) of the d-axis component.
  • the drive signal generation unit (27) generates the drive signal (Sd) so as to satisfy the equations (II) to (IV), but the equation (II) is not satisfied and the equation (III) is satisfied. ) And the drive signal (Sd) may be generated so as to satisfy only the equation (IV). Further, the drive signal (Sd) may be generated so as to satisfy the equation (II) without satisfying both or one of the equation (III) and the equation (IV).
  • the drive signal generation unit (27) generates the drive signal (Sd) so as to satisfy the equations (VII) to (IX), but the equation (VII) is not satisfied and the equation (VIII) is satisfied. And the drive signal (Sd) may be generated so as to satisfy only the equation (IX). Further, the drive signal (Sd) may be generated so as to satisfy the equation (VII) without satisfying both or one of the equation (VIII) and the equation (IX).
  • the power conversion device (100) is provided in the air conditioning system (1), but it may be provided in another heat pump system for adjusting the temperature, humidity, and the like. Specifically, it may be provided in a heat pump system such as a heating / hot water supply system, a showcase that harmonizes the internal temperature, a refrigerator, a refrigerator, and a water heater.
  • a heat pump system such as a heating / hot water supply system, a showcase that harmonizes the internal temperature, a refrigerator, a refrigerator, and a water heater.
  • the present disclosure comprises a power conversion device including a power conversion unit that performs power conversion for three-phase AC output by an AC power supply and a current compensation unit that allows a compensation current to flow through the AC power supply. It is useful for heat pump systems equipped with it.
  • Air conditioning system (heat pump system) 2 AC power supply 10 Power converter 11 Rectifier circuit 12 Inverter for power converter 12a 1st DC node 12b 2nd DC node 13 Reactor for power converter 14 Capacitor for power converter 20 Current compensation unit 21 Inverter for current compensation unit 21a, 21b DC node 22 Capacitor for current compensation unit 23 Reactor for current compensation unit 24 Filter for current compensator Reactor for 24a filter 24b filter capacitor 26 Compensation control unit 27 Drive signal generator 28 DC voltage command value calculation unit 29 Voltage command value calculation unit 100 Power conversion device 300 Indoor unit (harmonic source) 400 Outdoor fan (harmonic source) 601 First conductor 602 Second conductor 603 Third conductor Ia (uvw) Compensated current Io (uvw) Load current Vid, Viq Output voltage command value Vdc DC voltage Vdc * DC voltage command value Sr1, Sr2, Sr3, Sr4, Sr5, Sr6 switching Element Sd drive signal

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Abstract

駆動信号（Sd）の生成に採用されるキャリア周波数をｆｓｗ（ｋＨｚ）、電力変換部（10）の最大入力電力をＰｍａｘ（ｋＷ）、駆動信号（Sd）のデッドタイムをＴｄ（μｓ）とした場合に、　Ｔｄ≦（３４．００／ｆｓｗ－０．１４５）（１．５５－０．０５５＊Ｐｍａｘ） の式が成り立つ。

Description

電力変換装置及びそれを備えたヒートポンプシステム
　本開示は、交流電源により出力される三相交流に対し、電力変換を行う電力変換部と、前記交流電源に補償電流を流す電流補償部とを備えた電力変換装置及びそれを備えたヒートポンプシステムに関する。
　特許文献１には、交流電源により出力される三相交流に対し、電力変換を行う電力変換部と、前記交流電源に補償電流を流す電流補償部とを備えた電力変換装置が開示されている。この電力変換装置では、前記電流補償部が、複数のスイッチング素子を有する電流補償部用インバータと、前記電流補償部用インバータの直流側ノード間に接続される電流補償部用コンデンサと、前記電流補償部用インバータの交流側と前記交流電源との間に接続される電流補償部用リアクトルと、前記交流電源から前記電力変換装置に供給される電源電流に含まれる高調波成分を前記補償電流によって低減するように、出力電圧指令値を求める補償制御部と、前記スイッチング素子を駆動する駆動信号を前記出力電圧指令値に基づいて三相変調方式により生成する駆動信号生成部とを有している。
特開２０１５－９２８１３号公報
　ところで、特許文献１のような電流補償部を備えた電力変換装置において、電流補償部用インバータのキャリア周期に占めるデッドタイムの割合を大きくすると、負荷電流に含まれる高調波成分を十分補償できない場合がある。
　本開示の目的は、電流補償部を備えた電力変換装置において、負荷電流に含まれる高調波成分をより効果的に補償することにある。
　本開示の第１の態様は、交流電源（2）により出力される三相交流に対し、電力変換を行う電力変換部（10）と、前記交流電源（2）に補償電流（Ia(uvw)）を流す電流補償部（20）とを備えた電力変換装置であって、前記電流補償部（20）は、複数のスイッチング素子（Sr1,Sr2,Ss1,Ss2,St1,St2）を有する電流補償部用インバータ（21）と、前記電流補償部用インバータ（21）の直流側ノード（21a,21b）間に接続される電流補償部用コンデンサ（22）と、前記電流補償部用インバータ（21）の交流側と前記交流電源（2）との間に接続される電流補償部用リアクトル（23）と、前記交流電源（2）から前記電力変換装置（100）に供給される電源電流（Is(uvw)）に含まれる高調波成分を前記補償電流（Ia(uvw)）によって低減するように、出力電圧指令値（Vid,Viq）を求める補償制御部（26）と、前記スイッチング素子（Sr1,Sr2,Ss1,Ss2,St1,St2）を駆動する駆動信号（Sd）を前記出力電圧指令値（Vid,Viq）に基づいて三相変調方式により生成する駆動信号生成部（27）とを有し、前記電流補償部用インバータ（21）は、前記スイッチング素子（Sr1,Sr2,Ss1,Ss2,St1,St2）のスイッチング動作により、前記電流補償部用リアクトル（23）を介して前記交流電源（2）に前記補償電流（Ia(uvw)）を流し、前記駆動信号（Sd）の生成に採用されるキャリア周波数をｆｓｗ（ｋＨｚ）、前記電力変換部（10）の最大入力電力をＰｍａｘ（ｋＷ）、前記駆動信号（Sd）のデッドタイムをＴｄ（μｓ）とした場合に、下式（１）が成り立つことを特徴とする。
　Ｔｄ≦（３４．００／ｆｓｗ－０．１４５）（１．５５－０．０５５＊Ｐｍａｘ）・・・（１）
　第１の態様では、式（１）が成り立たない場合に比べ、電源電流（Is(uvw)）に含まれる高調波成分を効果的に低減できる。よって、ＩＥＣ（International Electrotechnical Commission）が制定する高調波規格であるＩＥＣ６１０００－３－２に電源電流（Is(uvw)）を適合させ易い。
