JPWO2005076460A1 - モータ駆動装置及び電源変換装置 - Google Patents
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Abstract
Description
このことによって、インバータキャリア信号とDC/DCコンバータキャリア信号を同期させ、両キャリア信号の位相差を、DC/DCコンバータの入力電圧とインバータの入力電圧の比、あるいは、前記入力電圧の比とインバータのモータ駆動パラメータである変調率と力率に基づいて決定するようにしたので、DCリンクコンデンサに流れるリップル電流を最小化することが可能となり、装置を小型化することができる。
実施の形態1.
図1は、この発明の実施の形態1によるモータ駆動装置100の構成を示す図である。モータ駆動装置100は電気自動車やHEVに用いられるものである。図に示すように、モータ駆動装置100は、車両駆動用モータ10、インバータ20、DCリンクコンデンサ30、DC/DCコンバータ40、100V〜300Vの高電圧バッテリ(電力供給源)50、制御回路60を備えている。
同様に、スイッチSvHのコレクタ端子はP端子に、スイッチSvHのエミッタ端子はスイッチSvLのコレクタ端子とV相端子に、スイッチSvLのエミッタ端子はN端子に接続され、V相アームを構成している。
また、スイッチSwHのコレクタ端子はP端子に、スイッチSwHのエミッタ端子はスイッチSwLのコレクタ端子とW相端子に、スイッチSwLのエミッタ端子はN端子に接続され、W相アームを構成している。
制御回路60から出力される信号Guh、Gul、Gvh、Gvl、Gwh、Gwlは、それぞれの入力電圧レベルに合った電圧の信号に変換された状態で出力され、各信号は、それぞれインバータ20の半導体スイッチSuH、SuL、SvH、SvL、SwH、SwLのゲートに入力される。
図3は、インバータ20の動作を説明するための図である。図中には、インバータ20のキャリア信号波形、U相、V相、W相それぞれの基本波信号波形(電圧指示値)、キャリア信号と基本波信号の比較演算に基づいて生成される信号Guh、Gvh、Gwh、U相、V相、W相のモータ相電流、およびインバータ20への入力電流Ipが示されている。
なお、信号Gulは信号Guhの反転信号、信号Gvlは信号Gvhの反転信号、信号Gwlは信号Gwhの反転信号になる。
図4はDC/DCコンバータ40の昇圧動作を説明するための図である。昇圧動作とは、電力の流れが高電圧バッテリ50からインバータ20へ向かっているときの動作である。図中には、DC/DCコンバータ40のキャリア信号、昇圧比指令値、DC/DCコンバータキャリア信号と昇圧比指令値との比較演算によって生成されるスイッチSLのゲート信号Gl、チョークコイルLに流れる電流IL、およびDC/DCコンバータ40の出力電流Ioが示されている。
チョークコイル電流ILは、リップルが重畳された直流的な電流である。チョークコイル電流ILのリップルの振幅値は、チョークコイルLのインダクタンス値に依存し、大きくすればするほどリップルは小さくなる。また、出力電流Ioは、パルス状の電流になる。図に示すように、スイッチSLのゲート信号Glをコントロールすることにより、昇圧動作を制御することができる。
図中には、DC/DCコンバータ40のキャリア信号、昇圧比、DC/DCコンバータキャリア信号と昇圧比指令値との比較演算によって生成されるスイッチSHのゲート信号Gh、チョークコイルLに流れる電流IL、およびDC/DCコンバータ40の出力電流Ioが示されている。
図6は、DCリンクコンデンサ30に流れるリップル電流を説明するための図である。図中には、DC/DCコンバータ40のキャリア信号およびインバータ20のキャリア信号、インバータ20の入力電流Ip、DC/DCコンバータ40の出力電流Io、DCリンクコンデンサ30を流れる電流Icapが示されている。
なお、図に示すように、インバータ20のキャリア信号がピーク値となる時刻と、DC/DCコンバータ40のキャリア信号の2周期毎のピーク値の時刻が一致する場合に、DC/DCコンバータ40のキャリア信号とインバータ20のキャリア信号の位相差が0であると定義する。
