JP2006014497A - アクティブコンバータ及びその制御方法 - Google Patents

Abstract

【課題】アクティブコンバータにおいてブートストラップコンデンサを採用しつつも、電源を短絡することなくブートストラップコンデンサを充電する。
【解決手段】自然転流によるダイオード整流モードによって平滑コンデンサ４４，ブートストラップコンデンサ４２６を充電する。相電源１Ｒ，１Ｓを短絡することなくブートストラップコンデンサ４２６を充電し、かつ平滑コンデンサ４４も充電される。平滑コンデンサ４４の充電を、ブートストラップコンデンサ４２６を相電源１Ｒ，１Ｓと切り離しての充電し、その後に相電源１Ｒ，１Ｓとアクティブコンバータ４とを接続して平滑コンデンサ４４の充電する場合と比較して、ブートストラップコンデンサ４２６に要求される静電容量を小さくすることができる。
【選択図】図２

Description

この発明はアクティブコンバータ及びその制御方法に関し、特にブートストラップコンデンサの充放電に関する。

アクティブコンバータのスイッチング素子のゲートをオフすることにより、アクティブコンバータをダイオード整流モードとして機能させる技術が、例えば特許文献１に開示されている。

多相インバータのハイアーム側スイッチング素子を駆動するドライバのために、ブートストラップコンデンサを設け、これを充電する技術が、例えば特許文献２に開示されている。これにはローアーム側スイッチング素子を全ての相においてオンにして、ブートストラップコンデンサを初期充電する技術が示されている。

特許第３１５８２１２号公報 特開２００１−２７５３６６号公報

インバータと同様、アクティブコンバータにおいてもブートストラップコンデンサを採用すればアクティブコンバータを小型化できる。しかしながら、アクティブコンバータの入力には多相電源が接続されるので、ローアーム側スイッチング素子を全ての相においてオンにして、ブートストラップコンデンサを初期充電することになれば、多相電源を短絡してしまうことになる。

そこで本発明では、アクティブコンバータにおいてブートストラップコンデンサを採用しつつも、電源を短絡することなくブートストラップコンデンサを充電する技術を提供することを目的とする。またブートストラップコンデンサの静電容量を小さくすることも目的の一つである。

この発明にかかるアクティブコンバータ（４）の第１の態様は、正側電源出力端（Ｐ）及び負側電源出力端（Ｈ）と、前記正側電源出力端及び前記負側電源出力端の間に設けられ、多相電源（１）に対し、その各相（１Ｒ，１Ｓ，１Ｔ）に対応する複数の入力線（８Ｒ，８Ｓ，８Ｔ）を介して接続され、各相毎に対応して設けられた複数のスイッチング回路（４０Ｒ，４０Ｓ，４０Ｔ）と、前記スイッチング回路の動作を制御するスイッチング信号（Ｓｒ，Ｓｓ，Ｓｔ，Ｓｘ，Ｓｙ，Ｓｚ）を各相毎に出力するスイッチング信号生成回路（４３）と、前記正側電源出力端及び前記負側電源出力端の間に設けられた平滑コンデンサ（４４）とを備える。前記スイッチング回路の各々は、対応する相の前記入力線（８Ｒ；８Ｓ；８Ｔ）へと前記正側電源出力端から電流を流すか否かを制御するハイアーム側スイッチング素子（４１ｒ；４１ｓ；４１ｔ）と、前記ハイアーム側スイッチング素子と並列に接続され、対応する相の前記入力線に接続されたアノードと、前記正側電源出力端に接続されたカソードとを有するハイアーム側ダイオード（Ｄｒ；Ｄｓ；Ｄｔ）と、対応する相の前記入力線（８Ｒ；８Ｓ；８Ｔ）から前記負側電源出力端へと電流を流すか否かを制御するローアーム側スイッチング素子（４１ｘ；４１ｙ；４１ｚ）と、前記ローアーム側スイッチング素子と並列に接続され、対応する相の前記入力線に接続されたカソードと、前記負側電源出力端に接続されたアノードとを有するローアーム側ダイオード（Ｄｘ；Ｄｙ；Ｄｚ）と、前記スイッチング信号に基づいて前記ハイアーム側スイッチング素子及び前記ローアーム側スイッチング素子を駆動させるスイッチング制御回路（４２Ｒ；４２Ｓ；４２Ｔ）とを有する。前記スイッチング制御回路の各々は、対応する相の第１の前記スイッチング信号（Ｓｘ；Ｓｙ；Ｓｚ）に基づいて前記ローアーム側スイッチング素子を駆動するローアーム側ドライバ素子（４２２）と、対応する相の第２の前記スイッチング信号（Ｓｒ；Ｓｓ；Ｓｔ）に基づいて前記ハイアーム側スイッチング素子を駆動するハイアーム側ドライバ素子（４２１）と、対応する相の前記入力線（８Ｒ；８Ｓ；８Ｔ）に接続された一端と、他端とを有し、前記ハイアーム側ドライバ素子に電源を供給するブートストラップコンデンサ（４２６）と、前記ブートストラップコンデンサの前記他端に接続されたカソードと、アノードとを有するブートストラップ用ダイオード（４２４）と、前記ブートストラップ用ダイオードの前記アノードに接続された正極と、前記負側電源出力端に接続された負極とを有し、前記ローアーム側ドライバ素子に電源を供給する直流電源（４２３）とを備える。

この発明にかかるアクティブコンバータ（４）の第２の態様は、第１の態様にかかるアクティブコンバータであって、 最大値を採る相及び最小値を採る相についてのみ、前記ローアーム側スイッチング素子及び前記ハイアーム側スイッチング素子の少なくともいずれか一方がオフし、他の相の前記ローアーム側スイッチング素子及び前記ハイアーム側スイッチング素子のいずれもがオフして前記ブートストラップコンデンサ（４２６）を充電する。

この発明にかかるアクティブコンバータ（４）の第３の態様は、第２の態様にかかるアクティブコンバータであって、全ての相（Ｒ，Ｓ，Ｔ）において前記ハイアーム側スイッチング素子（４１ｒ；４１ｓ；４１ｔ）及び前記ローアーム側スイッチング素子（４１ｘ；４１ｙ；４１ｚ）が共にオフした状態で各相の前記ブートストラップコンデンサ（４２６）を充電する。

この発明にかかるアクティブコンバータ（４）の第４の態様は、第２の態様にかかるアクティブコンバータであって、前記多相電源（１）は三相電源（１Ｒ，１Ｓ，１Ｔ）であって、前記ハイアーム側スイッチング素子（４１ｒ；４１ｓ；４１ｔ）及び前記ローアーム側スイッチング素子（４１ｘ；４１ｙ；４１ｚ）がオン期間が１２０度以下でスイッチングすることにより、各相の前記ブートストラップコンデンサ（４２６）を充電する。

この発明にかかるアクティブコンバータ（４）の第５の態様は、第４の態様にかかるアクティブコンバータであって、全ての相の前記ハイアーム側スイッチング素子（４１ｒ；４１ｓ；４１ｔ）がオフした状態で各相の前記ブートストラップコンデンサ（４２６）を充電する。