　本開示の第２の態様は、交流電源（2）により出力される三相交流に対し、電力変換を行う電力変換部（10）と、前記交流電源（2）に補償電流（Ia(uvw)）を流す電流補償部（20）とを備えた電力変換装置であって、前記電流補償部（20）は、複数のスイッチング素子（Sr1,Sr2,Ss1,Ss2,St1,St2）を有する電流補償部用インバータ（21）と、前記電流補償部用インバータ（21）の直流側ノード（21a,21b）間に接続される電流補償部用コンデンサ（22）と、前記電流補償部用インバータ（21）の交流側と前記交流電源（2）との間に接続される電流補償部用リアクトル（23）と、前記交流電源（2）から前記電力変換装置（100）に供給される電源電流（Is(uvw)）に含まれる高調波成分を前記補償電流（Ia(uvw)）によって低減するように、出力電圧指令値（Vid,Viq）を求める補償制御部（26）と、前記スイッチング素子（Sr1,Sr2,Ss1,Ss2,St1,St2）を駆動する駆動信号（Sd）を前記出力電圧指令値（Vid,Viq）に基づいて二相変調方式により生成する駆動信号生成部（27）とを有し、前記電流補償部用インバータ（21）は、前記スイッチング素子（Sr1,Sr2,Ss1,Ss2,St1,St2）のスイッチング動作により、前記電流補償部用リアクトル（23）を介して前記交流電源（2）に前記補償電流（Ia(uvw)）を流し、前記駆動信号（Sd）の生成に採用されるキャリア周波数をｆｓｗ（ｋＨｚ）、前記電力変換部（10）の最大入力電力をＰｍａｘ（ｋＷ）、前記駆動信号（Sd）のデッドタイムをＴｄ（μｓ）とした場合に、下式（２）が成り立つことを特徴とする。
　Ｔｄ≦（４５．２３／ｆｓｗ－０．１３５）（１．４８－０．０４８＊Ｐｍａｘ）・・・（２）
　第２の態様では、式（２）が成り立たない場合に比べ、電源電流（Is(uvw)）に含まれる高調波成分を効果的に低減できる。よって、ＩＥＣが制定する高調波規格であるＩＥＣ６１０００－３－２に電源電流（Is(uvw)）を適合させ易い。
　また、駆動信号（Sd）の生成に二相変調方式を採用するので、三相変調方式を採用した場合に比べ、デッドタイムを長く設定できる。
　本開示の第３の態様は、交流電源（2）により出力される三相交流に対し、電力変換を行う電力変換部（10）と、前記交流電源（2）に補償電流（Ia(uvw)）を流す電流補償部（20）とを備えた電力変換装置であって、前記電流補償部（20）は、複数のスイッチング素子（Sr1,Sr2,Ss1,Ss2,St1,St2）を有する電流補償部用インバータ（21）と、前記電流補償部用インバータ（21）の直流側ノード（21a,21b）間に接続される電流補償部用コンデンサ（22）と、前記電流補償部用インバータ（21）の交流側と前記交流電源（2）との間に接続される電流補償部用リアクトル（23）と、前記交流電源（2）から前記電力変換装置（100）に供給される電源電流（Is(uvw)）に含まれる高調波成分を前記補償電流（Ia(uvw)）によって低減するように、出力電圧指令値（Vid,Viq）を求める補償制御部（26）と、前記スイッチング素子（Sr1,Sr2,Ss1,Ss2,St1,St2）を駆動する駆動信号（Sd）を前記出力電圧指令値（Vid,Viq）に基づいて三相変調方式により生成する駆動信号生成部（27）とを有し、前記電流補償部用インバータ（21）は、前記スイッチング素子（Sr1,Sr2,Ss1,Ss2,St1,St2）のスイッチング動作により、前記電流補償部用リアクトル（23）を介して前記交流電源（2）に前記補償電流（Ia(uvw)）を流し、前記駆動信号（Sd）の生成に採用されるキャリア周波数をｆｓｗ（ｋＨｚ）、前記電力変換部（10）の最大入力電力をＰｍａｘ（ｋＷ）、前記駆動信号（Sd）のデッドタイムをＴｄ（μｓ）、前記電流補償部用リアクトル（23）に流れる電流が０Ａであるときの前記電流補償部用リアクトル（23）のインダクタンスをＬａｃ（ｍＨ）とした場合に、下式（３）及び下式（４）が成り立つことを特徴とする。
　Ｌａｃ≦１６／Ｐｍａｘ・・・（３）
　Ｔｄ≦（３４．００／ｆｓｗ－０．１４５）・・・（４）
　第３の態様では、式（３）及び式（４）の少なくとも一方が成り立たない場合に比べ、電源電流（Is(uvw)）に含まれる高調波成分を効果的に低減できる。よって、ＩＥＣが制定する高調波規格であるＩＥＣ６１０００－３－２に電源電流（Is(uvw)）を適合させ易い。
　本開示の第４の態様は、交流電源（2）により出力される三相交流に対し、電力変換を行う電力変換部（10）と、前記交流電源（2）に補償電流（Ia(uvw)）を流す電流補償部（20）とを備えた電力変換装置であって、前記電流補償部（20）は、複数のスイッチング素子（Sr1,Sr2,Ss1,Ss2,St1,St2）を有する電流補償部用インバータ（21）と、前記電流補償部用インバータ（21）の直流側ノード（21a,21b）間に接続される電流補償部用コンデンサ（22）と、前記電流補償部用インバータ（21）の交流側と前記交流電源（2）との間に接続される電流補償部用リアクトル（23）と、前記交流電源（2）から前記電力変換装置（100）に供給される電源電流（Is(uvw)）に含まれる高調波成分を前記補償電流（Ia(uvw)）によって低減するように、出力電圧指令値（Vid,Viq）を求める補償制御部（26）と、前記スイッチング素子（Sr1,Sr2,Ss1,Ss2,St1,St2）を駆動する駆動信号（Sd）を前記出力電圧指令値（Vid,Viq）に基づいて二相変調方式により生成する駆動信号生成部（27）とを有し、前記電流補償部用インバータ（21）は、前記スイッチング素子（Sr1,Sr2,Ss1,Ss2,St1,St2）のスイッチング動作により、前記電流補償部用リアクトル（23）を介して前記交流電源（2）に前記補償電流（Ia(uvw)）を流し、前記駆動信号（Sd）の生成に採用されるキャリア周波数をｆｓｗ（ｋＨｚ）、前記電力変換部（10）の最大入力電力をＰｍａｘ（ｋＷ）、前記駆動信号（Sd）のデッドタイムをＴｄ（μｓ）、前記電流補償部用リアクトル（23）に流れる電流が０Ａであるときの前記電流補償部用リアクトル（23）のインダクタンスをＬａｃ（ｍＨ）とした場合に、下式（５）及び下式（６）が成り立つことを特徴とする。
　Ｌａｃ≦１６／Ｐｍａｘ・・・（５）
　Ｔｄ≦（４５．２３／ｆｓｗ－０．１３５）・・・（６）
　第４の態様では、式（５）及び式（６）の少なくとも一方が成り立たない場合に比べ、電源電流（Is(uvw)）に含まれる高調波成分を効果的に低減できる。よって、ＩＥＣが制定する高調波規格であるＩＥＣ６１０００－３－２に電源電流（Is(uvw)）を適合させ易い。
　また、駆動信号（Sd）の生成に二相変調方式を採用するので、三相変調方式を採用した場合に比べ、デッドタイムを長く設定できる。
　本開示の第５の態様は、第３又は第４の態様において、前記電流補償部用リアクトル（23）に流れる電流が０Ａであるときの前記電流補償部用リアクトル（23）のインダクタンスに対する前記電流補償部用リアクトル（23）に流れる電流がピーク電流であるときの前記電流補償部用リアクトル（23）のインダクタンスの比率が１／３以上に設定されていることを特徴とする。
　第５の態様では、前記比率を１／３未満に設定した場合に比べ、電源電流（Is(uvw)）に含まれる高調波成分をより確実に低減でき、補償電流（Ia(uvw)）を安定して制御できる。
　本開示の第６の態様は、第１～第５のいずれか１つの態様において、前記交流電源（2）と前記電流補償部用リアクトル（23）との間には、前記電流補償部用リアクトル（23）よりもインダクタンスが小さいフィルタ用リアクトル（24a）と、フィルタ用コンデンサ（24b）とを有し、共振周波数が４ｋＨｚ以上に設定されたフィルタ（24）が介在していることを特徴とする。
　第６の態様では、４ｋＨｚよりも低い周波数において、フィルタ（24）の共振の補償電流（Ia(uvw)）への影響を小さくできるので、三相交流の周波数が５０Ｈｚ又は６０Ｈｚである場合に、電源電流（Is(uvw)）に含まれる４０次までの高調波成分を確実に低減でき、補償電流（Ia(uvw)）)を安定して制御できる。
　本開示の第７の態様は、第２又は第４の態様において、前記駆動信号生成部（27）は、前記電流補償部用インバータ（21）の直流側ノード（21a,21b）間の直流電圧（Vdc）に対する交流側の線間電圧の振幅の割合が７０％以上となるように、前記出力電圧指令値（Vid,Viq）に基づいて前記駆動信号（Sd）を生成することを特徴とする。
　第７の態様では、当該割合を７０％未満とした場合に比べ、変調対象の相の切り替え時に、電流補償部用インバータ（21）のスイッチング素子（Sr1,Sr2,Ss1,Ss2,St1,St2）のデューティ比が急速に変化するのを抑制できるので、電源電流（Is(uvw)）に含まれる高調波成分をより確実に低減できる。
　本開示の第８の態様は、第２又は第４の態様において、前記補償制御部（26）は、前記電流補償部用インバータ（21）の直流側ノード（21a,21b）間の直流電圧（Vdc）、及び直流電圧指令値（Vdc*）に基づいて、前記出力電圧指令値（Vid,Viq）を算出する電圧指令値算出部（29）と、前記電流補償部用インバータ（21）の交流側の線間電圧の平均値又は基本周波数成分の２倍以下となるように、前記出力電圧指令値（Vid,Viq）に基づいて前記直流電圧指令値（Vdc*）を算出する直流電圧指令値算出部（28）とを備えることを特徴とする。
　第８の態様では、直流電圧指令値（Vdc*）を、前記電流補償部用インバータ（21）の交流側の線間電圧の平均値又は基本周波数成分の２倍よりも高くした場合に比べ、変調対象の相の切り替え時に、電流補償部用インバータ（21）のスイッチング素子（Sr1,Sr2,Ss1,Ss2,St1,St2）のデューティ比が急速に変化するのを抑制できるので、電源電流（Is(uvw)）に含まれる高調波成分をより確実に低減できる。
　本開示の第９の態様は、第１～８のいずれか１つの態様において、前記電力変換部（10）は、前記三相交流を直流に整流する整流回路（11）と、前記直流を交流に変換する電力変換部用インバータ（12）と、前記電力変換部用インバータ（12）の直流側ノード（12a,12b）間に接続され、前記整流回路（11）の出力電圧の変動を許容する電力変換部用コンデンサ（14）と、前記交流電源（2）と前記電力変換部用コンデンサ（14）の一端との間に接続された電力変換部用リアクトル（13）とを有することを特徴とする。
　第９の態様では、電力変換部用コンデンサ（14）と電力変換部用リアクトル（13）とでフィルタ（LC1）が構成されるので、電力変換部用コンデンサ（14）の容量を適切に設定することにより、電力変換部用インバータ（12）のスイッチング動作に起因して、電力変換部用インバータ（12）と交流電源（2）との間を流れる電流が、電力変換部用インバータ（12）の搬送波の周波数に応じて変動するのを抑制できる。
　また、電力変換部用コンデンサ（14）が、整流回路（11）の出力電圧の変動を許容することで、補償電流（Ia(uvw)）の変動を小さくできるので、電源電流（Is(uvw)）に含まれる高調波成分をより確実に低減できる。
　本開示の第１０の態様は、第９の態様において、前記電流補償部用コンデンサ（22）の容量は、前記電力変換部用コンデンサ（14）の容量よりも大きいことを特徴とする。