Icap=Ip−Io (1)
なお、インバータ20のキャリア信号とDC/DCコンバータ40のキャリア信号の位相差を変化させる処理は、制御回路60に搭載されているマイクロコンピュータ内で行う。或いは、制御回路60内のマイクロコンピュータからインバータ20のキャリア信号の同期信号と位相差指示値(アナログ値あるいは8ビット程度のデジタル値)を出力させ、それらの信号によって制御回路60に搭載されたDC/DCコンバータ40の制御回路を動作させることにより、目的の位相差に調整するようにしてもよい。
ここで、DC/DCコンバータ40のキャリア信号の周波数は、インバータキャリア信号周波数の2倍とし、両信号は同期させている。
グラフの横軸は、DC/DCコンバータ40のキャリア信号とインバータ20のキャリア信号の位相差を、縦軸はDCリンクコンデンサ30の電流実効値(相対値)を示している。
さらに、図8〜図12から、最適位相は変調率、力率には依存せず、昇圧比のみに依存することがわかる。
具体的には、図9より昇圧比1.4の条件下での最適位相差は7Step、図10より昇圧比1.6の場合の最適位相差は9Step、図11より昇圧比1.8の場合の最適位相差は11Step、昇圧比2の場合の最適位相差は12Stepであることがわかる。
図13に、昇圧比に応じた、DC/DCコンバータ40のキャリア信号とインバータ20のキャリア信号の最適位相差を示す。
実施の形態1では、DC/DCコンバータ40のキャリア信号とインバータ20のキャリア信号の周期を同期させ、DC/DCコンバータ40のキャリア信号の周波数をインバータ20のキャリア信号の周波数の2倍に設定したが、実施の形態2では、DC/DCコンバータ40のキャリア信号の周波数がインバータ20のキャリア信号の2倍以外の値である場合に、両信号の位相差を最適化する。
なお、ここでは他の昇圧比条件における結果を示していないが、他の昇圧比条件においても同様の結果となる。
図15は、この発明の実施の形態3によるモータ駆動装置101の構成を示す図である。図1と同一の符号は同一の構成要素を表している。実施の形態1との相違点は、DC/DCコンバータ41がマルチフェーズ方式(ここでは2フェーズ)となっている点である。DC/DCコンバータ41は、DC/DCコンバータ41a、DC/DCコンバータ41bを備える。
マルチフェーズ方式のDC/DCコンバータは、複数のDC/DCコンバータの並列接続によって構成され、各々のDC/DCコンバータの出力位相をずらして動作させるものである。マルチフェーズDC/DCコンバータ41を用いるメリットは、入力電圧平滑コンデンサCinとDCリンクコンデンサ30のリップル電流を低減できることである。一方、デメリットは、複数のDC/DCコンバータを制御する必要があるため、制御回路60が複雑になることである。そのため、マルチフェーズDC/DCコンバータ41は、比較的大容量のDC/DCコンバータを構成する時に用いられる。
まず、DC/DCコンバータ41の動作について説明する。2フェーズ方式のDC/DCコンバータ41の制御方法は種々あるが、実施の形態3では、DC/DCコンバータ41aとDC/DCコンバータ41bのキャリア信号の位相を180度ずらす方式を用いる。
図16は、DC/DCコンバータ41の昇圧動作を説明するための図である。
図中には、DC/DCコンバータ41a、41bのキャリア信号、半導体スイッチSL1、SL2をコントロールするGl1信号、Gl2信号、チョークコイルL1、L2に流れる電流IL1、IL2、およびDC/DCコンバータ41aの出力電流Io1、DC/DCコンバータ41bの出力電流Io2、DC/DCコンバータ41の出力電流Ioの波形が示されている。
電流IL1、IL2は、GL1、GL2信号がHighとなって半導体スイッチSL1、SL2がオンになることにより増加し、スイッチSL1、SL2がオフになることにより減少する。このスイッチSL1、SL2のオン−オフ動作が連続的に繰り返されることにより、昇圧動作が制御される。
