JP2012050177A - 高調波抑制装置 - Google Patents

Abstract

【課題】交流電源へ悪影響を与えることなく、ブートストラップコンデンサーを充電する高調波抑制装置及びそれを備えた空気調和機を得る。
【解決手段】高調波抑制装置７は、スイッチング素子１２ｒ〜１２ｔ及び１２ｘ〜１２ｚをＰＷＭ制御する場合に、０％≦デューティー比＜１００％となるように、デューティー制限をかける。
【選択図】図１

Description

本発明は、交流電源に流れる高調波電流を抑制する高調波抑制装置及びそれを搭載した空気調和機に関する。

従来のアクティブコンバーターとして、自然転流によるダイオード整流モード又は１２０°幅の方形波となるようスイッチング素子をスイッチングさせてブートストラップコンデンサーを充電するものがある（例えば、特許文献１参照）。

また、双方向素子を駆動するブートストラップ回路に配したコンデンサーを充電する技術が示されている（例えば、特許文献２参照）。

特開２００６−１４４９７号公報（第１３−１４頁、図２−４） 特開２０１０−４６９７号公報（第１４頁、図７）

特許文献１で示されるアクティブコンバーターは、自然転流によるダイオード整流モードで充電すべきブートストラップコンデンサーが接続されているアームより交流電源へ電流が流れ出す期間にてブートストラップコンデンサーを充電しようとするものである。

特許文献１の場合、自然転流が発生しない期間、例えば、交流電源の整流後の電圧より平滑コンデンサーの両端電圧の方が高い場合は、自然転流が発生せず、ブートストラップコンデンサーへの充電経路がないため、充電できないという問題点があった。

また、特許文献２の場合、双方向素子をコンバーター回路に適用したものであるが、双方向素子に自然転流という現象は生じず、特許文献１と同様、交流電源を介して充電経路が生成されるため、交流電源の整流電圧よりも平滑コンデンサーの両端電圧の方が高い場合にブートストラップコンデンサーに充電できないという問題点があった。

これらのコンバーターは、平滑コンデンサーと並列に負荷が接続される場合、負荷によって平滑コンデンサーに蓄積された電荷が消費され、交流電源の整流直流電圧よりも平滑コンデンサーの両端電圧の方が低くなる期間が長く発生する。一方、高調波電流を補償するために並列に接続される高調波抑制装置（一般的に、アクティブフィルターと称される）は平滑コンデンサーと並列に負荷が接続されないため、交流電源の整流電圧よりも平滑コンデンサーの両端電圧の方が高い期間が極めて長く、自然転流がほとんど発生しない。したがって、上記のように、自然転流を利用したブートストラップコンデンサーへの充電ができないという問題点があった。

本発明は、上記のような課題を解決するためになされたもので、交流電源へ悪影響を与えることなく、ブートストラップコンデンサーを充電する高調波抑制装置及びそれを備えた空気調和機を得ることを目的とする。

本発明に係る高調波抑制装置は、交流電源の各相にその一端が接続されたリアクターと、２つのスイッチング素子が直列に接続された複数のアームが並列接続され、その接続点である中点に前記リアクターの他端が接続された整流部と、該整流部の出力端に並列接続されたコンデンサーと、前記各スイッチング素子をＯＮ／ＯＦＦ動作させる駆動回路と、前記交流電源に接続され、その交流電圧を直流電圧に変換する電力変換装置から発生する高調波電流を抑制するためのアクティブフィルター電流を生成するために、前記駆動回路に前記スイッチング素子のＯＮ／ＯＦＦ動作を実施させる制御装置と、を備え、前記アームは、前記コンデンサーの正極側から電流を流すか否かを制御する上側スイッチング素子と、前記中点から前記コンデンサーの負極側に電流を流すか否かを制御する下側スイッチング素子との直列回路によって構成され、前記上側スイッチング素子をＯＮ／ＯＦＦ動作させる前記駆動回路は、前記上側スイッチング素子を駆動させるための電源として作用するブートストラップコンデンサーを有し、該ブートストラップコンデンサーは、制御電源から充電され、その負極側が、対応する前記アームの前記中点に接続され、前記制御装置は、前記アクティブフィルター電流による高調波抑制動作を実施している場合において、前記ブートストラップコンデンサーを充電するために、前記スイッチング素子のデューティー比を０％以上１００％未満に制限することを特徴とするものである。

本発明によれば、系統電流に対する高調波抑制動作中において、上下スイッチング素子のＰＷＭ制御において、０％≦デューティー比＜１００％となるデューティー制限をかけることによって、高調波抑制機能を確保しつつ、上側スイッチング素子の駆動回路におけるブートストラップコンデンサーを充電させることができる。