　第１０の態様では、電流補償部用コンデンサ（22）の容量を、電流補償部用インバータ（21）の直流側ノード（21a,21b）間の直流電圧（Vdc）の脈動を、電力変換部用インバータ（12）の直流側ノード（12a,12b）間の直流電圧の脈動よりも抑制できる程度に大きく設定できるので、電源電流（Is(uvw)）に含まれる高調波成分をより確実に低減できる。
　本開示の第１１の態様は、第１～１０のいずれか１つの態様において、前記電流補償部用インバータ（21）は、３つのレグを構成する６つのユニポーラトランジスタを前記スイッチング素子（Sr1,Sr2,Ss1,Ss2,St1,St2）として備え、前記駆動信号生成部（27）は、前記電流補償部用インバータ（21）に同期整流動作をさせるように前記駆動信号（Sd）を生成することを特徴とする。
　第１１の態様では、スイッチング素子（Sr1,Sr2,Ss1,Ss2,St1,St2）としてバイポーラトランジスタを使用する場合に比べ、スイッチング素子（Sr1,Sr2,Ss1,Ss2,St1,St2）の導通時に生じる電圧を低くできるので、当該電圧に起因して出力電圧指令値（Vid,Viq）に対する電流補償部用インバータ（21）により出力される出力電圧（Va(uvw)）の誤差が生じるのを抑制できる。したがって、電源電流（Is(uvw)）に含まれる高調波成分をより確実に低減できる。
　本開示の第１２の態様は、第１１の態様において、前記スイッチング素子（Sr1,Sr2,Ss1,Ss2,St1,St2）は、ワイドバンドギャップ半導体を主材料とした素子であり、前記スイッチング素子（Sr1,Sr2,Ss1,Ss2,St1,St2）のオン抵抗は、１００ｍΩ以下であることを特徴とする。
　第１２の態様では、スイッチング素子（Sr1,Sr2,Ss1,Ss2,St1,St2）のスイッチング速度を速くできるので、デッドタイムを短くし易い。したがって、電源電流（Is(uvw)）に含まれる高調波成分を低減し易い。
　本開示の第１３の態様は、第１～１２のいずれか１つの態様において、前記キャリア周波数は、１００ｋＨｚ以下であることを特徴とする。
　第１３の態様では、キャリア周波数を１００ｋＨｚより高くした場合に比べ、デッドタイムを長く確保できる。
　本開示の第１４の態様は、第１～１３のいずれか１つの態様の電力変換装置を備えたヒートポンプシステムであって、前記三相交流は、前記電力変換部（10）に３本の導線（601,602,603）を介して入力され、前記ヒートポンプシステム（1）は、前記３本の導線（601,602,603）の少なくとも１本の導線（601,602）の電流に高調波を発生させる高調波発生源（300,400）をさらに備えていることを特徴とする。
　第１４の態様では、ヒートポンプシステム（1）において、電源電流（Is(uvw)）に含まれる高調波成分を効果的に低減できる。よって、ＩＥＣが制定する高調波規格であるＩＥＣ６１０００－３－２に電源電流（Is(uvw)）を適合させ易い。
図１は、空気調和システムの構成を示すブロック図である。 図２は、本開示の実施形態１に係る電力変換装置の構成を示すブロック図である。 図３は、電流補償部用インバータの回路図である。 図４は、三相変調方式採用時における，駆動信号のデッドタイムと、ＩＥＣ６１０００－３－２で定められた高調波成分の最大発生量に対する実験時の発生量の比との関係を示すグラフである。 図５は、三相変調方式採用時及び二相変調方式採用時における，電力変換部の最大入力電力と、ＩＥＣ６１０００－３－２で定められた高調波成分の最大発生量に対する実験時の発生量の比との関係を示すグラフである。 図６は、三相変調方式採用時及び二相変調方式採用時における，電源電流に含まれる高調波成分の発生量がＩＥＣ６１０００－３－２で定められた最大発生量となるときのデッドタイムを、複数種類の第２キャリア周波数について示す表である。 図７は、図６の表に対応するグラフである。 図８は、三相変調方式採用時における，ＩＥＣ６１０００－３－２で定められた最大発生量と、第２キャリア周波数を３２ｋＨｚ、電力変換部の最大入力電力を１０ｋＷとし、デッドタイムを０．５μｓ、１．０μｓにした場合に電源電流に含まれる高調波成分の各次数に対応する電流値とを示すグラフである。 図９Ａは、駆動信号のデッドタイムを０．５μｓ、第２キャリア周波数を１６ｋＨｚ、電力変換部の最大入力電力を１０ｋＷ、電流補償部用リアクトルに流れる電流が０Ａであるときの電流補償部用リアクトルのインダクタンスを１．０ｍＨとした場合の電源電流、補償電流、及び負荷電流を示すタイミングチャートである。 図９Ｂは、電力変換部の最大入力電力を１０ｋＷ、電流補償部用リアクトルに流れる電流が０Ａであるときの電流補償部用リアクトルのインダクタンスを２．２ｍＨとした場合の図９Ａ相当図である。 図９Ｃは、電力変換部の最大入力電力を５ｋＷ、電流補償部用リアクトルに流れる電流が０Ａであるときの電流補償部用リアクトルのインダクタンスを１．０ｍＨとした場合の図９Ａ相当図である。 図９Ｄは、電力変換部の最大入力電力を５ｋＷ、電流補償部用リアクトルに流れる電流が０Ａであるときの電流補償部用リアクトルのインダクタンスを２．２ｍＨとした場合の図９Ａ相当図である。 図１０は、電流補償部の等価回路を示す回路図である。 図１１は、電流補償部に含まれる電流制御システムを示すブロック図である。 図１２Ａは、伝達関数Ｇｐ、Ｇｃ及びそれらの合計のゲイン線図を示す。 図１２Ｂは、伝達関数Ｇｐ、Ｇｃ及びそれらの合計の位相線図を示す。 図１３Ａは、零電流時インダクタンスに対するピーク電流時インダクタンスの比率を、１／３未満にした場合における電流補償部用リアクトルの直流重畳特性を示すグラフである。 図１３Ｂは、零電流時インダクタンスに対するピーク電流時インダクタンスの比率を、１／３以上にした場合における図１３Ａ相当図である。 図１４Ａは、電力変換部の最大入力電力を１０ｋＷとし、電力変換部用コンデンサの容量値を、整流回路の出力電圧の変動を吸収するように設定した場合における電源電流、負荷電流、及び補償電流を例示するタイミングチャートである。 図１４Ｂは、電力変換部用コンデンサの容量値を、整流回路の出力電圧の変動を許容するように設定した場合における図１４Ａ相当図である。 図１５Ａは、電流補償部用コンデンサの容量を１９５μＦとし、電力変換部用コンデンサの容量を３０μＦとした場合における電源電流、補償電流、及び直流電圧を例示するタイミングチャートである。 図１５Ｂは、電流補償部用コンデンサの容量を１５μＦとし、電力変換部用コンデンサの容量を３０μＦとした場合における図１５Ａ相当図である。 図１６は、スイッチング素子と逆並列に還流ダイオードとしてＳｉ－ＰｉＮダイオードを設けた場合に還流ダイオードを流れる電流、及びスイッチング素子がＭＯＳＦＥＴである場合にスイッチング素子を逆方向に流れる電流と、導通電圧との関係を示すグラフである。 図１７は、二相変調方式採用時の図４相当図である。 図１８は、二相変調方式採用時における，ＩＥＣ６１０００－３－２で定められた最大発生量と、第２キャリア周波数を４８ｋＨｚ、電力変換部の最大入力電力を１０ｋＷとし、デッドタイムを０．５μｓ、１．０μｓにした場合に電源電流に含まれる高調波成分の各次数に対応する電流値とを示すグラフである。 図１９Ａは、第２キャリア周波数を４８ｋＨｚ、電力変換部の最大入力電力を１０ｋＷとし、デッドタイムを０．５μｓｅｃにした場合における直流電圧、電源電流、負荷電流、及び補償電流を示すタイミングチャートである。 図１９Ｂは、デッドタイムを１．０μｓｅｃにした場合における図１９Ａ相当図である。 図２０は、実施形態２に係る駆動信号生成部の構成を示すブロック図である。 図２１Ａは、変調率を４０％とした場合における、電流補償部用インバータの上アームの３つのスイッチング素子のデューティ比と、位相との関係を示すグラフである。 図２１Ｂは、変調率を７０％とした場合における、図２１Ａ相当図である。 図２２は、実施形態３の図２相当図である。
　以下、本開示の実施形態について図面を参照しながら説明する。なお、以下の実施形態は、本質的に好ましい例示であって、本発明、その適用物、あるいはその用途の範囲を制限することを意図するものではない。
　《実施形態１》
　図１は、ヒートポンプシステムとしての空気調和システム（1）を示す。この空気調和システム（1）は、本開示の実施形態１に係る電力変換装置（100）と、ノイズフィルタ（200）と、高調波発生源としての室内機（300）と、高調波発生源としての室外ファン（400）と、圧縮機（500）とを備えている。
　電力変換装置（100）は、交流電源（2）により出力され、ノイズフィルタ（200）を介して入力される三相交流に対し、電力変換を行う。交流電源（2）は、三相四線式交流電源である。三相交流は、電力変換装置（100）に３本の第１～第３の導線（601,602,603）を介して入力される。
　室内機（300）は、第１の導線（601）と中性線（604）から取り出される交流によって駆動する。室内機（300）は、第１の導線（601）に高調波を発生させる。
　室外ファン（400）は、第２の導線（602）と中性線（604）から取り出される電力によって駆動する。室外ファン（400）は、第２の導線（602）に高調波を発生させる。
　圧縮機（500）は、モータ（501）（図２参照）を備える。当該モータ（501）には、電力変換装置（100）による電力変換後の交流が供給される。
　電力変換装置（100）は、図２にも示すように、電力変換部（10）と、電流補償部（20）とを備えている。
　電力変換部（10）は、交流電源（2）により出力され、第１～第３の導線（601,602,603）を介して入力される三相交流に対し、電力変換を行う。具体的には、電力変換部（10）は、整流回路（11）と、電力変換部用インバータ（12）と、電力変換部用リアクトル（13）と、電力変換部用コンデンサ（14）と、変換制御部（15）とを備えている。
　整流回路（11）は、交流電源（2）により出力された三相交流を直流に整流し、第１及び第２の出力ノード（11a,11b）に出力する。詳しくは、整流回路（11）は、全波整流回路である。整流回路（11）は、ブリッジ状に結線された６つのダイオード（図示せず）を有している。これらのダイオードは、そのカソードを第１の出力ノード（11a）側に向けるとともに、そのアノードを第２の出力ノード（11b）側に向けている。
　電力変換部用インバータ（12）は、整流回路（11）によって出力された直流を交流に変換して圧縮機（500）のモータ（501）に出力する。詳しくは、電力変換部用インバータ（12）は、６つのスイッチング素子（図示せず）と、６つの還流ダイオード（図示せず）とを有している。６つのスイッチング素子は、ブリッジ結線されている。つまり、電力変換部用インバータ（12）は、その第１及び第２の直流ノード（12a,12b）間に接続された３つのスイッチングレグを備えている。スイッチングレグは、２つのスイッチング素子が互いに直列に接続されたものである。