すなわち、図4に示す実施の形態1における1フェーズ方式のDC/DCコンバータ40と比較すると、出力電流パルスの振幅が約1/2になり、電流パルスの数が2倍になるため、DCリンクコンデンサ30に流れる電流を低減することが可能となる。
図17は、インバータ20のキャリア信号とDC/DCコンバータ41a、41bのキャリア信号の関係を示す図である。図に示すように、インバータ20のキャリア信号の周波数とDC/DCコンバータ41a、41bのキャリア信号の周波数を一致させる。また、DC/DCコンバータ41aのキャリア信号とDC/DCコンバータ41bのキャリア信号の位相差は、上述したように180度であり、1周期をTとするとT/2となる。
図18は、インバータ20の駆動条件を変調率1、力率1とした場合の、位相差τとリップル電流Icapの関係を示す図である。横軸は位相差τをStep数で表した値、縦軸はリップル電流Icapの実効値の相対値を示している。ここでは、昇圧比条件が1.5と2.5の場合を示している。なお、昇圧比2の条件では、DC/DCコンバータ41a、41bのオンデューティDは0.5となり、電流IoがDC電流となるため最適位相は存在しない。すなわち、どのような位相差であってもリップル電流の増減はない。
図19(a)は、変調率1における力率と最適位相差の関係を示し、図19(b)は、力率1における変調率と最適位相差の関係を示している。図から明らかなように、変調率、力率によって最適位相差条件は変化しない。なお、(a)では変調率1での結果、(b)では力率1での結果しか示していないが、他の変調率、力率の条件でも同様な結果が得られている。
図20は、昇圧比と最適位相差の関係を示す図である。
なお、インバータ20のキャリア信号とDC/DCコンバータ41のキャリア信号の位相差を変化させる処理は、実施の形態1と同様に行うことができる。
実施の形態4によるモータ駆動装置の構成およびDC/DCコンバータ等の基本的な動作は実施の形態3と同様である。
実施の形態4では、DC/DCコンバータ41のキャリア信号の周波数をインバータ20のキャリア信号の周波数の2倍とする。この場合、DCリンクコンデンサ30に流れるリップル電流Icapを最小にする、インバータ20とDC/DCコンバータ41のキャリア信号の最適位相差の設定の仕方が実施の形態3とは異なる。
実施の形態4は、DC/DCコンバータ41の駆動周波数が実施の形態3の2倍になるので、DC/DCコンバータ41のチョークコイルL1、L2のインダクタンス値を小さくすることができ、L1、L2が小形になるというメリットがある。
なお、ΔΘ1及びΔΘ2を変化させる処理は、実施の形態1と同様に行うことができる。
【発明の名称】 モータ駆動装置及び電源変換装置
【技術分野】
【0001】
この発明は、モータ駆動装置及び電源変換装置に関するものである。
【背景技術】
【0002】
電気自動車やHEV(Hybrid Electric Vehicle)に用いられる従来のモータ駆動装置の例として、特許文献1に開示されたモータ駆動装置がある。このモータ駆動装置は、モータ、直流電力を交流電力に変換するインバータ、高電圧バッテリ、DC/DCコンバータ、DCリンクコンデンサを備えている。DC/DCコンバータは、力行時には高電圧バッテリにより供給される電圧を昇圧してインバータに直流電力を供給し、回生時にはインバータから出力される直流電力を降圧して高電圧バッテリに供給する。DCリンクコンデンサは複数個のコンデンサで構成され、DC/DCコンバータとインバータの間に配置されて、直流電圧を平滑化している。
【0003】
【特許文献1】
特開平8−214592号公報
【0004】
従来のモータ駆動装置は、装置を小型化するためにインバータ、DC/DCコンバータ、およびDCリンクコンデンサをモジュール化して1つの電力変換装置にすると、DC/DCコンバータからDCリンクコンデンサへ出力する電流パルスと、DCリンクコンデンサからインバータへ供給する交流パルス電流が影響し合ってDCリンクコンデンサに流れるリップル電流が増大する。DCリンクコンデンサの寿命を確保するため、1個当たりのコンデンサに流れるリップル電流を許容値以下にするように構成すると、DCリンクコンデンサが大型化し、装置全体が大型化するという問題があった。