この発明にかかるアクティブコンバータ（４）の第６の態様は、第４及び第５の態様のいずれか一つにかかるアクティブコンバータであって、前記方形波はパルス幅変調される。

この発明にかかるアクティブコンバータ（４）の第７の態様は、第１乃至請求項５の態様のいずれか一つにかかるアクティブコンバータであって、前記複数の入力線（８Ｒ，８Ｓ，８Ｔ）の少なくとも一つには限流回路（２Ｒ，２Ｓ，２Ｔ）が設けられ、二つ以上メインスイッチ（５Ｒ，５Ｓ，５Ｔ）を更に備える。

この発明にかかるアクティブコンバータの制御方法の第１の態様は、アクティブコンバータ（４）を制御する方法であり、当該アクティブコンバータは、正側電源出力端（Ｐ）及び負側電源出力端（Ｈ）と、前記正側電源出力端及び前記負側電源出力端の間に設けられ、多相電源（１）に対し、その各相（１Ｒ，１Ｓ，１Ｔ）に対応する複数の入力線（８Ｒ，８Ｓ，８Ｔ）を介して接続され、各相毎に対応して設けられた複数のスイッチング回路（４０Ｒ，４０Ｓ，４０Ｔ）と、前記スイッチング回路の動作を制御するスイッチング信号（Ｓｒ，Ｓｓ，Ｓｔ，Ｓｘ，Ｓｙ，Ｓｚ）を各相毎に出力するスイッチング信号生成回路（４３）と、前記正側電源出力端及び前記負側電源出力端の間に設けられた平滑コンデンサ（４４）とを備える。前記スイッチング回路の各々は、対応する相の前記入力線（８Ｒ；８Ｓ；８Ｔ）へと前記正側電源出力端から電流を流すか否かを制御するハイアーム側スイッチング素子（４１ｒ；４１ｓ；４１ｔ）と、前記ハイアーム側スイッチング素子と並列に接続され、対応する相の前記入力線に接続されたアノードと、前記正側電源出力端に接続されたカソードとを有するハイアーム側ダイオード（Ｄｒ；Ｄｓ；Ｄｔ）と、対応する相の前記入力線（８Ｒ；８Ｓ；８Ｔ）から前記負側電源出力端へと電流を流すか否かを制御するローアーム側スイッチング素子（４１ｘ；４１ｙ；４１ｚ）と、前記ローアーム側スイッチング素子と並列に接続され、対応する相の前記入力線に接続されたカソードと、前記負側電源出力端に接続されたアノードとを有するローアーム側ダイオード（Ｄｘ；Ｄｙ；Ｄｚ）と、前記スイッチング信号に基づいて前記ハイアーム側スイッチング素子及び前記ローアーム側スイッチング素子を駆動させるスイッチング制御回路（４２Ｒ；４２Ｓ；４２Ｔ）とを有する。前記スイッチング制御回路の各々は、対応する相の第１の前記スイッチング信号（Ｓｒ；Ｓｓ；Ｓｔ）に基づいて前記ハイアーム側スイッチング素子を駆動するハイアーム側ドライバ素子（４２１）と、対応する相の前記入力線（８Ｒ；８Ｓ；８Ｔ）に接続された一端と、他端とを有し、前記ハイアーム側ドライバ素子に電源を供給するブートストラップコンデンサ（４２６）と、前記ブートストラップコンデンサの前記他端に接続されたカソードと、アノードとを有するブートストラップ用ダイオード（４２４）と、前記ブートストラップ用ダイオードの前記アノードに接続された正極と、前記負側電源出力端に接続された負極とを有する直流電源（４２３）とを備える。前記複数の入力線（８Ｒ，８Ｓ，８Ｔ）の少なくとも一つには、主スイッチ（５Ｒ，５Ｓ，５Ｔ）と限流回路（２Ｒ，２Ｓ，２Ｔ）との並列接続が介挿される。そして当該制御方法は、（ａ）前記主スイッチをオフにし、前記限流回路を介して前記アクティブコンバータと前記多相電源との間に電流を流し、前記平滑コンデンサを充電するステップと、（ｂ）前記ステップ（ａ）の後、前記主スイッチをオンにするステップとを備える。上記ステップ（ａ），（ｂ）のいずれにおいても、最大値を採る相及び最小値を採る相についてのみ、前記ローアーム側スイッチング素子及び前記ハイアーム側スイッチング素子の少なくともいずれか一方がオフし、他の相の前記ローアーム側スイッチング素子及び前記ハイアーム側スイッチング素子のいずれもがオフする。

この発明にかかるアクティブコンバータの制御方法の第２の態様は、第１の態様にかかるアクティブコンバータの制御方法であって、前記ステップ（ｂ）においては、全ての相（Ｒ，Ｓ，Ｔ）において前記ハイアーム側スイッチング素子（４１ｒ；４１ｓ；４１ｔ）及び前記ローアーム側スイッチング素子（４１ｘ；４１ｙ；４１ｚ）が共にオフした状態で各相の前記ブートストラップコンデンサ（４２６）を充電する。

この発明にかかるアクティブコンバータの制御方法の第３の態様は、第１の態様にかかるアクティブコンバータの制御方法であって、前記多相電源（１）は三相電源（１Ｒ，１Ｓ，１Ｔ）であって、前記ステップ（ｂ）においては、前記ハイアーム側スイッチング素子（４１ｒ；４１ｓ；４１ｔ）及び前記ローアーム側スイッチング素子（４１ｘ；４１ｙ；４１ｚ）をオン期間が１２０度以下でスイッチングさせることにより、各相の前記ブートストラップコンデンサ（４２６）を充電する。

この発明にかかるアクティブコンバータの制御方法の第４の態様は、第３の態様にかかるアクティブコンバータの制御方法であって、前記ステップ（ｂ）においては、全ての相の前記ハイアーム側スイッチング素子（４１ｒ；４１ｓ；４１ｔ）がオフした状態で各相の前記ブートストラップコンデンサ（４２６）を充電する。

この発明にかかるアクティブコンバータの制御方法の第５の態様は、第３の態様及び第４の態様のいずれか一つにかかるアクティブコンバータの制御方法であって、前記方形波はパルス幅変調される。

この発明に係るアクティブコンバータ（４）の第１の態様では、多相電源（１）との間で複数の入力線（８Ｒ，８Ｓ，８Ｔ）を介して電流が流れることにより平滑コンデンサ（４４）を充電し、以て正側電源出力端（Ｐ）及び負側電源出力端（Ｈ）の間で直流電圧（Ｅｄ）を出力する。ハイアーム側ドライバ素子（４２１）に電源を供給するブートストラップコンデンサ（４２６）は直流電源（４２３）によってブートストラップ用ダイオード（４２４）を介して充電される。よって直流電源（４２３）はローアーム側ドライバ素子（４２２）に直接に電源を供給する機能と、ハイアーム側ドライバ素子（４２１）にブートストラップコンデンサ（４２６）を介して間接に電源を供給する機能とを兼用することができる。

この発明に係るアクティブコンバータ（４）の第２の態様では、ブートストラップコンデンサ（４２６）を充電する経路は平滑コンデンサ（４４）を含む。よって各相電源（１Ｒ，１Ｓ，１Ｔ）同士の短絡を回避しつつブートストラップコンデンサを充電できる。

この発明に係るアクティブコンバータ（４）の第３の態様では、ハイアーム側ダイオード（Ｄｒ；Ｄｓ；Ｄｔ）とローアーム側ダイオード（Ｄｘ；Ｄｙ；Ｄｚ）とを介してブートストラップコンデンサ（４２６）を充電することにより、各相電源（１Ｒ，１Ｓ，１Ｔ）同士の短絡を回避しつつブートストラップコンデンサ（４２６）を充電できる。