　３つのスイッチングレグの各々において、上アームのスイッチング素子と下アームのスイッチング素子との中点が、モータ（501）の各相のコイル（u相、v相、w相のコイル）にそれぞれ接続されている。各スイッチング素子には、還流ダイオードが１つずつ逆並列に接続されている。
　電力変換部用リアクトル（13）の一端は、整流回路（11）の第１の出力ノード（11a）に接続され、電力変換部用リアクトル（13）の他端は、電力変換部用インバータ（12）の第１の直流ノード（12a）に接続されている。
　電力変換部用コンデンサ（14）は、電力変換部用インバータ（12）の第１及び第２の直流ノード（12a,12b）間に接続されている。したがって、電力変換部用リアクトル（13）は、交流電源（2）と電力変換部用コンデンサ（14）の一端との間に接続されている。
　電力変換部用コンデンサ（14）の容量値は、整流回路（11）の出力電圧の変動を許容するが、電力変換部用インバータ（12）のスイッチング動作に起因するリプル電圧を抑制できるように設定されている。リプル電圧とは、スイッチング素子におけるスイッチング周波数に応じた電圧変動である。したがって、電力変換部用コンデンサ（14）の電圧であるＤＣリンク電圧には、交流電源（2）の交流電圧の周波数に応じた脈動成分が含まれる。
　詳しくは、電力変換部用コンデンサ（14）の容量は、スイッチング周期間における電力変換部用コンデンサ（14）の電圧変動を、電力変換部用コンデンサ（14）の電圧の平均値の１／１０以下に抑えるように設定されている。したがって、電力変換部用コンデンサ（14）に最低限必要な容量は、スイッチング周波数と、モータ（501）及び電力変換部用コンデンサ（14）の間を流れるモータ電流とに応じて決まる。
　電力変換部用コンデンサ（14）の容量値Ｃを以下の式（I）を満たすように設定することにより、スイッチング周期間における電力変換部用コンデンサ（14）の電圧変動を、電力変換部用コンデンサ（14）の電圧の平均値の１／１０以下に抑えることができる。式（I）において、ＤＣリンク電圧に重畳する整流回路（11）の出力電圧変動を無視し、ＤＣリンク電圧の平均値をＶＡｄｃ、交流電力が最大電力であるときのモータ電流のピーク値をＩｍａｘ、スイッチング周期をＴｓとする。
　Ｃ≧（１０・Ｉｍａｘ・Ｔｓ）／ＶＡｄｃ　・・・（I）
　ここで、スイッチング周期は、スイッチング素子がオンオフを繰り返す周期である。本実施形態１では、ＰＷＭ制御によりスイッチング素子が制御されるので、スイッチング周期は、ＰＷＭ制御に用いる第１搬送波のキャリア周期となる。
　電力変換部用コンデンサ（14）は、例えば、フィルムコンデンサで構成される。
　電力変換部用コンデンサ（14）の容量が比較的小さいため、電力変換部用コンデンサ（14）では、整流回路（11）の出力電圧は殆ど平滑化されない。その結果、交流電源（2）の周波数に応じた脈動成分が、ＤＣリンク電圧に残留する。交流電源（2）は三相電源であるため、交流電源（2）の周波数に応じた脈動成分は、交流電源（2）の周波数の６倍である。
　交流電源（2）と電力変換部用コンデンサ（14）との間のインダクタンス成分と電力変換部用コンデンサ（14）とで、電力変換部用フィルタ（LC1）が形成されている。前記インダクタンス成分は、リアクトル（13）を含む。電力変換部用コンデンサ（14）の容量は、この電力変換部用フィルタ（LC1）が、電流に含まれる第１キャリア周波数の成分を減衰させるように設定されている。ここで、第１キャリア周波数は、電力変換部用インバータ（12）の制御信号の生成に用いられる第１搬送波の周波数である。したがって、電力変換部用インバータ（12）のスイッチング動作に起因して、電力変換部用インバータ（12）と交流電源（2）との間を流れる電流が、第１キャリア周波数に応じて変動するのを抑制できる。
　変換制御部（15）は、電力変換部用インバータ（12）の各スイッチング素子のオンオフを制御信号（Smd）により制御する。
　電流補償部（20）は、前記交流電源（2）に補償電流（Ia(uvw)）を流す。ここで、補償電流（Ia(uvw)）は、交流電源（2）から電流補償部（20）に向かう向きを負とする。各相について、交流電源（2）が供給する電源電流（Is(uvw)）は、交流電源（2）から電力変換部（10）に向かう負荷電流（Io(uvw)）と補償電流（Ia(uvw)）との差である。
　電流補償部（20）は、電流補償部用インバータ（21）と、電流補償部用コンデンサ（22）と、各相に対応する電流補償部用リアクトル（23）と、各相に対応する電流補償部用フィルタ（24）と、電圧検出器（25）と、補償制御部（26）と、駆動信号生成部（27）とを備えている。
　電流補償部用インバータ（21）は、図３に示すように、６つのスイッチング素子（Sr1,Sr2,Ss1,Ss2,St1,St2）を有している。スイッチング素子（Sr1,Sr2,Ss1,Ss2,St1,St2）は、ユニポーラトランジスタであり、ワイドバンドギャップ半導体を主材料としたＭＯＳＦＥＴ（metal oxide semiconductor field effect transistor）である。スイッチング素子（Sr1,Sr2,Ss1,Ss2,St1,St2）のオン抵抗は、１００ｍΩ以下である。６つのスイッチング素子（Sr1,Sr2,Ss1,Ss2,St1,St2）は、その第１及び第２の直流側ノード（21a,21b）間に接続された３つのスイッチングレグを構成している。スイッチングレグは、２つのスイッチング素子（Sr1,Sr2,Ss1,Ss2,St1,St2）が互いに直列に接続されたものである。
　３つのスイッチングレグの各々において、上アームのスイッチング素子（Sr1,Ss1,St1）と下アームのスイッチング素子（Sr2,Ss2,St2）との中点が、交流側ノードとなる。各スイッチング素子（Sr1,Sr2,Ss1,Ss2,St1,St2）は、寄生ダイオード（RD）を含む。寄生ダイオード（RD）は、逆方向に電流を流す還流素子となる。
　なお、スイッチング素子（Sr1,Sr2,Ss1,Ss2,St1,St2）として、ユニポーラトランジスタに代えて、バイポーラトランジスタであるＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolar Transistor）を用いてもよい。かかる場合には、スイッチング素子（Sr1,Sr2,Ss1,Ss2,St1,St2）に還流ダイオードを逆並列に接続する。
　本実施形態１のように、スイッチング素子（Sr1,Sr2,Ss1,Ss2,St1,St2）としてユニポーラトランジスタを用いた場合でも、ＩＧＢＴを用いた場合と同様に、寄生ダイオード（RD）よりも順方向電圧の低い還流ダイオードを１つずつ逆並列に接続してもよい。
　電流補償部用コンデンサ（22）は、電流補償部用インバータ（21）の直流側ノード（21a,21b）間に接続されている。電流補償部用コンデンサ（22）の電圧、すなわち電流補償部用インバータ（21）の直流側ノード（21a,21b）間の電圧が、直流電圧（Vdc）となる。電流補償部用コンデンサ（22）の容量は、前記電力変換部用コンデンサ（14）の容量よりも大きい。
　各相の電流補償部用リアクトル（u相、v相、w相の電流補償部用リアクトル）（23）の一端は、電流補償部用インバータ（21）のいずれか１つの交流側ノードにそれぞれ接続されている。各電流補償部用リアクトル（23）の他端は、対応する電流補償部用フィルタ（24）を介して交流電源（2）に接続されている。つまり、電流補償部用リアクトル（23）は、電流補償部用インバータ（21）の交流側と交流電源（2）との間に接続されている。
　各相の電流補償部用フィルタ（24）は、交流電源（2）と前記電流補償部用リアクトル（23）との間に介在している。各電流補償部用フィルタ（24）は、前記電流補償部用リアクトル（23）よりもインダクタンスが小さいフィルタ用リアクトル（24a）と、フィルタ用コンデンサ（24b）とを有している。各電流補償部用フィルタ（24）の共振周波数は、４ｋＨｚ以上に設定されている。
　電圧検出器（25）は、交流電源（2）によって出力される三相の電源電圧のうちの二相の電源電圧の線間電圧を検出する。
　上述のような構成により、電流補償部用インバータ（21）は、スイッチング素子（Sr1,Sr2,Ss1,Ss2,St1,St2）のスイッチング動作により、電流補償部用リアクトル（23）を介して交流電源（2）に前記補償電流（Ia(uvw)）を流すようになっている。
　補償制御部（26）は、電流補償部用インバータ（21）の直流側ノード（21a,21b）間の直流電圧（Vdc）と、交流電源（2）から電力変換部（10）に流入する負荷電流（Io(uvw)）とに基づいて、電力変換装置（100）に供給される電源電流（Is(uvw)）に含まれる高調波成分を補償電流（Ia(uvw)）によって低減するように、出力電圧指令値（Vid,Viq）を求める。具体的には、補償制御部（26）は、位相検出部（26a）と、第１及び第２のｄｑ変換部（26b,26c）と、ハイパスフィルタ（26d）と、第１の減算部（26e）と、電圧制御部（26f）と、第１の加算部（26g）と、第２及び第３の減算部（26h,26i）と、第１及び第２の電流制御部（26j,26k）とを備えている。
　位相検出部（26a）は、電圧検出器（25）によって検出された線間電圧に基づいて、電源電圧の位相（ωt）を検出する。なお、電圧検出器（25）が、交流電源（2）によって出力される三相の電源電圧のうちの一相の電源電圧と中性線（604）の電圧との差、すなわち相電圧を検出し、当該相電圧に基づいて、位相検出部（26a）が電源電圧の位相（ωt）を検出するようにしてもよい。
　第１のｄｑ変換部（26b）は、負荷電流（Io(uvw)）に比例する電流（il(rst)）のうちの少なくとも二相分の電流（il(rt)）を検出し、三相／二相変換して、負荷電流（Io(uvw)）のｄ軸成分及びｑ軸成分（iq*）を得る。ｄ軸及びｑ軸は位相検出部（26a）によって検出された位相（ωt）と同期する回転座標系の座標軸である。ｄ軸成分は有効成分、ｑ軸成分は無効成分である。電流（il(rst)）は三相であるので、そのうちの二相分の電流（il(rt)）を検出できれば、残りの一相分を算出することで、負荷電流（Io(uvw)）のｄ軸成分及びｑ軸成分（iq*）を得ることができる。
　第２のｄｑ変換部（26c）は、電流補償部用リアクトル（23）に流れる電流に比例する電流（ia(uvw)）のうち二相分のリアクトル電流（ia(uv)）を検出し、三相／二相変換して、補償電流（Ia(uvw)）のｄ軸成分（id）及びｑ軸成分（iq）を得る。電流（ia(uvw)）は三相であるので、そのうちの二相分の電流（ia(uv)）を検出できれば、残りの一相分を算出することで、補償電流（Ia(uvw)）のｄ軸成分（id）及びｑ軸成分（iq）を得ることができる。
　ハイパスフィルタ（26d）は、第１のｄｑ変換部（26b）によって得られた負荷電流（Io(uvw)）のｄ軸成分の高域成分（idh）を出力する。