【0005】
この発明は上記のような課題を解決するためになされたもので、DCリンクコンデンサに流れるリップル電流を最小にし、小型化されたモータ駆動装置及び電源変換装置を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【0006】
この発明に係るモータ駆動装置は、電力供給源と、DC/DCコンバータと、インバータと、DCリンクコンデンサを備え、DCリンクコンデンサは、インバータとDC/DCコンバータの間に接続され、電圧を平滑化するモータ駆動装置において、インバータを駆動するためのインバータキャリア信号の周波数とDC/DCコンバータを駆動するためのDC/DCコンバータキャリア信号の周波数を同期させ、両キャリア信号の位相差を、DC/DCコンバータの入力電圧又はインバータの入力電圧に基づいて制御したものである。
【発明の開示】
【0007】
この発明に係るモータ駆動装置は、電力供給源と、DC/DCコンバータと、インバータと、DCリンクコンデンサを備え、DCリンクコンデンサは、インバータとDC/DCコンバータの間に接続され、電圧を平滑化するモータ駆動装置において、インバータを駆動するためのインバータキャリア信号の周波数とDC/DCコンバータを駆動するためのDC/DCコンバータキャリア信号の周波数を同期させ、両キャリア信号の位相差を、DC/DCコンバータの入力電圧又はインバータの入力電圧に基づいて制御したものである。
このことによって、インバータキャリア信号とDC/DCコンバータキャリア信号を同期させ、両キャリア信号の位相差を、DC/DCコンバータの入力電圧とインバータの入力電圧の比、あるいは、前記入力電圧の比とインバータのモータ駆動パラメータである変調率と力率に基づいて決定するようにしたので、DCリンクコンデンサに流れるリップル電流を最小化することが可能となり、装置を小型化することができる。
【発明を実施するための最良の形態】
【0008】
以下、この発明をより詳細に説明するために、この発明を実施するための最良の形態について、添付の図面に従って説明する。
実施の形態1.
図1は、この発明の実施の形態1によるモータ駆動装置100の構成を示す図である。モータ駆動装置100は電気自動車やHEVに用いられるものである。図に示すように、モータ駆動装置100は、車両駆動用モータ10、インバータ20、DCリンクコンデンサ30、DC/DCコンバータ40、100V〜300Vの高電圧バッテリ(電力供給源)50、制御回路60を備えている。
【0009】
DC/DCコンバータ40は、半導体スイッチ(IGBT:Insulated Gate Bipolar Transistor)SH、SL、ダイオードDH、DL、チョークコイルL、入力電圧平滑コンデンサCinを備えている。
【0010】
半導体スイッチSH、SLのコレクタ端子は、それぞれダイオードDH、DLのカソード端子に、半導体スイッチSH、SLのエミッタ端子はそれぞれダイオードDH、DLのアノード端子に接続されている。
【0011】
スイッチSHのコレクタ端子は、DCリンクコンデンサ30の一方の端子およびインバータ20のP端子に接続され、半導体スイッチSHのエミッタ端子は、スイッチSLのコレクタ端子およびチョークコイルLの一方の端子に接続されている。
【0012】
チョークコイルLのもう一方の端子は、入力電圧平滑コンデンサCinの一方の端子および高電圧バッテリ50のプラス端子に接続されている。高電圧バッテリ50のマイナス端子は、入力電圧平滑コンデンサCinのもう一方の端子、スイッチSLのエミッタ端子、DCリンクコンデンサ30のもう一方の端子、およびインバータ20のN端子に接続されている。
【0013】
インバータ20の出力端子であるU相端子、V相端子、W相端子は、それぞれ車両駆動用モータ10の接続端子であるU相モータ端子、V相モータ端子、W相モータ端子に接続されている。
【0014】
図2は、インバータ20の構成を示す図である。図に示すように、インバータ20は、半導体スイッチ(IGBT)SuH、SvH、SwH、SuL、SvL、SwL、ダイオードDuH、DvH、DwH、DuL、DvL、DwLを備えている。