本発明の実施の形態１に係る高調波抑制装置７及び電力変換装置６の回路ブロック図である。 本発明の実施の形態１に係る高調波抑制装置７における駆動回路１４ｒ〜１４ｔの回路構成図である。 図１で示される回路の各部電流波形を示す図である。 本発明の実施の形態２に係る下側スイッチング素子のＯＮ／ＯＦＦ動作を示す動作波形図である。 本発明の実施の形態３に係る空気調和機３６の全体構成図である。 本発明の実施の形態３に係る空気調和機３６の外観斜視図である。

実施の形態１．
（高調波抑制装置７の構成）
図１は、本発明の実施の形態１に係る高調波抑制装置７及び電力変換装置６の回路ブロック図である。
図１で示されるように、三相交流電源１から３本の出力線が延びており、交流電圧を直流電圧に整流する整流器２に接続されている。整流器２の出力側は、リアクター３を介して、整流器２が出力する直流電圧を平滑する平滑コンデンサー４が並列接続されている。その平滑コンデンサー４の両端には、負荷５が並列接続されている。上記の整流器２、リアクター３及び平滑コンデンサー４によって電力変換装置６が構成されている。

この電力変換装置６は、三相交流電源１に対して高調波電流を流すため、その高調波電流を抑制するための高調波抑制装置７が、三相交流電源１と電力変換装置６とを接続する３本の出力線に接続されている。以下、高調波抑制装置７の構成について詳述する。前述の三相交流電源１から延びている３本の出力線のうちの第１の出力線（Ｒ相）は、リアクターであるＡＣＬ１１ａを介して、スイッチング素子１２ｒとスイッチング素子１２ｘとの直列回路におけるその接続線に接続されている（この場合に接続点を以下、中点１５ａという）。また、上記の３本の出力線のうちの第２の出力線（Ｓ相）は、リアクターであるＡＣＬ１１ｂを介して、スイッチング素子１２ｓとスイッチング素子１２ｙとの直列回路におけるその接続線に接続されている（この場合に接続点を以下、中点１５ｂという）。そして、上記の３本の出力線のうちの最後の出力線（Ｔ相）は、リアクターであるＡＣＬ１１ｃを介して、スイッチング素子１２ｔとスイッチング素子１２ｚとの直列回路におけるその接続線に接続されている（この場合に接続点を以下、中点１５ｃという）。上記のスイッチング素子１２ｒとスイッチング素子１２ｘとの直列回路、スイッチング素子１２ｓとスイッチング素子１２ｙとの直列回路、及び、スイッチング素子１２ｔとスイッチング素子１２ｚとの直列回路（以下、単にアームという）は、互いに並列に接続されており、さらに、これらのアームにはコンデンサー１３が並列接続されている。
なお、上記のＡＣＬ１１ａ〜１１ｃは、本発明の「リアクター」に相当する。

また、上記のスイッチング素子１２ｒ〜１２ｔ及び１２ｘ〜１２ｚそれぞれに対し、ダイオードが逆並列に接続されている。さらに、スイッチング素子１２ｒ〜１２ｔ及び１２ｘ〜１２ｚそれぞれには、これらのＯＮ／ＯＦＦ動作をするための駆動信号を出力する駆動回路１４ｒ〜１４ｔ及び１４ｘ〜１４ｚが設置されている。これらの駆動回路１４ｒ〜１４ｔ及び１４ｘ〜１４ｚは、制御装置２０に接続されており、この制御装置２０から制御信号を受信し、その制御信号に基づいて、対応するスイッチング素子のＯＮ／ＯＦＦ動作を実施する。また、上記の６つのスイッチング素子のうち、スイッチング素子１２ｒ〜１２ｔを上側スイッチング素子といい、そして、スイッチング素子１２ｘ〜１２ｚを下側スイッチング素子というものとする。
なお、上記の３つのアームが並列接続され、それぞれのスイッチング素子にダイオードが逆並列に接続されたものは、本発明の「整流器」に相当する。

また、これらのスイッチング素子１２ｒ〜１２ｔ及び１２ｘ〜１２ｚは、ＧａＮ（窒化ガリウム）、ＳｉＣ（シリコンカーバイド）又はダイヤモンド等のワイドバンドギャップ半導体によって構成されている。このワイドバンドギャップ半導体は、耐電圧が高く、許容電流密度も高いので、スイッチング素子の小型化、及び、これらの素子を組み込んだ半導体モジュールの小型化が可能となる。また、ワイドバンドギャップ半導体は、耐熱性もよいので、スイッチング素子に対するヒートシンクを小型化することもできる。さらに、ワイドバンドギャップ半導体をスイッチング素子に適用した場合、そのオン抵抗が低く導通損失が小さくなり、また、スイッチング損失も小さく、総じて電力損失が小さくなり、後述するブートストラップコンデンサー２２の充電時間が短くなる。そして、ワイドバンドギャップ半導体をスイッチング素子に適用した場合、そのＯＮ／ＯＦＦ動作の高周波化が可能となり、後述するようにブートストラップコンデンサー２２への充電タイミングの周期も早くなる。