　第１の減算部（26e）は、出力電圧指令値（Vdc*）から、電流補償部用インバータ（21）の直流側ノード（21a,21b）間の直流電圧（Vdc）を減算して減算結果を出力する。
　電圧制御部（26f）は、第１の減算部（26e）によって出力された減算結果に対して比例積分制御を行って修正値を求める。
　第１の加算部（26g）は、ハイパスフィルタ（26d）によって出力されたｄ軸成分の高域成分（idh）と、電圧制御部（26f）によって求められた修正値とを加算し、加算結果をｄ軸成分の指令値（id*）として出力する。
　第２の減算部（26h）は、第１の加算部（26g）により出力された指令値（id*）から、第２のｄｑ変換部（26c）によって得られた補償電流（Ia(uvw)）のｄ軸成分（id）を減算して減算結果を出力する。
　第３の減算部（26i）は、第１のｄｑ変換部（26b）によって得られた負荷電流（Io(uvw)）のｑ軸電流（iq*）から、第２のｄｑ変換部（26c）によって得られた補償電流（Ia(uv)）のｑ軸電流（iq）を減算して減算結果を出力する。
　第１の電流制御部（26j）は、第２の減算部（26h）によって出力される減算結果が小さくなるようにｄ軸成分の出力電圧指令値（Vid）を生成する。第１の電流制御部（26j）は、例えば、比例積分制御によってｄ軸成分の出力電圧指令値（Vid）を生成する。
　第２の電流制御部（26k）は、第３の減算部（26i）によって出力される減算結果が小さくなるようにｑ軸成分の出力電圧指令値（Viq）を生成する。第２の電流制御部（26k）は、例えば、比例積分制御によってｑ軸成分の出力電圧指令値（Viq）を生成する。
　駆動信号生成部（27）は、電流補償部用インバータ（21）に同期整流動作をさせるように、電流補償部用インバータ（21）のスイッチング素子（Sr1,Sr2,Ss1,Ss2,St1,St2）を駆動する駆動信号（Sd）を前記出力電圧指令値（Vid,Viq）に基づいて三相変調方式により生成する。駆動信号（Sd）の生成に用いる第２搬送波の周波数である第２キャリア周波数は、１００ｋＨｚ以下に設定される。スイッチング素子（Sr1,Sr2,Ss1,Ss2,St1,St2）を駆動信号（Sd）で駆動する際に、駆動信号（Sd）にデッドタイムを設けると、電流補償部用インバータ（21）の交流側の実際の出力電圧（Va(uvw)）と前記出力電圧指令値（Vid,Viq）との間に誤差が生じる。
　上述のように構成された電力変換装置（100）において、駆動信号（Sd）のデッドタイムと、ＩＥＣ（International Electrotechnical Commission）が制定する高調波規格であるＩＥＣ６１０００－３－２で定められた高調波成分の最大発生量に対する，実験時の電源電流（Is(uvw)）に含まれる高調波成分の発生量の比（規格値に対する実験値の比）との関係は、図４に示すようになる。図４は、第２キャリア周波数を１６ｋＨｚ、３２ｋＨｚ、４８ｋＨｚとした各場合を示す。第２キャリア周波数は、駆動信号（Sd）の生成に用いる第２搬送波の周波数である。図４に示す関係に基づいて、第２キャリア周波数が高い程、電源電流（Is(uvw)）を規格に適合させるためにデッドタイムを短くする必要があると推定される。
　また、上述のように構成された電力変換装置（100）において、電力変換部（10）の最大入力電力と、ＩＥＣ６１０００－３－２で定められた高調波成分の最大発生量に対する，実験時の電源電流（Is(uvw)）に含まれる高調波成分の発生量の比（規格値に対する実験値の比）との関係は、図５に示すようになる。図５は、第２キャリア周波数を１６ｋＨｚ、デッドタイムを３．０μｓとし、駆動信号（Sd）の生成に三相変調方式を採用する場合と、二相変調方式を採用する場合とを示す。図５に示す関係に基づいて、電力変換部（10）の最大入力電力が大きい程、高調波成分の発生量が大きくなることが推定される。
　図６は、電力変換部（10）の最大入力電力を１０ｋＷとした場合に、電源電流（Is(uvw)）に含まれる高調波成分の発生量が、ＩＥＣ６１０００－３－２で定められた最大発生量となるときのデッドタイム（μs）を、複数種類の第２キャリア周波数について示す表である。図７は、図６の表に対応するグラフである。図６及び図７は、駆動信号（Sd）の生成に、三相変調方式を採用する場合と、二相変調方式を採用する場合のデッドタイムを示す。
　図８は、第２キャリア周波数を３２ｋＨｚ、電力変換部（10）の最大入力電力を１０ｋＷとし、デッドタイムを０．５μｓ、１．０μｓにした場合に電源電流（Is(uvw)）に含まれる高調波成分の各次数に対応する電流値を示す。デッドタイムを１．０μｓにした場合には、３５次の高調波成分がＩＥＣ６１０００－３－２で定められた最大発生量を超える。デッドタイムを０．５μｓにした場合には、すべての次数において、高調波成分がＩＥＣ６１０００－３－２で定められた最大発生量を下回る。
　上記図４～図８に示される情報に基づいて、発明者らは、駆動信号（Sd）のデッドタイムを、下式（II）が成り立つように設定することにより、電源電流（Is(uvw)）に含まれる高調波成分を効果的に低減でき、ＩＥＣ６１０００－３－２に電源電流（Is(uvw)）を適合させ易くできると導き出した。
　以下、式（II）において、第２キャリア周波数をｆｓｗ（ｋＨｚ）、前記電力変換部（10）の最大入力電力をＰｍａｘ（ｋＷ）、前記駆動信号（Sd）のデッドタイムをＴｄ（μｓ）とする。
　Ｔｄ≦（３４．００／ｆｓｗ－０．１４５）（１．５５－０．０５５＊Ｐｍａｘ）・・・（II）
　本実施形態１では、駆動信号生成部（27）が、前記式（II）が成立するように、駆動信号（Sd）を生成する。
　また、本実施形態１では、駆動信号生成部（27）が、式（II）に加え、以下の式（III）及び式（IV）が成立するように、駆動信号（Sd）を生成する。
　式（III）及び式（IV）において、第２キャリア周波数をｆｓｗ（ｋＨｚ）、電力変換部（10）の最大入力電力をＰｍａｘ（ｋＷ）、駆動信号（Sd）のデッドタイムをＴｄ（μｓ）、電流補償部用リアクトル（23）に流れる電流が０Ａであるときの電流補償部用リアクトル（23）のインダクタンスをＬａｃ（ｍＨ）とする。
　Ｌａｃ≦１６／Ｐｍａｘ・・・（III）
　Ｔｄ≦（３４．００／ｆｓｗ－０．１４５）・・・（IV）
　図９Ａは、駆動信号（Sd）のデッドタイムを０．５μｓ、第２キャリア周波数を１６ｋＨｚ、電力変換部（10）の最大入力電力を１０ｋＷ、電流補償部用リアクトル（23）に流れる電流が０Ａであるときの電流補償部用リアクトル（23）のインダクタンスを１．０ｍＨとした場合の電源電流（Is(uvw)）、補償電流（Ia(uvw)）、及び負荷電流（Io(uvw)）を示す。図９Ｂは、駆動信号（Sd）のデッドタイムを０．５μｓ、第２キャリア周波数を１６ｋＨｚ、電力変換部（10）の最大入力電力を１０ｋＷ、電流補償部用リアクトル（23）に流れる電流が０Ａであるときの電流補償部用リアクトル（23）のインダクタンスを２．２ｍＨとした場合の図９Ａ相当図である。図９Ｃは、駆動信号（Sd）のデッドタイムを０．５μｓ、第２キャリア周波数を１６ｋＨｚ、電力変換部（10）の最大入力電力を５ｋＷ、電流補償部用リアクトル（23）に流れる電流が０Ａであるときの電流補償部用リアクトル（23）のインダクタンスを１．０ｍＨとした場合の図９Ａ相当図である。図９Ｄは、駆動信号（Sd）のデッドタイムを０．５μｓ、第２キャリア周波数を１６ｋＨｚ、電力変換部（10）の最大入力電力を５ｋＷ、電流補償部用リアクトル（23）に流れる電流が０Ａであるときの電流補償部用リアクトル（23）のインダクタンスを２．２ｍＨとした場合の図９Ａ相当図である。
　図９Ｂでは、電流補償部用リアクトル（23）のインダクタンスが図９Ａの場合に比べて大きいので、負荷電流（Io(uvw)）の変化に応じた補償電流（Ia(uvw)）の変化の傾きが、図９Ａにおける傾きＳＬＡよりも緩やかになり、電源電流（Is(uvw)）に含まれる高調波成分が増加し、電源電流（Is(uvw)）の波形が歪む。したがって、ＩＥＣ６１０００－３－２に電源電流（Is(uvw)）を適合させることが困難になる。図９Ｄでも、電流補償部用リアクトル（23）のインダクタンスが図９Ｃの場合に比べて大きいので、負荷電流（Io(uvw)）の変化に応じた補償電流（Ia(uvw)）の変化の傾きが、図９Ｃにおける傾きＳＬＣよりも緩やかになる。しかし、電力変換部（10）の最大入力電力が小さいので、電源電流（Is(uvw)）に含まれる高調波成分、及び電源電流（Is(uvw)）の波形の歪みは、図９Ａと同等になる。したがって、ＩＥＣ６１０００－３－２に電源電流（Is(uvw)）を適合させることが容易になる。
　また、電流補償部用インバータ（21）は、電流補償部用リアクトル（23）及び電流補償部用フィルタ（24）を介して電源系統に接続されているので、電流補償部（20）の回路は、図１０に示すような等価回路によって表すことができる。図１０中、電源電流（Is(uvw)）をｉｓ、負荷電流（Io(uvw)）をｉｉ、電源電圧をＶｓ、電流補償部用インバータ（21）が出力する出力電圧（Va(uvw)）をｖａ、電流補償部用リアクトル（23）に流れるリアクトル電流（ia(uvw)）をｉａ、電流補償部用リアクトル（23）のインダクタンスをＬａ、フィルタ用リアクトル（24a）のインダクタンスをＬｆ、フィルタ用コンデンサ（24b）の容量をＣｆ、フィルタ用リアクトル（24a）を流れる電流をｉｆ、フィルタ用コンデンサ（24b）を流れる電流をｉｃ、フィルタ用コンデンサ（24b）の電圧をｖｃとしている。ｖａに対するｉａの伝達関数Ｇｐは、下式（V）で表される。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000001
　式（V）に示されるように、電流補償部用リアクトル（23）のインダクタンスがフィルタ用リアクトル（24a）のインダクタンスよりも大きければ、伝達関数Ｇｐは、電流補償部用リアクトル（23）のインダクタンスに略反比例する特性となる。
　また、補償制御部（26）は、検出されたリアクトル電流（ia(uvw)）に基づいて、当該リアクトル電流（ia(uvw)）から算出した電流値（id,iq）が、負荷電流（Io(uvw)）から高調波成分を抽出することによって得た指令値（id*,iq*）に一致するように、第１及び第２の電流制御部（26j,26k）を用いてフィードバック制御を行っている。リアクトル電流（ia(uvw)）に対する，電流補償部用インバータ（21）が出力する出力電圧（Va(uvw)）の伝達関数をＧｃとすると、電流補償部（20）に含まれる電流制御システムを、図１１に示すように表せる。
　図１２Ａは、伝達関数Ｇｐ、Ｇｃ及びそれらの合計のゲイン線図を示し、図１２Ｂは、伝達関数Ｇｐ、Ｇｃ及びそれらの合計の位相線図を示す。電流補償部（20）全体のゲイン特性は、第１及び第２の電流制御部（26j,26k）のゲイン特性が一定であれば、電流補償部用リアクトル（23）のインダクタンスに応じて変化することになる。図１２Ａにおいて、破線で囲んだ箇所で、電流補償部用フィルタ（24）の共振が発生している。