【0015】
半導体スイッチSuH、SvH、SwH、SuL、SvL、SwLのコレクタ端子は、それぞれダイオードDuH、DvH、DwH、DuL、DvL、DwLのカソード端子に接続され、半導体スイッチSuH、SvH、SwH、SuL、SvL、SwLのエミッタ端子は、それぞれダイオードDuH、DvH、DwH、DuL、DvL、DwLのアノード端子に接続されている。
【0016】
また、スイッチSuHのコレクタ端子はP端子に、スイッチSuHのエミッタ端子はスイッチSuLのコレクタ端子とU相端子に、スイッチSuLのエミッタ端子はN端子に接続され、U相アームを構成している。
同様に、スイッチSvHのコレクタ端子はP端子に、スイッチSvHのエミッタ端子はスイッチSvLのコレクタ端子とV相端子に、スイッチSvLのエミッタ端子はN端子に接続され、V相アームを構成している。
また、スイッチSwHのコレクタ端子はP端子に、スイッチSwHのエミッタ端子はスイッチSwLのコレクタ端子とW相端子に、スイッチSwLのエミッタ端子はN端子に接続され、W相アームを構成している。
【0017】
次に動作について説明する。
制御回路60から出力される信号Guh、Gul、Gvh、Gvl、Gwh、Gwlは、それぞれの入力電圧レベルに合った電圧の信号に変換された状態で出力され、各信号は、それぞれインバータ20の半導体スイッチSuH、SuL、SvH、SvL、SwH、SwLのゲートに入力される。
【0018】
信号Gh、Glも同様に変換された状態で制御回路60から出力され、それぞれDC/DCコンバータ40のスイッチSH、SLのゲートに入力される。
【0019】
信号Guh、Gul、Gvh、Gvl、Gwh、Gwlは、半導体スイッチSuH、SuL、SvH、SvL、SwH、SwLを制御し、これによりインバータ20は高電圧バッテリ50からDC/DCコンバータ40を介して供給される直流電圧を交流電圧に変換し、車両駆動用モータ10に供給する。
【0020】
また、車両駆動用モータ10の発電する電圧が高電圧バッテリ50の供給する電圧よりも高くなると、制御回路60の制御により、インバータ20は車両駆動用モータ10からの交流電圧を直流電圧に変換して高電圧バッテリ50に供給する。
【0021】
また、DCリンクコンデンサ30の電圧および入力電圧平滑コンデンサCinの電圧(=高電圧バッテリ50の電圧)、インバータ20のU相、V相、W相の電流値が制御回路60に入力され、インバータ20およびDC/DCコンバータ40の制御に用いられる。
【0022】
次に、インバータ20の動作について説明する。
図3は、インバータ20の動作を説明するための図である。図中には、インバータ20のキャリア信号波形、U相、V相、W相それぞれの基本波信号波形(電圧指示値)、キャリア信号と基本波信号の比較演算に基づいて生成される信号Guh、Gvh、Gwh、U相、V相、W相のモータ相電流、およびインバータ20への入力電流Ipが示されている。
なお、信号Gulは信号Guhの反転信号、信号Gvlは信号Gvhの反転信号、信号Gwlは信号Gwhの反転信号になる。
【0023】
信号Guh、Gvh、Gwh、Gul、Gvl、Gwlが、それぞれ半導体スイッチSuH、SvH、SwH、SuL、SvL、SwLのゲートに入力されることにより、U相、V相、W相の基本波信号と同様な振幅の、インバータ20の入力電圧(P−N端子間電圧)に依存した交流電圧が各相の端子に発生する。
【0024】
各相の基本波信号の振幅を変化させることにより、各相の端子に発生する電圧の振幅を変化させることができる。また、各相電流と基本波信号の位相を変化させることにより、各相の端子電圧と各相電流の位相を変化させることができる。
【0025】
なお、インバータ20のキャリア信号のゼロ−ピーク値と基本波信号の振幅値の比(基本波振幅値/インバータキャリアゼロ−ピーク値)を変調率と呼ぶ。また、相電流と基本波信号の位相をφとした場合のcosφを力率と呼ぶ。
【0026】
次に、DC/DCコンバータ40の動作について説明する。