この発明に係るアクティブコンバータ（４）の第４の態様では、電源電圧の不平衡、直流側負荷が極めて小さい場合、コンバータ再起動時など、平滑コンデンサ（４４）によって保持される直流電圧（Ｅｄ）が整流電圧より大きい場合において、多相電源（１）や平滑コンデンサ（４４）の短絡を回避しつつブートストラップコンデンサ（４２６）を充電できる。特に１２０°以下の幅の方形波とすることで、電源電圧との位相精度が悪い場合にも対応できる。

この発明に係るアクティブコンバータ（４）の第５の態様では、ハイアーム側スイッチング素子（４１ｒ；４１ｓ；４１ｔ）がオフした状態で各相のブートストラップコンデンサ（４２６）を充電するので、ブートストラップコンデンサの放電電流を低減でき、必要な静電容量は小さくて済む。

この発明に係るアクティブコンバータ（４）の第６の態様では、パルス変調によってデューティを可変にできるので、ブートストラップコンデンサ（４２６）を充電した後のパルス変調と対応させることができる。従って、スイッチング制御回路（４２Ｒ、４２Ｓ、４２Ｔ）の回路定数を高い自由度を以て設計することができる。

この発明に係るアクティブコンバータ（４）の第７の態様では、メインスイッチ（５Ｒ，５Ｓ，５Ｔ）をオフにして限流回路（２Ｒ，２Ｓ，２Ｔ）によって平滑コンデンサ（４４）を充電完了させ、次いでメインスイッチをオンにすることにより、ブートストラップコンデンサ（４２６）を充電することができる。よって平滑コンデンサの充電中にブートストラップコンデンサが保持する電圧が減少するという事態を回避でき、ブートストラップコンデンサの静電容量を小さくすることができる。また平滑コンデンサの充電の際、限流回路（２Ｒ，２Ｓ，２Ｔ）によって突入電流を抑制することができる。

この発明に係るアクティブコンバータの制御方法の第１の態様では、限流回路を介した各相電源（１Ｒ，１Ｓ，１Ｔ）同士の短絡を回避しつつブートストラップコンデンサ（４２６）を充電できる。これにより、当該限流回路に要求される電力容量は小さくできる。またステップ（ａ）において平滑コンデンサを充電している間にブートストラップコンデンサを充電することも可能であり、平滑コンデンサの充電中にブートストラップコンデンサが保持する電圧が減少するという事態を回避できる。よってブートストラップコンデンサの静電容量を小さくし、その充電時間を短くしてアクティブコンバータの起動時間を短縮することができる。

この発明に係るアクティブコンバータの制御方法の第２の態様では、ハイアーム側ダイオード（Ｄｒ；Ｄｓ；Ｄｔ）とローアーム側ダイオード（Ｄｘ；Ｄｙ；Ｄｚ）とを介してブートストラップコンデンサ（４２６）を充電することにより、各相電源（１Ｒ，１Ｓ，１Ｔ）同士の短絡を回避しつつブートストラップコンデンサ（４２６）を充電できる。

この発明に係るアクティブコンバータの制御方法の第３の態様では、電源電圧の不平衡、直流側負荷が極めて小さい場合、コンバータ再起動時など、平滑コンデンサ（４４）によって保持される直流電圧（Ｅｄ）が整流電圧より大きい場合において、多相電源（１）や平滑コンデンサ（４４）の短絡を回避しつつブートストラップコンデンサ（４２６）を充電できる。特に１２０°以下の幅の方形波とすることで、電源電圧との位相精度が悪い場合にも対応できる。

この発明に係るアクティブコンバータの制御方法の第４の態様では、ハイアーム側スイッチング素子（４１ｒ；４１ｓ；４１ｔ）がオフした状態で各相のブートストラップコンデンサ（４２６）を充電するので、ブートストラップコンデンサの放電電流を低減でき、必要な静電容量は小さくて済む。

この発明に係るアクティブコンバータの制御方法の第５の態様では、パルス変調によってデューティを可変にできるので、ブートストラップコンデンサ（４２６）を充電した後のパルス変調と対応させることができる。従って、スイッチング制御回路（４２Ｒ、４２Ｓ、４２Ｔ）の回路定数を高い自由度を以て設計することができる。

第１の実施の形態．
図１は本発明にかかる第１の実施の形態を説明する回路図である。多相（ここでは三相）電源１は各相電源１Ｒ，１Ｓ，１Ｔを有しており、これらは中性点Ｎにおいてスター結線されている。そして中性点Ｎとは反対側でそれぞれ入力線８Ｒ，８Ｓ，８Ｔに接続されている。入力線８Ｒ，８Ｓ，８Ｔにはそれぞれリアクタ３Ｒ，３Ｓ，３Ｔが設けられており、多相電源１はリアクタ３Ｒ，３Ｓ，３Ｔが構成するリアクタ群３を介してアクティブコンバータ４と接続されている。

但し、入力線８Ｒ，８Ｔにはそれぞれ主スイッチ５Ｒ，５Ｔが介挿されており、これらは主スイッチ群５を構成している。各相電源１Ｒ，１Ｔはそれぞれそれぞれ主スイッチ５Ｒ，５Ｔを介してリアクタ３Ｒ，３Ｔと接続されている。限流回路２Ｒは主スイッチ５Ｒと並列に接続されている。つまり入力線８Ｒにおいて、主スイッチ５Ｒと限流回路２Ｒとの並列接続が介挿されていることになる。限流回路２Ｒは突入電流を防止する機能を有する。

アクティブコンバータ４は、直流電圧Ｅｄを出力する正側電源出力端Ｐ及び負側電源出力端Ｈを備えており、これらの間には平滑コンデンサ４４が備えられている。

アクティブコンバータ４は、多相電源１の各相に対応して設けられているスイッチング回路４０Ｒ，４０Ｓ，４０Ｔ、スイッチング信号生成回路４３をも備えている。スイッチング信号生成回路４３は、スイッチング回路４０Ｒの動作を制御するスイッチング信号Ｓｒ，Ｓｘ、スイッチング回路４０Ｓの動作を制御するスイッチング信号Ｓｓ，Ｓｙ、スイッチング回路４０Ｔの動作を制御するスイッチング信号Ｓｔ，Ｓｚを生成して出力する。

スイッチング回路４０Ｒ，４０Ｓ，４０Ｔはいずれも正側電源出力端Ｐと負側電源出力端Ｈとの間に設けられており、各相電源１Ｒ，１Ｓ，１Ｔに対し、それぞれ入力線８Ｒ，８Ｓ，８Ｔを介して接続されている。

スイッチング回路４０Ｒは、ハイアーム側スイッチング素子４１ｒ、ローアーム側スイッチング素子４１ｘ、ハイアーム側ダイオードＤｒ、ローアーム側ダイオードＤｘ、スイッチング制御回路４２Ｒを備えている。