　電流制御の安定性を確保するためには、電流補償部用リアクトル（23）の直流重畳特性は、フラットな特性が望ましい。電流補償部用リアクトル（23）に流れる電流がピーク電流であるときに安定性を確保すると、当該電流が少ないときに制御性能が低下し、電源電流（Is(uvw)）に含まれる高調波成分が増大する。電流補償部用リアクトル（23）に流れる電流が０Ａであるときの前記電流補償部用リアクトル（23）のインダクタンスである零電流時インダクタンスに対する前記電流補償部用リアクトル（23）に流れる電流がピーク電流であるときの前記電流補償部用リアクトル（23）のインダクタンスであるピーク電流時インダクタンスの比率を１／３以上に設定することにより、電流制御の安定性を確保し、高調波電流を低減できる。
　本実施形態１では、零電流時インダクタンスに対するピーク電流時インダクタンスの比率が、１／３以上に設定される。
　図１３Ａでは、ピーク電流（Ipeak）が１２Ａであり、零電流時インダクタンス（Lzero）が２．２ｍＨとなり、ピーク電流時インダクタンス（Lpeak）が０．６ｍＨとなっている。したがって、零電流時インダクタンス（Lzero）に対するピーク電流時インダクタンス（Lpeak）の比率が、１／３未満となっている。
　図１３Ｂでは、ピーク電流（Ipeak）が１２Ａであり、零電流時インダクタンス（Lzero）が１．３ｍＨとなり、ピーク電流時インダクタンス（Lpeak）が０．６ｍＨとなっている。したがって、零電流時インダクタンス（Lzero）に対するピーク電流時インダクタンス（Lpeak）の比率が、１／３以上となっている。
　また、図１２Ａ及び図１２Ｂにも示されるように、電流補償部用フィルタ（24）の共振周波数を４ｋＨｚ以上に設定したので、４ｋＨｚよりも小さい周波数において、電流補償部用フィルタ（24）の共振による補償電流（Ia(uvw)）への影響を小さくできる。したがって、三相交流の周波数が５０Ｈｚ又は６０Ｈｚである場合に、電源電流（Is(uvw)）に含まれる４０次までの高調波成分を確実に低減でき、補償電流（Ia(uvw)）を安定して制御できる。
　また、前記式（V）に示されるように、フィルタ用リアクトル（24a）のインダクタンスは、電流補償部用リアクトル（23）のインダクタンスよりも小さく設定することが好ましい。
　本実施形態１では、電力変換部用コンデンサ（14）の容量値を、整流回路（11）の出力電圧の変動を許容する程度に小さく設定したので、電力変換部用コンデンサ（14）の容量値を、整流回路（11）の出力電圧の変動を吸収するように大きく設定した場合に比べ、整流回路（11）の出力電流の変動幅を小さくし、補償電流（Ia(uvw)）のピーク値を抑制できる。
　図１４Ａは、電力変換部（10）の最大入力電力を１０ｋＷとし、電力変換部用コンデンサ（14）の容量値を、整流回路（11）の出力電圧の変動を吸収するように設定した場合、いわゆるコンデンサインプット形を採用した場合における電源電流（Is(uvw)）、負荷電流（Io(uvw)）、及び補償電流（Ia(uvw)）を例示する。図１４Ｂは、電力変換部（10）の最大入力電力を１０ｋＷとし、電力変換部用コンデンサ（14）の容量値を、整流回路（11）の出力電圧の変動を許容するように設定した場合における図１４Ａ相当図である。
　図１４Ａでは、補償電流（Ia(uvw)）の実効値が６．８Ａとなり、補償電流（Ia(uvw)）のピーク値が１５．３Ａとなっている。これに対し、図１４Ｂでは、補償電流（Ia(uvw)）の実効値が４．５Ａとなり、補償電流（Ia(uvw)）のピーク値が１１．０Ａとなっている。つまり、補償電流（Ia(uvw)）の実効値及びピーク値を、図１４Ａの場合の２／３に抑制できている。
　また、電流補償部用コンデンサ（22）の容量を、電力変換部用コンデンサ（14）の容量以下にした場合に比べ、電流補償部用インバータ（21）の直流側ノード（21a,21b）間の直流電圧（Vdc）の脈動を抑制できるので、電源電流（Is(uvw)）に含まれる高調波成分をより確実に低減できる。
　図１５Ａは、電流補償部用コンデンサ（22）の容量を１９５μＦとし、電力変換部用コンデンサ（14）の容量を３０μＦとした場合における電源電流（Is(uvw)）、補償電流（Ia(uvw)）、及び直流電圧（Vdc）を例示する。図１５Ｂは、電流補償部用コンデンサ（22）の容量を１５μＦとし、電力変換部用コンデンサ（14）の容量を３０μＦとした場合における図１５Ａ相当図である。
　図１５Ｂでは、図１５Ａに比べ、直流電圧（Vdc）の変動幅が大きくなり、電源電流（Is(uvw)）のひずみが大きくなっている。
　また、本実施形態１では、電流補償部用インバータ（21）のスイッチング素子（Sr1,Sr2,Ss1,Ss2,St1,St2）として、ユニポーラトランジスタを使用して同期整流動作するので、スイッチング素子（Sr1,Sr2,Ss1,Ss2,St1,St2）としてバイポーラトランジスタを使用する場合に比べ、スイッチング素子（Sr1,Sr2,Ss1,Ss2,St1,St2）の導通時に生じる導通電圧を低くできる。したがって、当該導通電圧に起因して電流補償部用インバータ（21）が出力する出力電圧（Va(uvw)）に誤差が生じるのを抑制し、電源電流（Is(uvw)）に含まれる高調波成分をより確実に低減できる。
　図１６は、スイッチング素子（Sr1,Sr2,Ss1,Ss2,St1,St2）と逆並列に還流ダイオードとしてＳｉ－ＰｉＮ（Silicon p-intrinsic-n）ダイオードを設けた場合に還流ダイオードを流れる電流、及びスイッチング素子（Sr1,Sr2,Ss1,Ss2,St1,St2）がＭＯＳＦＥＴである場合にスイッチング素子（Sr1,Sr2,Ss1,Ss2,St1,St2）を逆方向に流れる電流と、導通電圧との関係を示すグラフである。
　ここで、スイッチング素子（Sr1,Sr2,Ss1,Ss2,St1,St2）を流れる電流のピーク値を１２Ａ（図１６中、符号ｉｐで示す）とし、一般的なダイオードの導通電圧をＶｆ、ＭＯＳＦＥＴの導通電圧をＶｓｄとする。すると、Ｖｆが１．８Ｖであるのに対して、Ｖｓｄは、オン抵抗が１００ｍΩであるとすると、以下の式（VI）に示すように、１．１Ｖとなる。
　Ｖｓｄ＝１１Ａ＊０．１Ω＝１．１Ｖ　・・・（VI）
　したがって、本実施形態１によると、前記式（II）～（IV）が成立するように、駆動信号生成部（27）に駆動信号（Sd）を生成させるので、電源電流（Is(uvw)）に含まれる高調波成分を効果的に低減できる。よって、ＩＥＣ６１０００－３－２に電源電流（Is(uvw)）を適合させ易い。
　また、零電流時インダクタンス（Lzero）に対するピーク電流時インダクタンス（Lpeak）の比率を、１／３以上に設定したので、当該比率を１／３未満に設定した場合に比べ、電源電流（Is(uvw)）に含まれる高調波成分をより確実に低減でき、補償電流（Ia(uvw)）を安定して制御できる。
　また、スイッチング素子（Sr1,Sr2,Ss1,Ss2,St1,St2）を、ワイドバンドギャップ半導体を主材料とした素子とし、スイッチング素子（Sr1,Sr2,Ss1,Ss2,St1,St2）のオン抵抗を、１００ｍΩ以下としたので、スイッチング素子（Sr1,Sr2,Ss1,Ss2,St1,St2）のスイッチング速度を速くし、デッドタイムを短くし易い。したがって、電源電流（Is(uvw)）に含まれる高調波成分を低減し易い。
　また、第２キャリア周波数を１００ｋＨｚ以下に設定したので、１００ｋＨｚより高くした場合に比べ、デッドタイムを長く確保できる。
　《実施形態２》
　本実施形態２では、駆動信号生成部（27）が、電流補償部用インバータ（21）に同期整流動作をさせるように、駆動信号（Sd）を出力電圧指令値（Vid,Viq）に基づいて二相変調方式により生成する。その他の構成は、実施形態１と同じである。
　駆動信号（Sd）の生成に二相変調方式を採用した場合、駆動信号（Sd）のデッドタイムと、ＩＥＣ６１０００－３－２で定められた高調波成分の最大発生量に対する，実験時に電源電流（Is(uvw)）に含まれる高調波成分の発生量の比（規格値に対する実験値の比）との関係は、図１７に示すようになる。図１７は、第２キャリア周波数を１６ｋＨｚ、３２ｋＨｚ、４８ｋＨｚとした各場合を示す。図１７に示す関係に基づいて、第２キャリア周波数が高い程、電源電流（Is(uvw)）を規格に適合させるためにデッドタイムを短くする必要があると推定される。
　図１８は、二相変調方式を採用し、第２キャリア周波数を４８ｋＨｚ、電力変換部（10）の最大入力電力を１０ｋＷとし、デッドタイムを０．５μｓｅｃ、１．０μｓｅｃにした場合に電源電流（Is(uvw)）に含まれる高調波成分の電流値を示す。デッドタイムを１．０μｓｅｃにした場合には、８次、３４次、３５次及び４０次の高調波成分がＩＥＣ６１０００－３－２で定められた最大発生量を超える。デッドタイムを０．５μｓｅｃにした場合には、すべての次数において、高調波成分がＩＥＣ６１０００－３－２で定められた最大発生量を下回る。
　図１９Ａは、第２キャリア周波数を４８ｋＨｚ、電力変換部（10）の最大入力電力を１０ｋＷとし、デッドタイムを０．５μｓｅｃにした場合における直流電圧（Vdc）、電源電流（Is(uvw)）、負荷電流（Io(uvw)）、及び補償電流（Ia(uvw)）を示す。図１９Ｂは、第２キャリア周波数を４８ｋＨｚ、電力変換部（10）の最大入力電力を１０ｋＷとし、デッドタイムを１．０μｓｅｃにした場合における図１９Ａ相当図である。上述の通り、図１９Ａにおいて、図１９Ｂよりも電源電流（Is(uvw)）に含まれる高調波成分が低減している。
　上記図６、図７及び図１７～図１９に示される情報に基づいて、発明者らは、前記駆動信号（Sd）のデッドタイムを、下式（VII）が成り立つように設定することにより、電源電流（Is(uvw)）に含まれる高調波成分を効果的に低減でき、ＩＥＣ６１０００－３－２に電源電流（Is(uvw)）を適合させ易くできると導き出した。
　以下、式（VII）において、第２キャリア周波数をｆｓｗ（ｋＨｚ）、電力変換部（10）の最大入力電力をＰｍａｘ（ｋＷ）、駆動信号（Sd）のデッドタイムをＴｄ（μｓ）とする。
　Ｔｄ≦（４５．２３／ｆｓｗ－０．１３５）（１．４８－０．０４８＊Ｐｍａｘ）・・・（VII）
　本実施形態２では、駆動信号生成部（27）が、前記式（VII）が成立するように、駆動信号（Sd）を生成する。
　また、本実施形態２では、駆動信号生成部（27）が、式（VII）に加え、以下の式（VIII）及び式（IX）が成立するように、駆動信号（Sd）を生成する。
　式（VIII）及び式（IX）において、第２キャリア周波数をｆｓｗ（ｋＨｚ）、電力変換部（10）の最大入力電力をＰｍａｘ（ｋＷ）、駆動信号のデッドタイムをＴｄ（μｓ）、電流補償部用リアクトル（23）に流れる電流が０Ａであるときの電流補償部用リアクトル（23）のインダクタンスをＬａｃ（ｍＨ）とする。
　Ｌａｃ≦１６／Ｐｍａｘ・・・（VIII）