また、ＡＣＬ１１ａと中点１５ａとの間には、その流れる電流を検出する電流検出器１６ａが設置され、また、ＡＣＬ１１ｃと中点１５ｃとの間には、その流れる電流を検出する電流検出器１６ｃが設置されている。この電流検出器１６ａ及び１６ｃは、制御装置２０に接続されており、検出した電流の電流情報を制御装置２０に送信する。

以上のように、高調波抑制装置７は、ＡＣＬ１１ａ〜１１ｃ、スイッチング素子１２ｒ〜１２ｔ及び１２ｘ〜１２ｚ、コンデンサー１３、駆動回路１４ｒ〜１４ｔ及び１４ｘ〜１４ｚ、電流検出器１６ａ及び１６ｃ、並びに、制御装置２０によって構成されている。

図２は、本発明の実施の形態１に係る高調波抑制装置７における駆動回路１４ｒ〜１４ｔの回路構成図である。
駆動回路１４ｒ〜１４ｔは、前述のように、上側スイッチング素子を駆動させるものであり、図２で示されるように、制御電源からダイオード２１を介して充電されるブートストラップコンデンサー２２、そして、このブートストラップコンデンサー２２の両端電圧によって電源供給され、上側スイッチング素子を駆動させるドライバー素子２３、そして、制御電源からの電流を制限する制限抵抗２４によって構成されている。なお、図２で示されるように、制限抵抗２４は、ダイオード２１のアノード側に接続されているが、カソード側に接続されるものとしてもよい。

また、図示しないが、下側スイッチング素子を駆動させる駆動回路１４ｘ〜１４ｚは、コンデンサー１３の負極を共通化できるので、ダイオード２１を不要とした構成となっており、ブートストラップコンデンサー２２は、常時充電されている。

（高調波抑制装置７の高調波抑制動作中におけるブートストラップコンデンサー２２への充電動作）
図３は、図１で示される回路の各部電流波形を示す図である。このうち、図３（ａ）は、図１で示されるような電力変換装置６に接続された負荷５に流れる負荷電流の波形を示す図であり、図３（ｂ）は、図１で示される高調波抑制装置７から流れ、三相交流電源１に流れる系統電流の高調波を抑制するためのＡＦ（Ａｃｔｉｖｅ Ｆｉｌｔｅｒ、アクティブフィルター）電流の波形を示す図であり、そして、図３（ｃ）は、高調波抑制装置７から流れ出たＡＦ電流によって高調波が抑制された後の三相交流電源１の系統電流の波形を示す図である。
図３（ｃ）で示されるように、高調波抑制装置７によるＡＦ電流によって高調波が抑制された系統電流は、歪みのない正弦波電流となる。この高調波抑制装置７によって、図３（ｂ）で示されるＡＦ電流を流す制御動作については公知技術である。

前述の特許文献１及び特許文献２においては、上側スイッチング素子を駆動する駆動回路にあるブートストラップコンデンサーへの充電方法が示されている。このブートストラップコンデンサーに充電するためには、アームの中点を、本実施の形態のコンデンサー１３に対応する平滑コンデンサーの負極側の電位よりも低下させればよく、そのために自然転流を利用することによって交流電源に短絡電流を流さずに、平滑コンデンサーを介して、ブートストラップコンデンサーを充電する技術が示されている。この特許文献１及び特許文献２においては、平滑コンデンサーに何らかの負荷が並列接続されているので、その負荷により平滑コンデンサーの電荷が消費されるため、スイッチング素子を動作させなくても、逆並列接続されたダイオードによって整流された整流電流が流れ、アームの中点は平滑コンデンサーの負極の電位よりも低下する。換言すれば、特許文献１においては、スイッチング素子に逆並列されたダイオードを介して交流電源から電流が流れることを示し、特許文献２においては、双方向素子のダイオード動作モードを利用することによって、スイッチング素子を動作させなくても平滑コンデンサーに接続された負荷における電荷消費によって自然転流が発生し、ブートストラップコンデンサーは自然に充電されることを示している。

しかしながら、本実施の形態に係る高調波抑制装置７においては、コンデンサー１３の後段に負荷が接続されていないため、コンデンサー１３に充電された電荷は、負荷によって消費されることがない。コンデンサー１３に充電された電荷を消費するものは、スイッチング素子をＯＮ／ＯＦＦ駆動する駆動回路の制御電源である一般的な１５Ｖ又は５Ｖ等の低圧電源のみであり、スイッチング動作が実施されていない場合にのみ自然転流が発生するのみである。これは、高調波抑制装置７が三相交流電源１に対するＡＦ電流の制御によって、電流を吸い込んだり、吐き出したりすることで、コンデンサー１３の両端電圧を、三相交流電源１の整流後の電圧ピークより高く制御するためである。例えば、三相交流電源１の線間電圧の実効値が２００Ｖの場合、スイッチング素子１２ｒ〜１２ｔ及び１２ｘ〜１２ｚの全ての動作を停止している時、コンデンサー１３の両端電圧は約２８０Ｖとなるが、高調波抑制装置７が、スイッチング素子１２ｒ〜１２ｔ及び１２ｘ〜１２ｚを動作させて図３（ｂ）で示されるＡＦ電流を流し、高調波電流の抑制制御を実施している場合には、コンデンサー１３の両端電圧を３００Ｖ以上にまで上昇させることが一般的に知られている。