ハイアーム側スイッチング素子４１ｒは、入力線８Ｒへと正側電源出力端Ｐから電流を流すか否かを制御する。ローアーム側スイッチング素子４１ｘは、入力線８Ｒから負側電源出力端Ｈへと電流を流すか否かを制御する。ハイアーム側ダイオードＤｒは、ハイアーム側スイッチング素子４１ｒと並列に接続され、入力線８Ｒに接続されたアノードと、正側電源出力端Ｐに接続されたカソードとを有する。ローアーム側スイッチング素子Ｄｘは、ローアーム側スイッチング素子４１ｘと並列に接続され、入力線８Ｒに接続されたカソードと、負側電源出力端Ｈに接続されたアノードとを有する。スイッチング制御回路４２Ｒはスイッチング信号Ｓｒに基づいてハイアーム側スイッチング素子４１ｒを、スイッチング信号Ｓｘに基づいてローアーム側スイッチング素子４１ｘを、それぞれ駆動させる。

スイッチング回路４０Ｓは、ハイアーム側スイッチング素子４１ｓ、ローアーム側スイッチング素子４１ｙ、ハイアーム側ダイオードＤｓ、ローアーム側ダイオードＤｙ、スイッチング制御回路４２Ｓを備えている。

ハイアーム側スイッチング素子４１ｓは、入力線８Ｓへと正側電源出力端Ｐから電流を流すか否かを制御する。ローアーム側スイッチング素子４１ｙは、入力線８Ｓから負側電源出力端Ｈへと電流を流すか否かを制御する。ハイアーム側ダイオードＤｓは、ハイアーム側スイッチング素子４１ｓと並列に接続され、入力線８Ｓに接続されたアノードと、正側電源出力端Ｐに接続されたカソードとを有する。ローアーム側スイッチング素子Ｄｙは、ローアーム側スイッチング素子４１ｙと並列に接続され、入力線８Ｓに接続されたカソードと、負側電源出力端Ｈに接続されたアノードとを有する。スイッチング制御回路４２Ｓはスイッチング信号Ｓｓに基づいてハイアーム側スイッチング素子４１ｓを、スイッチング信号Ｓｙに基づいてローアーム側スイッチング素子４１ｙを、それぞれ駆動させる。

スイッチング回路４０Ｔは、ハイアーム側スイッチング素子４１ｔ、ローアーム側スイッチング素子４１ｚ、ハイアーム側ダイオードＤｔ、ローアーム側ダイオードＤｚ、スイッチング制御回路４２Ｔを備えている。

ハイアーム側スイッチング素子４１ｔは、入力線８Ｔへと正側電源出力端Ｐから電流を流すか否かを制御する。ローアーム側スイッチング素子４１ｚは、入力線８Ｔから負側電源出力端Ｈへと電流を流すか否かを制御する。ハイアーム側ダイオードＤｔは、ハイアーム側スイッチング素子４１ｔと並列に接続され、入力線８Ｔに接続されたアノードと、正側電源出力端Ｐに接続されたカソードとを有する。ローアーム側スイッチング素子Ｄｚは、ローアーム側スイッチング素子４１ｚと並列に接続され、入力線８Ｔに接続されたカソードと、負側電源出力端Ｈに接続されたアノードとを有する。スイッチング制御回路４２Ｔはスイッチング信号Ｓｔに基づいてハイアーム側スイッチング素子４１ｔを、スイッチング信号Ｓｚに基づいてローアーム側スイッチング素子４１ｚを、それぞれ駆動させる。

ハイアーム側スイッチング素子４１ｒ，４１ｓ，４１ｔやローアーム側スイッチング素子４１ｘ，４１ｙ，４１ｚは例えばＩＧＢＴ（絶縁ゲート型バイポーラトランジスタ）素子を採用することができる。

スイッチング制御回路４２Ｒ，４２Ｓ，４２Ｔはいずれも同じ構成を有しており、図１ではスイッチング制御回路４２Ｒの内部構成回路を代表的に示している。スイッチング制御回路４２Ｒは、ハイアーム側ドライバ素子４２１と、ローアーム側ドライバ素子４２２と、直流電源４２３と、ブートストラップ用ダイオード４２４と、ブートストラップ用抵抗４２５と、ブートストラップコンデンサ４２６とを有している。

ハイアーム側ドライバ素子４２１はスイッチング信号Ｓｒに基づいてハイアーム側スイッチング素子４１ｒを駆動し、ローアーム側ドライバ素子４２２はスイッチング信号Ｓｘに基づいてローアーム側スイッチング素子４１ｘを駆動する。ブートストラップコンデンサ４２６は入力線８Ｒと抵抗４２５とに接続され、両者の間に挟まれて充電される。ブートストラップコンデンサ４２６の両端電圧によってハイアーム側ドライバ素子４２１に電源が供給される。

より具体的には入力線８Ｒ、ブートストラップコンデンサ４２６、ブートストラップ用抵抗４２５、ブートストラップ用ダイオード４２４、直流電源４２３、負側電源出力端Ｈがこの順に接続されている。但し、ブートストラップ用抵抗４２５とブートストラップ用ダイオード４２４との順序は入れ替わってもよい。

ブートストラップコンデンサ４２６を、入力線８Ｒ側の電位よりもブートストラップ用抵抗４２５側の電位を高くして充電すべく、直流電源４２３の負極は負側電源出力端Ｈに、正極はブートストラップ用ダイオード４２４のアノードに、ブートストラップ用ダイオード４２４のカソードは入力線８Ｒとは反対側でブートストラップコンデンサ４２６に、それぞれ接続されている。

なお、直流電源４２３はローアーム側ドライバ素子４２２への電源を供給する機能をも有している。これにより直流電源４２３はローアーム側ドライバ素子４２２に直接に電源を供給する機能と、ハイアーム側ドライバ素子４２１にブートストラップコンデンサ４２６を介して間接に電源を供給する機能とを兼用する。

直流電源４２３は、たとえば多相電源１の線間電圧を降圧、整流することによって得ることができる。

主スイッチ群５をオフし、電源１をアクティブコンバータ４から切り離した状態で、特許文献２に開示された技術と類似して、ローアーム側スイッチング素子４１ｘ，４１ｙ，４１ｚを全てオンさせれば、ブートストラップコンデンサ４２６を初期充電できる。

但し、電源１をアクティブコンバータ４から主スイッチ群５によって切り離せば、平滑コンデンサ４４への充電ができない。そこで平滑コンデンサ４４への充電では電源１をアクティブコンバータ４に接続する必要がある。

ところで一般に、平滑コンデンサへの充電において突入電流を回避するために限流回路が設けられる。そして限流回路に通常設けられる限流抵抗の電力容量を小さくするには、これを流れる電流を小さくすることが望ましい。しかしこれは平滑コンデンサを充電する時間を長くしてしまう。もし平滑コンデンサ４４の充電が行われている間にブートストラップコンデンサ４２６の充電ができなければ、平滑コンデンサ４４の充電中にブートストラップコンデンサ４２６が所望の電圧を維持すべく、ブートストラップコンデンサ４２６の静電容量を大きくしなければならない。

これでは元々、数ｋＨｚ以上のキャリア周波数においてスイッチング素子を駆動させるスイッチング制御回路４２Ｒを小型化するためのブートストラップ方式であるにも拘わらず、却ってブートストラップコンデンサ４２６の大型化を招来する。