　Ｔｄ≦（４５．２３／ｆｓｗ－０．１３５）・・・（IX）
　また、本実施形態２では、駆動信号生成部（27）が、直流電圧（Vdc）に対する交流側の線間電圧の振幅の割合が７０％以上となるように、出力電圧指令値（Vid,Viq）に基づいて駆動信号（Sd）を生成する。具体的には、図２０に示すように、駆動信号生成部（27）は、変調率算出部（27a）と、リミッタ（27b）と、ＰＷＭ変調部（27c）とを有している。
　変調率算出部（27a）は、第１及び第２の電流制御部（26j,26k）によって生成された出力電圧指令値（Vid,Viq）に基づいて、位相（ψ）及び変調率（ks）を算出する。変調率（ks）は、直流電圧（Vdc）に対する交流側の線間電圧の振幅（最大値）の割合を意味する。
　位相（ψ）の値をψ、出力電圧指令値（Vid,Viq）をＶｉｄ、Ｖｉｑとすると、ψは、以下の式（X）によって算出できる。
　ψ＝ｔａｎ－１（Ｖｉｑ／Ｖｉｄ）　・・・（X）
　変調率（ks）をｋｓとすると、ｋｓは、以下の式（XI）及び（XII）に基づいて算出できる。ここで、Ｖｉは、電流補償部用インバータ（21）の交流側の線間電圧の実効値である。
　Ｖｉ＝Ｖｉｄ／ｃｏｓψ　・・・（XI）
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000002
　リミッタ（27b）は、変調率算出部（27a）によって算出された変調率（ks）が０．７以上である場合には、変調率算出部（27a）によって算出された変調率（ks）をそのまま出力する一方、変調率（ks）が０．７を下回っている場合には、０．７を変調率（ks）として出力する。
　ＰＷＭ変調部（27c）は、リミッタ（27b）によって出力された位相（ψ）及び変調率（ks）に基づいて、駆動信号（Sd）を生成する。ＰＷＭ変調部（27c）による駆動信号（Sd）の生成には、第２搬送波が用いられる。第２搬送波のキャリア周波数である第２キャリア周波数として、１００Ｈｚ以下の周波数が採用される。
　本実施形態２では、変調率（ks）を７０％以上とするので、変調率（ks）を７０％未満とした場合に比べ、変調対象の相の切り替え時に、電流補償部用インバータ（21）のスイッチング素子（Sr1,Sr2,Ss1,Ss2,St1,St2）のデューティ比が急速に変化するのを抑制できる。したがって、電源電流（Is(uvw)）に含まれる高調波成分をより確実に低減できる。
　図２１Ａは、変調率（ks）を４０％とした場合における、電流補償部用インバータ（21）の上アームの３つのスイッチング素子（Sr1,Ss1,St1）のデューティ比と、位相との関係を示す。図２１Ｂは、変調率（ks）を７０％とした場合における、図２１Ａ相当図である。変調率（ks）を７０％とした場合には、変調率（ks）を４０％とした場合に比べ、変調対象の相の切り替え時に、電流補償部用インバータ（21）のスイッチング素子（Sr1,Ss1,St1）のデューティ比の変化が小さくなっている。
　したがって、本実施形態２によると、前記式（VII）～（IX）が成立するように、駆動信号生成部（27）に駆動信号（Sd）を生成させるので、電源電流（Is(uvw)）に含まれる高調波成分を効果的に低減できる。よって、ＩＥＣ６１０００－３－２に電源電流（Is(uvw)）を適合させ易い。
　《実施形態３》
　図２２は、本開示の実施形態３に係る電力変換装置（100）を示す。
　本実施形態３では、駆動信号生成部（27）が、リミッタ（27b）を備えておらず、ＰＷＭ変調部（27c）は、変調率算出部（27a）によって出力された変調率（ks）に基づいて、駆動信号（Sd）を生成する。
　また、補償制御部（26）が、直流電圧指令値算出部（28）をさらに備えている。
　直流電圧指令値算出部（28）は、電流補償部用インバータ（21）の交流側の線間電圧の平均値の２倍以下となるように、ｄ軸成分の出力電圧指令値（Vid）に基づいて直流電圧指令値（Vdc*）を算出する。具体的には、直流電圧指令値算出部（28）は、平均値算出部（28a）と、乗算部（28b）とを有している。
　平均値算出部（28a）は、ｄ軸成分の出力電圧指令値（Vid）の平均値を算出する。
　乗算部（28b）は、平均値算出部（28a）によって算出された平均値を所定ゲイン（KVI）倍し、直流電圧指令値（Vdc*）を算出する。所定ゲイン（KVI）は、２以下に設定される。
　補償制御部（26）の位相検出部（26a）と、第１及び第２のｄｑ変換部（26b,26c）と、ハイパスフィルタ（26d）と、第１の減算部（26e）と、電圧制御部（26f）と、第１の加算部（26g）と、第２及び第３の減算部（26h,26i）と、第１及び第２の電流制御部（26j,26k）とが、直流電圧（Vdc）、及び直流電圧指令値（Vdc*）に基づいて、出力電圧指令値（Vid,Viq）を算出する電圧指令値算出部（29）を構成している。
　なお、直流電圧指令値算出部（28）が、電流補償部用インバータ（21）の交流側の線間電圧の平均値の２倍以下となるように、電流補償部用インバータ（21）の交流側の線間電圧の実効値に基づいて直流電圧指令値（Vdc*）を算出するようにしてもよい。電流補償部用インバータ（21）の交流側の線間電圧の実効値と、ｄ軸成分の出力電圧指令値（Vid）との関係は、前記式（XI）に示した通りである。
　その他の構成は、実施形態２と同じであるので、同一の構成には同じ符号を付してその詳細な説明を省略する。
　したがって、本実施形態３によると、電流補償部用インバータ（21）の交流側の線間電圧の平均値の２倍以下となるように、直流電圧指令値（Vdc*）を算出するので、直流電圧（Vdc）に対する交流側の線間電圧の振幅の割合が７０％以上となる。したがって、直流電圧指令値（Vdc*）を、前記電流補償部用インバータ（21）の交流側の線間電圧の平均値の２倍よりも高くした場合に比べ、変調対象の相の切り替え時に、電流補償部用インバータ（21）のスイッチング素子（Sr1,Sr2,Ss1,Ss2,St1,St2）のデューティ比が急速に変化するのを抑制でき、電源電流（Is(uvw)）に含まれる高調波成分をより確実に低減できる。
　《その他変形例》
　前記実施形態１～３では、高調波発生源を、第１～第３の導線（601,602,603）のうち第１及び第２の導線（601,602）に接続したが、第１～第３の導線（601,602,603）のうち１つの導線だけに接続してもよいし、３つすべての導線に接続してもよい。
　前記実施形態３では、直流電圧指令値算出部（28）が、直流電圧指令値（Vdc*）を、電流補償部用インバータ（21）の交流側の線間電圧の平均値の２倍以下となるように算出したが、電流補償部用インバータ（21）の交流側の線間電圧の基本周波数成分の２倍以下となるように算出してもよい。つまり、平均値算出部（28a）が、ｄ軸成分の出力電圧指令値（Vid）の基本周波数成分を算出するようにしてもよい。
　また、前記実施形態１では、駆動信号生成部（27）が、式（II）～（IV）を満たすように駆動信号（Sd）を生成したが、式（II）を満たさず、式（III）及び式（IV）だけを満たすように駆動信号（Sd）を生成するようにしてもよい。また、式（III）及び式（IV）の両方、又は一方を満たさず、式（II）を満たすように駆動信号（Sd）を生成するようにしてもよい。
　また、実施形態２では、駆動信号生成部（27）が、式（VII）～（IX）を満たすように駆動信号（Sd）を生成したが、式（VII）を満たさず、式（VIII）及び式（IX）だけを満たすように駆動信号（Sd）を生成するようにしてもよい。また、式（VIII）及び式（IX）の両方、又は一方を満たさず、式（VII）を満たすように駆動信号（Sd）を生成するようにしてもよい。
　前記実施形態１～３では、電力変換装置（100）を空気調和システム（1）に設けたが、温度や湿度等を調整するための他のヒートポンプシステムに設けてもよい。具体的には、暖房・給湯システム、内部の温度を調和するショーケース、冷蔵機、冷凍機、給湯器等のヒートポンプシステムに設けてもよい。
　以上説明したように、本開示は、交流電源により出力される三相交流に対し、電力変換を行う電力変換部と、前記交流電源に補償電流を流す電流補償部とを備えた電力変換装置及びそれを備えたヒートポンプシステムについて有用である。
１　　　空気調和システム（ヒ―トポンプシステム）
２　　　交流電源
１０　　　電力変換部 
１１　　　整流回路 
１２　　　電力変換部用インバータ 
１２ａ　　第１の直流ノード
１２ｂ　　第２の直流ノード 
１３　　　電力変換部用リアクトル 
１４　　　電力変換部用コンデンサ 
２０　　　電流補償部 
２１　　　電流補償部用インバータ 
２１ａ，２１ｂ　　　直流ノード
２２　　　電流補償部用コンデンサ 
２３　　　電流補償部用リアクトル 
２４　　　電流補償部用フィルタ 
２４ａ　　フィルタ用リアクトル 
２４ｂ　　フィルタ用コンデンサ 
２６　　　補償制御部 
２７　　　駆動信号生成部 
２８　　　直流電圧指令値算出部
２９　　　電圧指令値算出部
１００　　　電力変換装置 
３００　　　室内機（高調波発生源）
４００　　　室外ファン（高調波発生源）
６０１　　　第１の導線 
６０２　　　第２の導線
６０３　　　第３の導線
Ｉａ（ｕｖｗ）　　　補償電流
Ｉｏ（ｕｖｗ）　　　負荷電流
Ｖｉｄ，Ｖｉｑ　　　出力電圧指令値
Ｖｄｃ　　　直流電圧
Ｖｄｃ＊　　　直流電圧指令値
Ｓｒ１，Ｓｒ２，Ｓｒ３，Ｓｒ４，Ｓｒ５，Ｓｒ６　　　スイッチング素子
Ｓｄ　　　駆動信号

Claims (14)

  1. 　交流電源（2）により出力される三相交流に対し、電力変換を行う電力変換部（10）と、
    　前記交流電源（2）に補償電流（Ia(uvw)）を流す電流補償部（20）とを備えた電力変換装置であって、
    　前記電流補償部（20）は、
    　複数のスイッチング素子（Sr1,Sr2,Ss1,Ss2,St1,St2）を有する電流補償部用インバータ（21）と、
    　前記電流補償部用インバータ（21）の直流側ノード（21a,21b）間に接続される電流補償部用コンデンサ（22）と、
    　前記電流補償部用インバータ（21）の交流側と前記交流電源（2）との間に接続される電流補償部用リアクトル（23）と、
    　前記交流電源（2）から前記電力変換装置（100）に供給される電源電流（Is(uvw)）に含まれる高調波成分を前記補償電流（Ia(uvw)）によって低減するように、出力電圧指令値（Vid,Viq）を求める補償制御部（26）と、
    　前記スイッチング素子（Sr1,Sr2,Ss1,Ss2,St1,St2）を駆動する駆動信号（Sd）を前記出力電圧指令値（Vid,Viq）に基づいて三相変調方式により生成する駆動信号生成部（27）とを有し、
    　前記電流補償部用インバータ（21）は、前記スイッチング素子（Sr1,Sr2,Ss1,Ss2,St1,St2）のスイッチング動作により、前記電流補償部用リアクトル（23）を介して前記交流電源（2）に前記補償電流（Ia(uvw)）を流し、