以下、本実施の形態に係る高調波抑制装置７が、スイッチング素子１２ｒ〜１２ｔ及び１２ｘ〜１２ｚを駆動させて、ＡＦ電流による高調波抑制動作を実施している場合に、上側スイッチング素子を駆動する駆動回路のブートストラップコンデンサー２２に充電させる動作を説明する。上側スイッチング素子を駆動する駆動回路１４ｒ〜１４ｓのブートストラップコンデンサー２２を充電するには、前述の通り、アームの中点１５ａ〜１５ｃの電位をコンデンサー１３の負極より低くすればよい。この中点１５ａ〜１５ｃの電位を低くするには、下側スイッチング素子をＯＮするか、あるいは、この下側スイッチング素子と逆並列接続されているダイオードに電流が流れればよい。

ここで、高調波抑制装置７が、スイッチング素子をＰＷＭ制御する場合、同一のアームの上側スイッチング素子のデューティー比を１００％、そして、下側スイッチング素子のデューティー比を０％とする期間は、ブートストラップコンデンサー２２は充電されない。ブートストラップコンデンサー２２の充電量が低下し、電荷不足になると上側スイッチング素子のＯＮ／ＯＦＦ動作に影響が生じ、系統電流に歪みのある電流が流れてしまう。特に、上側スイッチング素子は、三相交流電源１に電流を吐き出す機能を有するため、その上側スイッチング素子の動作が損なわれると、コンデンサー１３に充電された電荷を三相交流電源１に放出できずに、コンデンサー１３の両端電圧の上昇を招き、過剰電圧となってスイッチング素子の動作停止にも至る可能性がある。

そこで、本実施の形態に係る高調波抑制装置７は、スイッチング素子１２ｒ〜１２ｔ及び１２ｘ〜１２ｚをＰＷＭ制御する場合に、０％≦デューティー比＜１００％となるように、デューティー制限をかける。これによって、キャリア周期に必ずブートストラップコンデンサー２２が充電される期間が存在するようになり、上側スイッチング素子の動作不安定による系統電流の歪みを抑制し、その高調波電流を低減することができる。また、ＰＷＭ制御による上側スイッチング素子のデューティー比が１００％となる期間が微小時間あっても、その駆動によるブートストラップコンデンサー２２に充電された電荷量の低下が少ない範囲であれば問題ない。ただし、ブートストラップコンデンサー２２の電荷量を確保しようとすると、コンデンサー容量が大きくなってしまうことから、１００μＦ〜２２０μＦ以下のコンデンサー容量であることが望ましく、そのためには、デューティー比が１００％となる微小時間は、三相交流電源１の電源周期に対して５％以下であることが望ましい。

また、本実施の形態に係る高調波抑制装置７における同一アームの上側スイッチング素子及び下側スイッチング素子のＯＮ／ＯＦＦ動作においては、上下スイッチング素子が双方ＯＮ動作することによる三相交流電源１の短絡を防止するために、上下スイッチング素子をＯＦＦさせる時間であるデッドタイムＴｄが設定されている。このデッドタイムＴｄ期間は、ブートストラップコンデンサー２２の充電機能にも、ＡＦ電流による高調波抑制動作にも寄与しないので、微小であるほど好ましい。また、上記のようにデューティー制限をかけている時間が長いほど、高調波抑制機能の効果が損なわれてしまうが、このデッドタイムＴｄ基準として、このデッドタイムＴｄよりも小さい時間のデューティー制限時間とすれば、高調波抑制機能にも影響を与えず、かつ、ブートストラップコンデンサー２２への充電動作の機能も確保することができる。

（実施の形態１の効果）
以上の構成及び動作のように、高調波抑制装置７による系統電流に対する高調波抑制動作中において、上下スイッチング素子のＰＷＭ制御において、０％≦デューティー比＜１００％となるデューティー制限をかけることによって、高調波抑制機能を確保しつつ、上側スイッチング素子の駆動回路１４ｒ〜１４ｔにおけるブートストラップコンデンサー２２を充電させることができる。このとき、デッドタイムＴｄを基準として、このデッドタイムＴｄより小さい時間のデューティー制限時間とすることによって、高調波抑制機能にも影響を与えず、かつ、ブートストラップコンデンサー２２への充電動作の機能も確保することができる。