例えば、限流回路２Ｒが備える限流抵抗が１８０Ω／１０Ｗの定格を有しており、平滑コンデンサ４４の静電容量が２２００μＦ、電源電圧２００Ｖとして、直流電圧Ｅｄが整流電圧に達する時間は８秒程度となる。そしてハイアーム側スイッチング素子４１ｒを駆動するドライバ素子４２１の回路電流５００μＡ、駆動電源電圧を１５Ｖとし、上記８秒程度の間に低下するブートストラップコンデンサ４２６の電圧を１２Ｖまで許した場合（これはハイアーム側スイッチング素子４１ｒにＩＧＢＴ素子を用いた場合に飽和電圧が増加し始める電圧である）、ブートストラップコンデンサ４２６に必要な静電容量は１３００μＦにも達する。

しかし平滑コンデンサ４４を充電してからブートストラップコンデンサ４２６を充電すれば、ブートストラップコンデンサ４２６に必要な静電容量は小さくて済む。

よって、まず主スイッチ群５をオフにし、限流回路２Ｒを介して平滑コンデンサ４４の充電する。その後、主スイッチ群５を介してアクティブコンバータ４と多相電源１とを接続する。このとき、通常、平滑コンデンサの電荷を放電するために負荷される抵抗がある場合、または直流負荷が発生する場合には、アクティブコンバータ４と多相電源１間に電流が流れる。

通常のコンバータ動作では、異なるスイッチング態様間でのいわゆるガードバンド（デッドタイム）を除き、ハイアーム側スイッチング素子とローアーム側スイッチング素子とは相補的にオン／オフする。今、ハイアーム側スイッチング素子がオンすることに値“１”を、ローアーム側スイッチング素子がオンすることに値“０”を、それぞれ対応させ、Ｒ，Ｓ，Ｔ各相について上記値への重み付けをそれぞれ４，２，１とする。例えばハイアーム側スイッチング素子４１ｒ，４１ｓ，４１ｔがそれぞれオン、オフ、オンしている場合には、ローアーム側スイッチング素子４１ｘ，４１ｙ，４１ｚはそれぞれオフ、オン、オフすることになり、ハイアーム側スイッチング素子についてのオン／オフを示す値に上記重み付けを乗じて全ての相に亘って加算した結果は４・１＋２・０＋１・１＝５となる。この値をスイッチング態様の番号として採用する。

スイッチング態様Ｓ０は全ての相においてローアーム側スイッチング素子がオンする場合を、スイッチング態様Ｓ７は全ての相においてハイアーム側スイッチング素子がオンする場合を、それぞれ示す。これらのスイッチング態様は避けられなければならない。各相電源１Ｒ，１Ｓ，１Ｔが入力線８Ｒ，８Ｓ，８Ｔを介して短絡するからである。

しかし更に、いわゆる中間相においてハイアーム側スイッチング素子及びローアーム側スイッチング素子のいずれもがオフされるスイッチング態様が望まれる。中間相とは、ある時点で最大値を採る相及び最小値を採る相のいずれでもない相であり、位相が６０度経過する毎に相の間で入れ替わる相である。

例えば、Ｓ相、Ｔ相、Ｒ相の順に相電圧が低くなる場合、中間相はＴ相である。そしてハイアーム側スイッチング素子４１ｔがオンすると、入力線８Ｓからリアクタ３Ｓ、ハイアーム側ダイオードＤｓ、ハイアーム側スイッチング素子４１ｔを介して入力線８Ｔへと電流が流れる。またローアーム側スイッチング素子４１ｚがオンすると、入力線８Ｔからリアクタ３Ｔ、ローアーム側スイッチング素子４１ｚ、ローアーム側ダイオードＤｘ、を介して入力線８Ｒへと電流が流れる。これらの電流は相間を短絡することになるので、望ましくない。

スイッチング態様Ｓ０，Ｓ７以外にも上述の通り、中間相でのスイッチングは排除される。よって結局は、最大値を採る相及び最小値を採る相についてのみ、ローアーム側スイッチング素子及びハイアーム側スイッチング素子の少なくともいずれか一方がオフし、他の相はローアーム側スイッチング素子及びハイアーム側スイッチング素子のいずれもがオフすることになる。そしてかかるスイッチング態様では、各相電源１Ｒ，１Ｓ，１Ｔを接続する経路に必ず平滑コンデンサ４４が介在する。よって各相電源１Ｒ，１Ｓ，１Ｔ同士の短絡を回避することができる。

上述のように位相が６０度経過する毎に中間相が入れ替わるので、ローアーム側スイッチング素子及びハイアーム側スイッチング素子のオン期間は１２０度以下となる。かかるスイッチング態様として例えば、最大値を採る相と最小値を採る相との間で電圧の高低に応じて電流が流れる、いわゆる自然転流によるダイオード整流モードがある。

図２はこのようなスイッチング態様における電流の流れを説明する回路図である。スイッチ群５はオフしているので、Ｒ相とＳ相に着目して示している。

Ｒ相電源１ＲからみたＳ相電源１Ｓの電圧（線間電圧）が正の場合、破線で示されたように電流が流れ、限流回路２Ｒを介して平滑コンデンサ４４が充電される。この際、Ｒ相のブートストラップコンデンサ４２６も充電される期間がある。図３はブートストラップコンデンサ４２６の充電を説明する等価回路図であり、上記線間電圧が正の場合であって、これを直流電源Ｅとして示している。

ブートストラップコンデンサ４２６の充電量が小さい場合、Ｒ相のローアーム側ダイオードＤｘは逆バイアスされており、平滑コンデンサ４４の充電電流は鎖線矢印のように直流電源４２３、ブートストラップ用ダイオード４２４、ブートストラップ用抵抗４２５、ブートストラップコンデンサ４２６を介して流れる。ローアーム側ダイオードＤｘとブートストラップ用ダイオード４２３の順方向電圧降下はほぼ等しいので、ブートストラップコンデンサ４２６の充電量が大きくなり、直流電源４２３の電圧と同程度の電圧を保持すると、ローアーム側ダイオードＤｘの両端には順バイアスが印加される。その結果、平滑コンデンサ４４の充電電流は破線矢印のように流れる。

第２の実施の形態．
図４は、スイッチ群５を導通させた状態において、ダイオード整流モードでＲ相のブートストラップコンデンサ４２６を充電可能な期間を説明するグラフである。電圧Ｖ_Ｒ０，Ｖ_Ｓ０，Ｖ_Ｔ０，Ｖ_Ｎ０は、いずれも平滑コンデンサ４４の両端電圧、即ち正側電源出力端Ｐと負側電源出力端Ｈとの電位の中点を基準としており、それぞれ入力線８Ｒ，８Ｓ，８Ｔ，中性点Ｎにおいて平滑コンデンサ４４によって印加される直流電位を示す。また電圧Ｖ_ＲＮは、中性点Ｎを基準とした場合に、入力線８Ｒにおいて平滑コンデンサ４４によって与えられる直流電圧である。以後同様にして、電圧の標記において文字Ｖの添え字が大文字であれば、平滑コンデンサ４４によって与えられる直流電圧であることを示す。多相電源１によって与えられる電圧の周期的変動によってハイアーム側ダイオードＤｒ，Ｄｓ，Ｄｔとローアーム側ダイオードＤｘ，Ｄｙ，Ｄｚが周期的に導通／非導通するため、これらの電圧も電源周波数に基づいて変動する。