図4はDC/DCコンバータ40の昇圧動作を説明するための図である。昇圧動作とは、電力の流れが高電圧バッテリ50からインバータ20へ向かっているときの動作である。図中には、DC/DCコンバータ40のキャリア信号、昇圧比指令値、DC/DCコンバータキャリア信号と昇圧比指令値との比較演算によって生成されるスイッチSLのゲート信号Gl、チョークコイルLに流れる電流IL、およびDC/DCコンバータ40の出力電流Ioが示されている。
【0027】
ここで昇圧比指令値とは、DC/DCコンバータ40の入力電圧をVIN、出力電圧(=DCリンクコンデンサ30電圧=インバータ20入力電圧)をVPNとすると、VIN/VPNで表される。
チョークコイル電流ILは、リップルが重畳された直流的な電流である。チョークコイル電流ILのリップルの振幅値は、チョークコイルLのインダクタンス値に依存し、大きくすればするほどリップルは小さくなる。また、出力電流Ioは、パルス状の電流になる。図に示すように、スイッチSLのゲート信号Glをコントロールすることにより、昇圧動作を制御することができる。
【0028】
次に、図5を用いてDC/DCコンバータ40の降圧動作について説明する。降圧動作とは、電力の流れがインバータ20から高電圧バッテリ50に向かっているときの動作である。
図中には、DC/DCコンバータ40のキャリア信号、昇圧比指令値、DC/DCコンバータキャリア信号と昇圧比指令値との比較演算によって生成されるスイッチSHのゲート信号Gh、チョークコイルLに流れる電流IL、およびDC/DCコンバータ40の出力電流Ioが示されている。
【0029】
昇圧動作と同様に、チョークコイル電流ILはリップルが重畳された直流的な電流となり、出力電流Ioはパルス状の電流になる。図に示すように、スイッチSHのゲート信号Ghをコントロールすることにより、降圧動作を制御することができる。
【0030】
次に、この発明の実施の形態1による、DCリンクコンデンサ30に流れるリップル電流の抑制動作(最小化動作)について説明する。
図6は、DCリンクコンデンサ30に流れるリップル電流を説明するための図である。図中には、DC/DCコンバータ40のキャリア信号およびインバータ20のキャリア信号、インバータ20の入力電流Ip、DC/DCコンバータ40の出力電流Io、DCリンクコンデンサ30を流れる電流Icapが示されている。
【0031】
ここでは、インバータ20のキャリア信号の周期を100Step、DC/DCコンバータ40のキャリア信号の周期を50Stepとしている。図には、Step0〜Step999までの1000Stepが示されている。なお、ここでは変調率0.7、力率0.8、昇圧比1.8である。ここで、昇圧比とは、V PN /V IN のことである。
【0032】
実施の形態1では、DC/DCコンバータ40のキャリア信号とインバータ20のキャリア信号の周期は同期が取られ、DC/DCコンバータ40のキャリア信号の周波数は、インバータ20のキャリア信号の周波数の2倍に設定されている。
なお、図に示すように、インバータ20のキャリア信号がピーク値となる時刻と、DC/DCコンバータ40のキャリア信号の2周期毎のピーク値の時刻が一致する場合に、DC/DCコンバータ40のキャリア信号とインバータ20のキャリア信号の位相差が0であると定義する。
【0033】
ここで、DC/DCコンバータ40のキャリア信号の周波数をインバータ20のキャリア信号の2倍としたのは、図から明らかなように、インバータ20への入力電流Ipのパルス電流の周期がインバータ20のキャリア信号の周期の2分の1になるためである。DCリンクコンデンサ30に流れる電流Icapは式(1)で求まるため、インバータ20への入力電流IpとDC/DCコンバータ40の出力電流Ioのタイミングが合えば、電流Icapを低減することができると考えられる。
Icap=Ip−Io (1)
【0034】
図7は、図6に示す条件で、DC/DCコンバータキャリア信号とインバータキャリア信号の位相差を11Stepとした場合を示している。図6と図7を比較して分かるように、位相差を11Stepとすることにより、図6と同じ条件下で、DCリンクコンデンサ30に流れる電流Icapの電流値を小さくすることができる。