また、高調波抑制動作中に、上側スイッチング素子に対するブートストラップコンデンサー２２を充電することができるので、ブートストラップコンデンサー２２を小型、かつ、小容量のものを使用することができ、低コストな高調波抑制装置７を構成することができる。

また、スイッチング素子１２ｒ〜１２ｔ及び１２ｘ〜１２ｚを、耐電圧が高く、許容電流密度の高いＧａＮ（窒化ガリウム）、ＳｉＣ（シリコンカーバイド）又はダイヤモンド等のワイドバンドギャップ半導体によって構成することによって、スイッチング素子の小型化、及び、これらの素子を組み込んだ半導体モジュールの小型化が可能となる。
また、ワイドバンドギャップ半導体は、耐熱性もよいので、スイッチング素子に対するヒートシンクを小型化することもできる。
さらに、ワイドバンドギャップ半導体をスイッチング素子に適用することによって、そのオン抵抗が低く導通損失が小さくなり、また、スイッチング損失も小さくなり、総じて電力損失が小さくなって、ブートストラップコンデンサー２２の充電時間が短くなり、そして、そのＯＮ／ＯＦＦ動作の高周波化が可能となるので、後述するようにブートストラップコンデンサー２２への充電タイミングの周期も早くすることができる。ここで、仮に、従来の半導体に使用されているＳｉによって構成されたスイッチング素子と、ワイドバンドギャップ半導体によって構成されたスイッチング素子をＯＮ／ＯＦＦ動作させる際に必要な電荷量が同じだと仮定すると、充放電周期が早くなり、充電時間が短くなることとなるのは前述の通りだが、この結果、ワイドバンドギャップ半導体の利点であるスイッチング素子及びヒートシンクは小型化できても、上側スイッチング素子に対応する駆動回路１４ｒ〜１４ｔのブートストラップコンデンサー２２の容量を増加させる必要が生じる。しかし、前述のように自然転流のない本実施の形態に係る高調波抑制装置７にワイドバンドギャップ半導体を適用する場合、デューティー制限を実施することによって、ブートストラップコンデンサー２２の容量を大きくせずに、その両端電圧を低下させることなく、高調波抑制装置７を動作させることが可能となる。

なお、本実施の形態に係る高調波抑制装置７は、三相の交流電源である三相交流電源１に接続して、高調波を抑制する構成としたが、これに限定されるものではなく、二相の交流電源に適用するものとしてもよい。この場合においても、上記と同様の効果を得ることができる。

実施の形態２．
本実施の形態に係る高調波抑制装置について、実施の形態１に係る高調波抑制装置７の動作と相違する点を中心に説明する。なお、本実施の形態に係る高調波抑制装置及び電力変換装置の構成は、実施の形態１に係る高調波抑制装置７及び電力変換装置６の構成と同様である。したがって、本実施の形態においても、図１で示される同一部品については同一符号を用いて説明する。

また、実施の形態１においては、ブートストラップコンデンサー２２の充電が完了し、高調波抑制装置７による高調波抑制動作開始後におけるブートストラップコンデンサー２２の再充電のための動作を説明したが、本実施の形態においては、高調波抑制装置７が高調波抑制動作を開始するために、ブートストラップコンデンサー２２に充電させ駆動回路１４ｒ〜１４ｔを起動させる動作について説明する。

（高調波抑制装置７のブートストラップコンデンサー２２への充電動作）
図４は、本発明の実施の形態２に係る下側スイッチング素子のＯＮ／ＯＦＦ動作を示す動作波形図である。このうち、図４（ａ）は、三相交流電源１の線間電圧の波形図であり、図４（ｂ）は、三相交流電源１の各相電圧の波形図であり、そして、図４（ｃ）は、下側スイッチング素子のＯＮ／ＯＦＦ動作を示す動作波形図である。

駆動回路１４ｒ〜１４ｔの円滑な起動をするためには、特許文献１にも記載があるように、下側スイッチング素子をすべてＯＮにすると、電源短絡となり、急峻な大電流が流れてしまうため問題がある。ここで、特許文献１においては、各相電圧の最小相に接続される下側スイッチング素子のみをＯＮさせることによって、ブートストラップコンデンサーの放電を抑制することができるものとしている。また、特許文献２においては、相電圧の絶対値の最小相との記載があるが、絶対値の最小相においては、高調波抑制装置７のブートストラップコンデンサー２２を充電させることはできない。

また、特許文献１のように、１２０°区間に下側スイッチング素子１２ｘ〜１２ｚを順にＯＮさせることによってブートストラップコンデンサー２２を充電することはできるが、自然転流の発生しない高調波抑制装置７においては、特許文献１に記載されているものよりもブートストラップコンデンサー２２のコンデンサー容量を増加させなければならなくなる。

そこで、本実施の形態においては、ブートストラップコンデンサー２２の充電時間を短縮させ、かつ、ブートストラップコンデンサー２２のコンデンサー容量を大きくさせずに高調波抑制装置７を起動させるための、ブートストラップコンデンサー２２の充電方法について説明する。