電圧Ｖ_Ｒ０，Ｖ_Ｓ０，Ｖ_Ｔ０は、それぞれＲ相、Ｓ相、Ｔ相が中間相である場合、中間相には電流が流れないので、相電圧Ｖ_ＲＮ，Ｖ_ＳＮ，Ｖ_ＴＮと同様にほぼ直線的に変化する。一方、これらが中間相でない場合には、正側電源出力端Ｐの電位Ｅｄ／２又は負側電源出力端Ｈの電位（−Ｅｄ／２）を採る。

平滑コンデンサ４４から与えられる直流電圧によって入力線８Ｓを基準として入力線８Ｒに現れる電圧Ｖ_ＲＳが負となるのは図中の電圧Ｖ_Ｒ０，Ｖ_Ｓ０の関係から、時刻ｔ０〜ｔ５である。正側電源出力端Ｐと負側電源出力端Ｈとの電位の中点と中性点Ｎの電位とは電圧Ｖ_Ｎ０のドリフトがある。Ｖ_ＲＮ＝Ｖ_Ｒ０−Ｖ_Ｎ０、Ｖ_ＳＮ＝Ｖ_Ｓ０−Ｖ_Ｎ０、Ｖ_ＴＮ＝Ｖ_Ｔ０−Ｖ_Ｎ０、Ｖ_ＲＮ＋Ｖ_ＳＮ＋Ｖ_ＴＮ＝０の関係があるので、Ｖ_Ｎ０＝（Ｖ_Ｒ０＋Ｖ_Ｓ０＋Ｖ_Ｔ０）／３となり、当該ドリフト量は電圧−Ｅｄ／６〜Ｅｄ／６の間を変動することになる。

多相電源１によって与えられる相電圧Ｖ_ｒＮ（破線の波形）が電圧Ｖ_ＲＮを下回る位置においてブートストラップコンデンサ４２６の充電が可能となり、しかもＳ相が中間相となる時刻ｔ３〜ｔ５にはＳ相には電流が流されないので、時刻ｔ０〜ｔ５のうち、時刻ｔ１〜ｔ３（時刻ｔ１，ｔ３において電圧Ｖ_ＲＮと相電圧Ｖ_ｒＮとが一致する）においてのみＲ相とＳ相とによってブートストラップコンデンサ４２６の充電が可能となる。

同様にして、Ｒ相からみたＴ相の直流電圧Ｖ_ＴＲが正となるのは時刻ｔ１〜ｔ６であるが、電圧Ｖ_ＲＮと相電圧Ｖ_ｒＮとが一致する時刻ｔ３，ｔ５の間でＲ相とＴ相とによるブートストラップコンデンサ４２６の充電が可能となる。

以上のことから、ダイオード整流モードにおいてＲ相のブートストラップコンデンサ４２６の充電が可能となるのは時刻ｔ１〜ｔ５の間であり、位相に換算すると１２０度となる。換言すれば、ブートストラップコンデンサ４２６が放電する期間は位相にして２４０度で足りる。

以上のように平滑コンデンサ４４の充電中にブートストラップコンデンサ４２６が充電され、また平滑コンデンサ４４の充電完了後に放電する期間を短くできるので、ブートストラップコンデンサ４２６に要求される静電容量は小さくて済む。上述と同条件でブートストラップコンデンサ４２６に要求される静電容量を計算すれば、２．２μＦとなり、上述の静電容量１３００μＦと比較して大幅に低減できる。よってブートストラップコンデンサ４２６の充電時間を短くし、アクティブコンバータ４の起動時間を短くすることができる。

図５はブートストラップコンデンサ４２６の両端電圧Ｖ_ｂｏｏｔの、主スイッチ群５をオンした後の振る舞いを、電圧Ｖ_ｒＮと共に示したグラフである。但し、縦軸のオフセットは任意としており、電圧Ｖ_ｒＮのレンジは両端電圧Ｖ_ｂｏｏｔのレンジの１０倍である。電圧Ｖ_ｒＮの１０サイクル分程度が経過すれば、両端電圧Ｖ_ｂｏｏｔが安定することが示されている。

第３の実施の形態．
第２の実施の形態における電圧Ｖ_Ｒ０，Ｖ_Ｓ０，Ｖ_Ｔ０をみれば、中間相を除いてハイアーム側又はローアーム側が導通する事から、ダイオード整流モードに限らず、オン期間が１２０°幅の方形波となるように、ハイアーム側スイッチング素子４１ｒ，４１ｓ，４１ｔ及びローアーム側スイッチング素子４１ｘ，４１ｙ，４１ｚをスイッチングさせてもよい。この際にはスイッチング態様Ｓ０，Ｓ７以外のスイッチング態様が採用される。

図６は中間相でスイッチング素子のオン期間が１２０度以下となるスイッチング態様を繰り返して採用する場合のスイッチング信号Ｓｒ，Ｓｓ，Ｓｔ，Ｓｘ，Ｓｙ，Ｓｚの値と、各種の電圧を例示するグラフである。波形値が高い方／低い方が、それぞれ対応するスイッチング素子のオン／オフを示す。このようなスイッチング態様により、線間電圧Ｖ_ＲＳ，Ｖ_ＳＴ，Ｖ_ＴＲは６０°幅で通電するため、各相のオン期間は１２０度となる。

例えば電圧Ｖ_ＲＳが負となるスイッチング態様は自然転流の場合の時刻ｔ１〜ｔ３の期間であり、電圧Ｖ_ＴＲが正となるスイッチング態様は時刻ｔ３〜ｔ５であるから、その両方の期間でブートストラップコンデンサ４２６の充電が可能である。

第４の実施の形態．
ハイアーム側スイッチング素子のオンは通電角の拡大には寄与しない。よってハイアーム側スイッチング素子をオフにしてブートストラップコンデンサ４２６を充電することができる。図７は本実施の形態にかかるスイッチング態様を示すグラフであり、第３の実施の形態に対し、スイッチング信号Ｓｒ，Ｓｓ，Ｓｔを全てローにして、ハイアーム側スイッチング素子４１ｒ，４１ｓ，４１ｔをオフさせている。

このようなスイッチング態様を採用することにより、ブートストラップコンデンサ４２６の放電電流を低減でき、必要な静電容量は小さくて済む。

図８は本実施の形態の第１の変形を示すグラフである。図６との対応をわかりやすくするために、対応する電圧ベクトルを併記しているものの、併記された電圧ベクトルが出力されるとは限らない。ここではローアーム側スイッチング素子４１ｘ，４１ｙ，４１ｚをオンする期間（通電期間）を更に短くしている。より具体的には通電期間の中央を中心として前後対象に６０°の期間で通電している。このように、方形波の幅を１２０°以下とすることにより、スイッチング動作が電源電圧に対して位相精度が悪い場合にも対応できる。

図９及び図１０はいずれも本実施の形態の第２の変形を示すグラフであり、それぞれ図７及び図８に対応している。当該変形では、方形波に対してパルス変調が施されている。パルス変調によってデューティを可変にできるので、ブートストラップコンデンサ４２６を充電した後のパルス変調と対応させることができる。従って、スイッチング制御回路４２Ｒ、４２Ｓ、４２Ｔの回路定数を高い自由度を以て設計することができる。