    　前記駆動信号（Sd）の生成に採用されるキャリア周波数をｆｓｗ（ｋＨｚ）、前記電力変換部（10）の最大入力電力をＰｍａｘ（ｋＷ）、前記駆動信号（Sd）のデッドタイムをＴｄ（μｓ）とした場合に、下式（１）が成り立つことを特徴とする電力変換装置。
    　Ｔｄ≦（３４．００／ｆｓｗ－０．１４５）（１．５５－０．０５５＊Ｐｍａｘ）・・・（１）
  2. 　交流電源（2）により出力される三相交流に対し、電力変換を行う電力変換部（10）と、
    　前記交流電源（2）に補償電流（Ia(uvw)）を流す電流補償部（20）とを備えた電力変換装置であって、
    　前記電流補償部（20）は、
    　複数のスイッチング素子（Sr1,Sr2,Ss1,Ss2,St1,St2）を有する電流補償部用インバータ（21）と、
    　前記電流補償部用インバータ（21）の直流側ノード（21a,21b）間に接続される電流補償部用コンデンサ（22）と、
    　前記電流補償部用インバータ（21）の交流側と前記交流電源（2）との間に接続される電流補償部用リアクトル（23）と、
    　前記交流電源（2）から前記電力変換装置（100）に供給される電源電流（Is(uvw)）に含まれる高調波成分を前記補償電流（Ia(uvw)）によって低減するように、出力電圧指令値（Vid,Viq）を求める補償制御部（26）と、
    　前記スイッチング素子（Sr1,Sr2,Ss1,Ss2,St1,St2）を駆動する駆動信号（Sd）を前記出力電圧指令値（Vid,Viq）に基づいて二相変調方式により生成する駆動信号生成部（27）とを有し、
    　前記電流補償部用インバータ（21）は、前記スイッチング素子（Sr1,Sr2,Ss1,Ss2,St1,St2）のスイッチング動作により、前記電流補償部用リアクトル（23）を介して前記交流電源（2）に前記補償電流（Ia(uvw)）を流し、
    　前記駆動信号（Sd）の生成に採用されるキャリア周波数をｆｓｗ（ｋＨｚ）、前記電力変換部（10）の最大入力電力をＰｍａｘ（ｋＷ）、前記駆動信号（Sd）のデッドタイムをＴｄ（μｓ）とした場合に、下式（２）が成り立つことを特徴とする電力変換装置。
    　Ｔｄ≦（４５．２３／ｆｓｗ－０．１３５）（１．４８－０．０４８＊Ｐｍａｘ）・・・（２）
  3. 　交流電源（2）により出力される三相交流に対し、電力変換を行う電力変換部（10）と、
    　前記交流電源（2）に補償電流（Ia(uvw)）を流す電流補償部（20）とを備えた電力変換装置であって、
    　前記電流補償部（20）は、
    　複数のスイッチング素子（Sr1,Sr2,Ss1,Ss2,St1,St2）を有する電流補償部用インバータ（21）と、
    　前記電流補償部用インバータ（21）の直流側ノード（21a,21b）間に接続される電流補償部用コンデンサ（22）と、
    　前記電流補償部用インバータ（21）の交流側と前記交流電源（2）との間に接続される電流補償部用リアクトル（23）と、
    　前記交流電源（2）から前記電力変換装置（100）に供給される電源電流（Is(uvw)）に含まれる高調波成分を前記補償電流（Ia(uvw)）によって低減するように、出力電圧指令値（Vid,Viq）を求める補償制御部（26）と、
    　前記スイッチング素子（Sr1,Sr2,Ss1,Ss2,St1,St2）を駆動する駆動信号（Sd）を前記出力電圧指令値（Vid,Viq）に基づいて三相変調方式により生成する駆動信号生成部（27）とを有し、
    　前記電流補償部用インバータ（21）は、前記スイッチング素子（Sr1,Sr2,Ss1,Ss2,St1,St2）のスイッチング動作により、前記電流補償部用リアクトル（23）を介して前記交流電源（2）に前記補償電流（Ia(uvw)）を流し、
    　前記駆動信号（Sd）の生成に採用されるキャリア周波数をｆｓｗ（ｋＨｚ）、前記電力変換部（10）の最大入力電力をＰｍａｘ（ｋＷ）、前記駆動信号（Sd）のデッドタイムをＴｄ（μｓ）、前記電流補償部用リアクトル（23）に流れる電流が０Ａであるときの前記電流補償部用リアクトル（23）のインダクタンスをＬａｃ（ｍＨ）とした場合に、下式（３）及び下式（４）が成り立つことを特徴とする電力変換装置。
    　Ｌａｃ≦１６／Ｐｍａｘ・・・（３）
    　Ｔｄ≦（３４．００／ｆｓｗ－０．１４５）・・・（４）
  4. 　交流電源（2）により出力される三相交流に対し、電力変換を行う電力変換部（10）と、
    　前記交流電源（2）に補償電流（Ia(uvw)）を流す電流補償部（20）とを備えた電力変換装置であって、
    　前記電流補償部（20）は、
    　複数のスイッチング素子（Sr1,Sr2,Ss1,Ss2,St1,St2）を有する電流補償部用インバータ（21）と、
    　前記電流補償部用インバータ（21）の直流側ノード（21a,21b）間に接続される電流補償部用コンデンサ（22）と、
    　前記電流補償部用インバータ（21）の交流側と前記交流電源（2）との間に接続される電流補償部用リアクトル（23）と、
    　前記交流電源（2）から前記電力変換装置（100）に供給される電源電流（Is(uvw)）に含まれる高調波成分を前記補償電流（Ia(uvw)）によって低減するように、出力電圧指令値（Vid,Viq）を求める補償制御部（26）と、
    　前記スイッチング素子（Sr1,Sr2,Ss1,Ss2,St1,St2）を駆動する駆動信号（Sd）を前記出力電圧指令値（Vid,Viq）に基づいて二相変調方式により生成する駆動信号生成部（27）とを有し、
    　前記電流補償部用インバータ（21）は、前記スイッチング素子（Sr1,Sr2,Ss1,Ss2,St1,St2）のスイッチング動作により、前記電流補償部用リアクトル（23）を介して前記交流電源（2）に前記補償電流（Ia(uvw)）を流し、
    　前記駆動信号（Sd）の生成に採用されるキャリア周波数をｆｓｗ（ｋＨｚ）、前記電力変換部（10）の最大入力電力をＰｍａｘ（ｋＷ）、前記駆動信号（Sd）のデッドタイムをＴｄ（μｓ）、前記電流補償部用リアクトル（23）に流れる電流が０Ａであるときの前記電流補償部用リアクトル（23）のインダクタンスをＬａｃ（ｍＨ）とした場合に、下式（５）及び下式（６）が成り立つことを特徴とする電力変換装置。
    　Ｌａｃ≦１６／Ｐｍａｘ・・・（５）
    　Ｔｄ≦（４５．２３／ｆｓｗ－０．１３５）・・・（６）
  5. 　請求項３又は４に記載の電力変換装置において、
    　前記電流補償部用リアクトル（23）に流れる電流が０Ａであるときの前記電流補償部用リアクトル（23）のインダクタンスに対する前記電流補償部用リアクトル（23）に流れる電流がピーク電流であるときの前記電流補償部用リアクトル（23）のインダクタンスの比率が１／３以上に設定されていることを特徴とする電力変換装置。
  6. 　請求項１～５のいずれか１項に記載の電力変換装置において、
    　前記交流電源（2）と前記電流補償部用リアクトル（23）との間には、前記電流補償部用リアクトル（23）よりもインダクタンスが小さいフィルタ用リアクトル（24a）と、フィルタ用コンデンサ（24b）とを有し、共振周波数が４ｋＨｚ以上に設定されたフィルタ（24）が介在していることを特徴とする電力変換装置。
  7. 　請求項２又は４に記載の電力変換装置において、
    　前記駆動信号生成部（27）は、前記電流補償部用インバータ（21）の直流側ノード（21a,21b）間の直流電圧（Vdc）に対する交流側の線間電圧の振幅の割合が７０％以上となるように、前記出力電圧指令値（Vid,Viq）に基づいて前記駆動信号（Sd）を生成することを特徴とする電力変換装置。
  8. 　請求項２又は４に記載の電力変換装置において、
    　前記補償制御部（26）は、前記電流補償部用インバータ（21）の直流側ノード（21a,21b）間の直流電圧（Vdc）、及び直流電圧指令値（Vdc*）に基づいて、前記出力電圧指令値（Vid,Viq）を算出する電圧指令値算出部（29）と、
    　前記電流補償部用インバータ（21）の交流側の線間電圧の平均値又は基本周波数成分の２倍以下となるように、前記出力電圧指令値（Vid,Viq）に基づいて前記直流電圧指令値（Vdc*）を算出する直流電圧指令値算出部（28）とを備えることを特徴とする電力変換装置。
  9. 　請求項１～８のいずれか１項に記載の電力変換装置において、
    　前記電力変換部（10）は、
    　前記三相交流を直流に整流する整流回路（11）と、
    　前記直流を交流に変換する電力変換部用インバータ（12）と、
    　前記電力変換部用インバータ（12）の直流側ノード（12a,12b）間に接続され、前記整流回路（11）の出力電圧の変動を許容する電力変換部用コンデンサ（14）と、
    　前記交流電源（2）と前記電力変換部用コンデンサ（14）の一端との間に接続された電力変換部用リアクトル（13）とを有することを特徴とする電力変換装置。
  10. 　請求項９に記載の電力変換装置において、
    　前記電流補償部用コンデンサ（22）の容量は、前記電力変換部用コンデンサ（14）の容量よりも大きいことを特徴とする電力変換装置。
  11. 　請求項１～１０のいずれか１項に記載の電力変換装置において、
    　前記電流補償部用インバータ（21）は、３つのレグを構成する６つのユニポーラトランジスタを前記スイッチング素子（Sr1,Sr2,Ss1,Ss2,St1,St2）として備え、
    　前記駆動信号生成部（27）は、前記電流補償部用インバータ（21）に同期整流動作をさせるように前記駆動信号（Sd）を生成することを特徴とする電力変換装置。
  12. 　請求項１１に記載の電力変換装置において、
    　前記スイッチング素子（Sr1,Sr2,Ss1,Ss2,St1,St2）は、ワイドバンドギャップ半導体を主材料とした素子であり、
    　前記スイッチング素子（Sr1,Sr2,Ss1,Ss2,St1,St2）のオン抵抗は、１００ｍΩ以下であることを特徴とする電力変換装置。
  13. 　請求項１～１２のいずれか１項に記載の電力変換装置において、
    　前記キャリア周波数は、１００ｋＨｚ以下であることを特徴とする電力変換装置。
  14. 　請求項１～１３のいずれか１項に記載の電力変換装置を備えたヒートポンプシステムであって、
    　前記三相交流は、前記電力変換部（10）に３本の導線（601,602,603）を介して入力され、
    　前記ヒートポンプシステム（1）は、前記３本の導線（601,602,603）の少なくとも１本の導線（601,602）の電流に高調波を発生させる高調波発生源（300,400）をさらに備えていることを特徴とするヒートポンプシステム。
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