図４（ｂ）で示される各相電圧の最小相に対応する下側スイッチング素子をデューティー比１００％でＯＮさせた場合、三相交流電源１から電流は流れない。これは、他の相に接続されているスイッチング素子に逆並列接続されているダイオードが逆流阻止しているためである。これによって、自然転流を必要とせず、アームの中点をコンデンサー１３の負極と同電位にすることができ、その最小相の上側スイッチング素子に対応する駆動回路のブートストラップコンデンサー２２を充電することができる。

しかし、この場合、ブートストラップコンデンサー２２にダイオード２１を介して接続されている制限抵抗２４によって電流制限されるため、ブートストラップコンデンサー２２に充電される電荷量は、制御電源及び制限抵抗２４の抵抗値に依存することになる。ここで、制限抵抗２４の抵抗値を小さくし、充電電荷量を大きくしても、ピーク電流が増加するためダイオード２１が大型化しなければならなくなる。

そこで、三相交流電源１から急峻な大電流とならないレベルの電源短絡電流を流し、強制的にブートストラップコンデンサー２２を充電する。以下、上記の電源短絡電流を利用したブートストラップコンデンサー２２への充電動作について説明する。
図４で示されるように、時刻ｔ＝０の時点から高調波抑制装置７を起動させるためのブートストラップコンデンサー２２への充電を開始するものとする。時刻ｔ＝０の時点では、最小相はＳ相であるため、制御装置２０は、Ｓ相に接続されている下側スイッチング素子であるスイッチング素子１２ｙをＯＮさせる。また、時刻ｔ＝０における他の２つの相は正極性であるため、制御装置２０は、他の下側スイッチング素子であるスイッチング素子１２ｘ及び１２ｚをＯＦＦとする。

次に、Ｔ相の相電圧が負極性となった場合に、制御装置２０は、Ｔ相に接続されている下側スイッチング素子であるスイッチング素子１２ｚをＰＷＭ制御する。この場合、スイッチング素子１２ｚを介して、三相交流電源１のＳ相及びＴ相は短絡状態となり、短絡電流が流れるが、電源短絡時の線間電圧は、最小相であるＳ相とＴ相との線間電圧となるため、三相交流電源１の電圧ピーク値の１／２以下となる。したがって、急峻な大電流は流れず、三相交流電源１への影響は最小限度に抑制することができる。このＳ相とＴ相との間に短絡電流が流れる期間が図４（ｃ）で示される期間（１）である。この期間（１）においては、三相交流電源１→ＡＣＬ１１ｃ→スイッチング素子１２ｚ→スイッチング素子１２ｙの逆並列接続ダイオード→ＡＣＬ１１ｂ→三相交流電源１の経路で短絡電流が流れる。このとき、アームの中点１５ｂ及び１５ｃは、共にコンデンサー１３の負極と同電位以下になるので、駆動回路１４ｙ及び１４ｚ双方におけるブートストラップコンデンサー２２の充電が可能となる。

次に、Ｔ相が最小相である区間においては、通常の通り、制御装置２０は、スイッチング素子１２ｚをデューティー比１００％によってＯＮ動作させる。この場合、アームの中点１５ｃのみ、コンデンサー１３の負極と同電位以下となるので、駆動回路１４ｚのブートストラップコンデンサー２２のみ充電される。

そして、Ｒ相が最小相に切り替わり、かつ、Ｔ相の相電圧が負極性の状態である期間（２）において、制御装置２０は、再び、スイッチング素子１２ｚをＰＷＭ制御する。この場合、スイッチング素子１２ｚを介して、三相交流電源１のＲ相とＴ相は短絡状態となり、短絡電流が流れる。この期間（２）においては、三相交流電源１→ＡＣＬ１１ｃ→スイッチング素子１２ｚ→スイッチング素子１２ｘの逆並列接続ダイオード→ＡＣＬ１１ａ→三相交流電源１の経路で短絡電流が流れる。このとき、アームの中点１５ａ及び１５ｃは、共にコンデンサー１３の負極と同電位以下になるので、駆動回路１４ｘ及び１４ｚ双方におけるブートストラップコンデンサー２２の充電が可能となる。

すなわち、本実施の形態に係る高調波抑制装置７は、その起動のためのブートストラップコンデンサー２２の充電動作として、下側スイッチング素子を、最小相である場合には、ＯＮ動作（デューティー比１００％）させ、最小相ではないが、相電圧が負極性の状態である場合には、ＰＷＭ制御させる動作を実施する。つまり、高調波抑制装置７は、下側スイッチング素子についてそれぞれ、ＰＷＭ制御→ＯＮ動作（デューティー比１００％）→ＰＷＭ制御の順の動作を繰り返し実施することによって、ブートストラップコンデンサー２２を充電させる。