第５の実施の形態．
上記の動作は限流回路を複数の入力線、例えば全ての入力線に設けても行うことができる。図１１は図１の回路のうち、リアクタ群３よりも多相電源１側での変形を示す回路図である。全ての入力線８Ｒ，８Ｓ，８Ｔについてそれぞれ限流回路２Ｒ，２Ｓ，２Ｔが設けられており、また限流回路２Ｒ，２Ｓ，２Ｔにはそれぞれ並列に主スイッチ５Ｒ，５Ｓ，５Ｔが設けられている。

主スイッチ５Ｒ，５Ｓ，５Ｔを全てオフし、限流回路２Ｒ，２Ｓ，２Ｔを介して多相電源１をアクティブコンバータ４に接続することにより、突入電流を回避しつつ平滑コンデンサ４４を充電することができる。より詳細には平滑コンデンサ４４の充電初期においてはローアーム側ダイオードＤｘ，Ｄｙ，Ｄｚが直流電源４２３によって逆バイアスされており、直流電源４２３、ブートストラップ用ダイオード４２４、ブートストラップ用抵抗４２５、ブートストラップコンデンサ４２６を介して流れる。

ブートストラップコンデンサ４２６の充電量が大きくなり、直流電源４２３の電圧と同程度の電圧を保持すると、ローアーム側ダイオードＤｘ，Ｄｙ，Ｄｚの両端には順バイアスが印加される。

このようにして、限流回路２Ｒ，２Ｓ，２Ｔを介して各相電源１Ｒ，１Ｓ，１Ｔ同士の短絡を回避しつつ各相のブートストラップコンデンサ４２６を充電できるので、限流回路２Ｒを動作させている期間においてブートストラップコンデンサ４２６を充電でき、当該限流回路に要求される電力容量は小さくできる。そして限流回路２Ｒの動作中（平滑コンデンサ４４の充電中）にブートストラップコンデンサ４２６の充電を行うことができるので、平滑コンデンサ４４の充電中にブートストラップコンデンサ４２６が保持する電圧が減少するという事態を回避できる。よってブートストラップコンデンサ４２６に要求される静電容量は小さくすることができ、その充電時間を短くすることもできる。

本発明にかかる第１の実施の形態を説明する回路図である。 本発明にかかる第１の実施の形態における電流の流れを説明する回路図である。 ブートストラップコンデンサの充電を説明する等価回路図である。 本発明にかかる第２の実施の形態においてブートストラップコンデンサを充電可能な期間を説明するグラフである。 ブートストラップコンデンサの両端電圧を示したグラフである。 本発明にかかる第３の実施の形態におけるスイッチング信号の値を例示するグラフである。 本発明にかかる第４の実施の形態におけるスイッチング信号の値を例示するグラフである。 本発明にかかる第４の実施の形態の第１の変形におけるスイッチング信号の値を例示するグラフである。 本発明にかかる第４の実施の形態の第２の変形におけるスイッチング信号の値を例示するグラフである。 本発明にかかる第４の実施の形態の第２の変形におけるスイッチング信号の値を例示するグラフである。 本発明にかかる第５の実施の形態を説明する回路図である。

符号の説明

１ 多相電源
１Ｒ，１Ｓ，１Ｔ 各相電源
４ アクティブコンバータ
４０Ｒ，４０Ｓ，４０Ｔ スイッチング回路
４１ｒ，４１ｓ，４１ｔ ハイアーム側スイッチング素子
４１ｘ，４１ｙ，４１ｚ ローアーム側スイッチング素子
４２Ｒ，４２Ｓ，４２Ｔ スイッチング制御回路
４２１ ハイアーム側ドライバ素子
４２２ ローアーム側ドライバ素子
４２３ 直流電源
４２４ ブートストラップ用ダイオード
４２６ ブートストラップコンデンサ
４３ スイッチング信号生成回路
４４ 平滑コンデンサ
８Ｒ，８Ｓ，８Ｔ 入力線
Ｄｒ，Ｄｓ，Ｄｔ ハイアーム側ダイオード
Ｄｘ，Ｄｙ，Ｄｚ ローアーム側ダイオード
Ｐ 正側電源出力端
Ｈ 負側電源出力端
Ｓｒ，Ｓｓ，Ｓｔ，Ｓｘ，Ｓｙ，Ｓｚ スイッチング信号

Claims (12)