（実施の形態２の効果）
以上の動作のように、１２０°区間のみの充電と比較して、ブートストラップコンデンサー２２に充電するタイミングを長くし、ＰＷＭ制御が実施されている場合には、２つのブートストラップコンデンサー２２を同時に充電することができるので、充電までの時間を短縮することができ、この場合、ＰＷＭ制御時における短絡電流による三相交流電源１への影響を最小限度に抑制することができるので、高調波抑制装置７を速やか、かつ、円滑に起動することができる。

なお、本実施の形態においては、前述のように短絡電流を利用することから、電流検出器１６ａ及び１６ｃを利用することによって、過剰な電流とならないように、制御装置２０は三相交流電源１の電流を制御してブートストラップコンデンサー２２を充電するものとしてもよい。これによっても、上記と同様の効果を有するのは言うまでもない。

実施の形態３．
本実施の形態においては、実施の形態１又は実施の形態２に係る高調波抑制装置７及び電力変換装置６を備えた空気調和機について説明する。

（空気調和機３６の構成）
図５は、本発明の実施の形態３に係る空気調和機３６の全体構成図であり、図６は、同空気調和機３６の外観斜視図である。
図５で示されるように、図１で示される負荷５として、インバーター３０、及び、そのインバーター３０の高周波電流によって駆動する圧縮機３１が接続されている。この圧縮機３１から、冷媒配管によって、凝縮器３２、膨張装置３３及び蒸発器３４の順に接続され、冷凍サイクル部３５を構成している。

本実施の形態に係る空気調和機３６は、少なくとも、実施の形態１又は実施の形態２に係る電力変換装置６及び高調波抑制装置７、インバーター３０、並びに冷凍サイクル部３５によって構成されている。

冷凍サイクル部３５において、圧縮機３１によって圧縮された高温高圧となったガス冷媒は、凝縮器３２において熱交換が実施され放熱し凝縮する。凝縮された冷媒は、膨張装置３３によって減圧及び膨張され、蒸発器３４によって熱交換が実施され吸熱し気化する。気化したガス冷媒は、再び圧縮機３１において圧縮される。

本実施の形態に係る空気調和機３６における高調波抑制装置７は、実施の形態１においても前述したように、ＧａＮ（窒化ガリウム）、ＳｉＣ（シリコンカーバイド）又はダイヤモンド等のワイドバンドギャップ半導体によって構成されたスイッチング素子１２ｒ〜１２ｔ及び１２ｘ〜１２ｚを備えている。これによって、高調波抑制装置７全体を小型化できるので、通常は、図６（ａ）に示すように空気調和機３６の外側に設置していた高調波抑制装置７を、図６（ｂ）で示されるように、空気調和機３６に内蔵することができる。

（実施の形態３の効果）
以上の構成のように、本実施の形態に係る空気調和機３６は、ワイドバンドギャップ半導体によって構成されたスイッチング素子を有する高調波抑制装置７を備えるので、その高調波抑制装置７は小型化でき、さらにそれによって、高調波抑制装置７を、空気調和機３６に内蔵することができる。
また、高調波抑制装置７を空気調和機３６に内蔵させることによって、雨雪、海風又は砂等が配線用の隙間から入り込むことによるトラッキング若しくはイオンマイグレーション等の短絡故障、又は、錆若しくは腐食による構造劣化破壊等から保護することが容易になり、信頼性を向上させた空気調和機３６を得ることができる。

本発明の活用例として、交流から直流を生成する電力変換装置から発生する高調波電流を抑制する高調波抑制装置を搭載できる機器に利用可能である。特に、電動機を可変速運転するインバーターから発生する高調波を抑制する高調波抑制装置を利用して、空気調和機、冷凍機、ヒートポンプ式給湯機、ショーケース等圧縮機搭載インバーター製品全般に適用可能であると共に、エレベーター、エスカレーター、工場等のコンベヤー駆動用インバーター、産業換気扇用インバーター等の産業用インバーター等への適用も可能である。

１ 三相交流電源、２ 整流器、３ リアクター、４ 平滑コンデンサー、５ 負荷、６ 電力変換装置、７ 高調波抑制装置、１１ａ〜１１ｃ ＡＣＬ、１２ｒ〜１２ｔ、１２ｘ〜１２ｚ スイッチング素子、１３ コンデンサー、１４ｒ〜１４ｔ、１４ｘ〜１４ｚ 駆動回路、１５ａ〜１５ｃ 中点、１６ａ、１６ｃ 電流検出器、２０ 制御装置、２１ ダイオード、２２ ブートストラップコンデンサー、２３ ドライバー素子、２４ 制限抵抗、３０ インバーター、３１ 圧縮機、３２ 凝縮器、３３ 膨張装置、３４ 蒸発器、３５ 冷凍サイクル部、３６ 空気調和機。

Claims (12)

1. 交流電源の各相にその一端が接続されたリアクターと、
   ２つのスイッチング素子が直列に接続された複数のアームが並列接続され、その接続点である中点に前記リアクターの他端が接続された整流部と、
   該整流部の出力端に並列接続されたコンデンサーと、
   前記各スイッチング素子をＯＮ／ＯＦＦ動作させる駆動回路と、
   前記交流電源に接続され、その交流電圧を直流電圧に変換する電力変換装置から発生する高調波電流を抑制するためのアクティブフィルター電流を生成するために、前記駆動回路に前記スイッチング素子のＯＮ／ＯＦＦ動作を実施させる制御装置と、
   を備え、
   前記アームは、前記コンデンサーの正極側から電流を流すか否かを制御する上側スイッチング素子と、前記中点から前記コンデンサーの負極側に電流を流すか否かを制御する下側スイッチング素子との直列回路によって構成され、
   前記上側スイッチング素子をＯＮ／ＯＦＦ動作させる前記駆動回路は、前記上側スイッチング素子を駆動させるための電源として作用するブートストラップコンデンサーを有し、
   該ブートストラップコンデンサーは、制御電源から充電され、その負極側が、対応する前記アームの前記中点に接続され、
   前記制御装置は、前記アクティブフィルター電流による高調波抑制動作を実施している場合において、前記ブートストラップコンデンサーを充電するために、前記スイッチング素子のデューティー比を０％以上１００％未満に制限する
   ことを特徴とする高調波抑制装置。
2. 前記制御装置は、前記アクティブフィルター電流による高調波抑制動作を実施している場合に、前記スイッチング素子のデューティー比が１００％となる時間を前記交流電源の電源周期の５％以下とする
   ことを特徴とする請求項１記載の高調波抑制装置。
3. 前記制御装置は、前記アクティブフィルター電流による高調波抑制動作を実施している場合に、前記スイッチング素子のデューティー比を制限する時間を、同一の前記アームの上下の前記スイッチング素子を双方ＯＦＦさせるデッドタイムよりも短くする
   ことを特徴とする請求項１又は請求項２記載の高調波抑制装置。
4. 前記制御装置は、前記アクティブフィルター電流による高調波抑制動作の起動のための前記ブートストラップコンデンサーの充電のために、前記交流電源の位相に基づいて、前記下側スイッチング素子を駆動する前記駆動回路に、該下側スイッチング素子の動作を実施させる
   ことを特徴とする請求項１〜請求項３のいずれかに記載の高調波抑制装置。
5. 前記制御装置は、前記アクティブフィルター電流による高調波抑制動作の起動のための前記ブートストラップコンデンサーの充電のために、前記下側スイッチング素子を駆動する前記駆動回路に、該下側スイッチング素子を、その対応する前記交流電源の位相が最小相のときに常時ＯＮ動作させ、前記交流電源の位相が最小相ではなく、かつ、負極性であるときにＰＷＭ制御を実施させる
   ことを特徴とする請求項４記載の高調波抑制装置。
6. 前記リアクターに流れる電流を検出する電流検出手段を備え、
   前記制御装置は、前記アクティブフィルター電流による高調波抑制動作の起動のための前記ブートストラップコンデンサーの充電のために、前記下側スイッチング素子を駆動する前記駆動回路に、前記電流検出手段によって検出された電流に基づいて、ＰＷＭ制御を実施させる
   ことを特徴とする請求項５記載の高調波抑制装置。
7. 前記上側スイッチング素子をＯＮ／ＯＦＦ動作させる前記駆動回路は、前記制御電源から制限抵抗及びダイオードを介して前記ブートストラップコンデンサーに接続された構成を有した
   ことを特徴とする請求項１〜請求項６のいずれかに記載の高調波抑制装置。
8. 前記スイッチング素子は、ワイドバンドギャップ半導体によって構成された
   ことを特徴とする請求項１〜請求項７のいずれかに記載の高調波抑制装置。
9. 前記ワイドバンドギャップ半導体は、ＧａＮ（窒化ガリウム）、ＳｉＣ又はダイヤモンドである
   ことを特徴とする請求項８記載の高調波抑制装置。
10. 前記交流電源は、三相交流電源であり、
    前記整流器は、前記三相交流電源の各相に応じて設置された３つの前記アームの並列接続によって構成された
    ことを特徴とする請求項１〜請求項９のいずれかに記載の高調波抑制装置。
11. 圧縮機、凝縮器、膨張装置及び蒸発器が冷媒配管によって環状に接続された冷凍サイクル部と、
    前記電圧変換装置によって電源供給され、前記圧縮機を駆動するインバーターと、
    該インバーターが発生する高調波電流を抑制する請求項１〜請求項１０のいずれかに記載の高調波抑制装置と、
    を備えた
    ことを特徴とする空気調和機。
12. 請求項１〜請求項１０のいずれかに記載の高調波抑制装置は、空気調和機本体に内蔵された
    ことを特徴とする請求項１１記載の空気調和機。

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