1. 正側電源出力端（Ｐ）及び負側電源出力端（Ｈ）と、
   前記正側電源出力端及び前記負側電源出力端の間に設けられ、多相電源（１）に対し、その各相（１Ｒ，１Ｓ，１Ｔ）に対応する複数の入力線（８Ｒ，８Ｓ，８Ｔ）を介して接続され、各相毎に対応して設けられた複数のスイッチング回路（４０Ｒ，４０Ｓ，４０Ｔ）と、
   前記スイッチング回路の動作を制御するスイッチング信号（Ｓｒ，Ｓｓ，Ｓｔ，Ｓｘ，Ｓｙ，Ｓｚ）を各相毎に出力するスイッチング信号生成回路（４３）と、
   前記正側電源出力端及び前記負側電源出力端の間に設けられた平滑コンデンサ（４４）と
   を備え、
   前記スイッチング回路の各々は、
   対応する相の前記入力線（８Ｒ；８Ｓ；８Ｔ）へと前記正側電源出力端から電流を流すか否かを制御するハイアーム側スイッチング素子（４１ｒ；４１ｓ；４１ｔ）と、
   前記ハイアーム側スイッチング素子と並列に接続され、対応する相の前記入力線に接続されたアノードと、前記正側電源出力端に接続されたカソードとを有するハイアーム側ダイオード（Ｄｒ；Ｄｓ；Ｄｔ）と、
   対応する相の前記入力線（８Ｒ；８Ｓ；８Ｔ）から前記負側電源出力端へと電流を流すか否かを制御するローアーム側スイッチング素子（４１ｘ；４１ｙ；４１ｚ）と、
   前記ローアーム側スイッチング素子と並列に接続され、対応する相の前記入力線に接続されたカソードと、前記負側電源出力端に接続されたアノードとを有するローアーム側ダイオード（Ｄｘ；Ｄｙ；Ｄｚ）と、
   前記スイッチング信号に基づいて前記ハイアーム側スイッチング素子及び前記ローアーム側スイッチング素子を駆動させるスイッチング制御回路（４２Ｒ；４２Ｓ；４２Ｔ）と
   を有し、
   前記スイッチング制御回路の各々は、
   対応する相の第１の前記スイッチング信号（Ｓｘ；Ｓｙ；Ｓｚ）に基づいて前記ローアーム側スイッチング素子を駆動するローアーム側ドライバ素子（４２２）と、
   対応する相の第２の前記スイッチング信号（Ｓｒ；Ｓｓ；Ｓｔ）に基づいて前記ハイアーム側スイッチング素子を駆動するハイアーム側ドライバ素子（４２１）と、
   対応する相の前記入力線（８Ｒ；８Ｓ；８Ｔ）に接続された一端と、他端とを有し、前記ハイアーム側ドライバ素子に電源を供給するブートストラップコンデンサ（４２６）と、
   前記ブートストラップコンデンサの前記他端に接続されたカソードと、アノードとを有するブートストラップ用ダイオード（４２４）と、
   前記ブートストラップ用ダイオードの前記アノードに接続された正極と、前記負側電源出力端に接続された負極とを有し、前記ローアーム側ドライバ素子に電源を供給する直流電源（４２３）と
   を備える、アクティブコンバータ（４）。
2. 最大値を採る相及び最小値を採る相についてのみ、前記ローアーム側スイッチング素子及び前記ハイアーム側スイッチング素子の少なくとも一方がオフし、他の相の前記ローアーム側スイッチング素子及び前記ハイアーム側スイッチング素子のいずれもがオフして前記ブートストラップコンデンサ（４２６）を充電する、請求項１記載のアクティブコンバータ（４）。
3. 全ての相（Ｒ，Ｓ，Ｔ）において前記ハイアーム側スイッチング素子（４１ｒ；４１ｓ；４１ｔ）及び前記ローアーム側スイッチング素子（４１ｘ；４１ｙ；４１ｚ）が共にオフした状態で各相の前記ブートストラップコンデンサ（４２６）を充電する、請求項２記載のアクティブコンバータ（４）。
4. 前記多相電源（１）は三相電源（１Ｒ，１Ｓ，１Ｔ）であって、
   前記ハイアーム側スイッチング素子（４１ｒ；４１ｓ；４１ｔ）及び前記ローアーム側スイッチング素子（４１ｘ；４１ｙ；４１ｚ）をオン期間が１２０度以下でスイッチングさせることにより、各相の前記ブートストラップコンデンサ（４２６）を充電する、請求項２記載のアクティブコンバータ（４）。
5. 全ての相の前記ハイアーム側スイッチング素子（４１ｒ；４１ｓ；４１ｔ）がオフした状態で各相の前記ブートストラップコンデンサ（４２６）を充電する、請求項４記載のアクティブコンバータ（４）。
6. 前記方形波はパルス幅変調される、請求項４及び請求項５のいずれか一つに記載のアクティブコンバータ（４）。
7. 前記複数の入力線（８Ｒ，８Ｓ，８Ｔ）の少なくとも一つには限流回路（２Ｒ，２Ｓ，２Ｔ）が設けられ、二つ以上メインスイッチ（５Ｒ，５Ｓ，５Ｔ）を更に備える、請求項１乃至請求項５のいずれか一つに記載のアクティブコンバータ（４）。
8. アクティブコンバータ（４）は、
   正側電源出力端（Ｐ）及び負側電源出力端（Ｈ）と、
   前記正側電源出力端及び前記負側電源出力端の間に設けられ、多相電源（１）に対し、その各相（１Ｒ，１Ｓ，１Ｔ）に対応する複数の入力線（８Ｒ，８Ｓ，８Ｔ）を介して接続され、各相毎に対応して設けられた複数のスイッチング回路（４０Ｒ，４０Ｓ，４０Ｔ）と、
   前記スイッチング回路の動作を制御するスイッチング信号（Ｓｒ，Ｓｓ，Ｓｔ，Ｓｘ，Ｓｙ，Ｓｚ）を各相毎に出力するスイッチング信号生成回路（４３）と、
   前記正側電源出力端及び前記負側電源出力端の間に設けられた平滑コンデンサ（４４）と
   を備え、
   前記スイッチング回路の各々は、
   対応する相の前記入力線（８Ｒ；８Ｓ；８Ｔ）へと前記正側電源出力端から電流を流すか否かを制御するハイアーム側スイッチング素子（４１ｒ；４１ｓ；４１ｔ）と、
   前記ハイアーム側スイッチング素子と並列に接続され、対応する相の前記入力線に接続されたアノードと、前記正側電源出力端に接続されたカソードとを有するハイアーム側ダイオード（Ｄｒ；Ｄｓ；Ｄｔ）と、
   対応する相の前記入力線（８Ｒ；８Ｓ；８Ｔ）から前記負側電源出力端へと電流を流すか否かを制御するローアーム側スイッチング素子（４１ｘ；４１ｙ；４１ｚ）と、
   前記ローアーム側スイッチング素子と並列に接続され、対応する相の前記入力線に接続されたカソードと、前記負側電源出力端に接続されたアノードとを有するローアーム側ダイオード（Ｄｘ；Ｄｙ；Ｄｚ）と、
   前記スイッチング信号に基づいて前記ハイアーム側スイッチング素子及び前記ローアーム側スイッチング素子を駆動させるスイッチング制御回路（４２Ｒ；４２Ｓ；４２Ｔ）と
   を有し、
   前記スイッチング制御回路の各々は、
   対応する相の第１の前記スイッチング信号（Ｓｒ；Ｓｓ；Ｓｔ）に基づいて前記ハイアーム側スイッチング素子を駆動するハイアーム側ドライバ素子（４２１）と、
   対応する相の前記入力線（８Ｒ；８Ｓ；８Ｔ）に接続された一端と、他端とを有し、前記ハイアーム側ドライバ素子に電源を供給するブートストラップコンデンサ（４２６）と、
   前記ブートストラップコンデンサの前記他端に接続されたカソードと、アノードとを有するブートストラップ用ダイオード（４２４）と、
   前記ブートストラップ用ダイオードの前記アノードに接続された正極と、前記負側電源出力端に接続された負極とを有する直流電源（４２３）と
   を備え、
   前記複数の入力線（８Ｒ，８Ｓ，８Ｔ）の少なくとも一つには、主スイッチ（５Ｒ，５Ｓ，５Ｔ）と限流回路（２Ｒ，２Ｓ，２Ｔ）との並列接続が介挿され、
   （ａ）前記主スイッチをオフにし、前記限流回路を介して前記アクティブコンバータと前記多相電源との間に電流を流し、前記平滑コンデンサを充電するステップと、
   （ｂ）前記ステップ（ａ）の後、前記主スイッチをオンにするステップと
   を備え、
   上記ステップ（ａ），（ｂ）のいずれにおいても、最大値を採る相及び最小値を採る相についてのみ、前記ローアーム側スイッチング素子及び前記ハイアーム側スイッチング素子の少なくとも一方がオフし、他の相の前記ローアーム側スイッチング素子及び前記ハイアーム側スイッチング素子のいずれもがオフする、アクティブコンバータの制御方法。
9. 前記ステップ（ｂ）においては、全ての相（Ｒ，Ｓ，Ｔ）において前記ハイアーム側スイッチング素子（４１ｒ；４１ｓ；４１ｔ）及び前記ローアーム側スイッチング素子（４１ｘ；４１ｙ；４１ｚ）が共にオフした状態で各相の前記ブートストラップコンデンサ（４２６）を充電する、
   請求項８記載のアクティブコンバータの制御方法。
10. 前記多相電源（１）は三相電源（１Ｒ，１Ｓ，１Ｔ）であって、
    前記ステップ（ｂ）においては、前記ハイアーム側スイッチング素子（４１ｒ；４１ｓ；４１ｔ）及び前記ローアーム側スイッチング素子（４１ｘ；４１ｙ；４１ｚ）をオン期間が１２０度以下でスイッチングさせることにより、各相の前記ブートストラップコンデンサ（４２６）を充電する、請求項８記載のアクティブコンバータの制御方法。
11. 前記ステップ（ｂ）においては、全ての相の前記ハイアーム側スイッチング素子（４１ｒ；４１ｓ；４１ｔ）がオフした状態で各相の前記ブートストラップコンデンサ（４２６）を充電する、請求項１０記載のアクティブコンバータの制御方法。
12. 前記方形波はパルス幅変調される、請求項１０及び請求項１１のいずれか一つに記載のアクティブコンバータの制御方法。

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