【0035】
以上のように、DC/DCコンバータ40のキャリア信号の周期とインバータ20のキャリア信号の周期を同期させ、DC/DCコンバータキャリア信号の周期をインバータキャリア信号の周期の2分の1とし、位相差を適切に設定すると、DCリンクコンデンサ30のリップル電流値が減少する。
なお、インバータ20のキャリア信号とDC/DCコンバータ40のキャリア信号の位相差を変化させる処理は、制御回路60に搭載されているマイクロコンピュータ内で行う。或いは、制御回路60内のマイクロコンピュータからインバータ20のキャリア信号の同期信号と位相差指示値(アナログ値あるいは8ビット程度のデジタル値)を出力させ、それらの信号によって制御回路60に搭載されたDC/DCコンバータ40の制御回路を動作させることにより、目的の位相差に調整するようにしてもよい。
【0036】
DC/DCコンバータ40のキャリア信号とインバータ20のキャリア信号を図7に示すように設定しなくても、DC/DCコンバータ40のキャリア信号の周波数をインバータ20のキャリア信号の周波数の10倍以上に設定すれば、DCリンクコンデンサ30のリップル電流を充分小さくすることができる。しかし、DC/DCコンバータ40のキャリア周波数を大きくすると、電流の損失が増大し、電流の損失により発生する熱を冷却するためには、装置全体を大きくする必要がある。
【0037】
図8〜図12に、昇圧比(V PN /V IN )、およびインバータ20の変調率、力率の様々な条件下において、DC/DCコンバータ40のキャリア信号とインバータ20のキャリア信号の位相差を変化させた場合のDCリンクコンデンサ30に流れる電流Icapの電流実効値を計算により求めた結果を示す。
ここで、DC/DCコンバータ40のキャリア信号の周波数は、インバータキャリア信号周波数の2倍とし、両信号は同期させている。
【0038】
図8は、昇圧比1.2、図9は昇圧比1.4、図10は昇圧比1.6、図11は昇圧比1.8、図12は昇圧比2.0の場合の結果を示している。各図には、変調率がそれぞれ1.0、0.8、0.6、0.4、0.2の場合の結果を表すグラフが示されており、各グラフには力率毎の計算結果が示されている。力率がプラスの場合は、DC/DCコンバータ40が昇圧動作を行う場合を示し、マイナスの場合は、DC/DCコンバータ40が降圧動作を行う場合を示している。
グラフの横軸は、DC/DCコンバータ40のキャリア信号とインバータ20のキャリア信号の位相差を、縦軸はDCリンクコンデンサ30の電流実効値(相対値)を示している。
【0039】
図8より、昇圧比1.2の条件下では、電流値が最小になる最適位相は、変調率、力率に関係なく4Stepであることがわかる。
さらに、図8〜図12から、最適位相は変調率、力率には依存せず、昇圧比のみに依存することがわかる。
具体的には、図9より昇圧比1.4の条件下での最適位相差は7Step、図10より昇圧比1.6の場合の最適位相差は9Step、図11より昇圧比1.8の場合の最適位相差は11Step、昇圧比2の場合の最適位相差は12Stepであることがわかる。
図13に、昇圧比に応じた、DC/DCコンバータ40のキャリア信号とインバータ20のキャリア信号の最適位相差を示す。
【0040】
以上のように、実施の形態1によれば、DC/DCコンバータ40のキャリア信号とインバータ20のキャリア信号の周期を同期させ、DC/DCコンバータ40のキャリア信号の周波数を、インバータ20のキャリア信号の周波数の2倍に設定した場合には、DC/DCコンバータ40のキャリア信号とインバータ20のキャリア信号位相差を昇圧比によって決まる最適値に設定することで、DCリンクコンデンサ30に流れる電流Icapを最小にすることが可能となり、DCリンクコンデンサ30を小型化することができる。
【0041】
実施の形態2.
実施の形態1では、DC/DCコンバータ40のキャリア信号とインバータ20のキャリア信号の周期を同期させ、DC/DCコンバータ40のキャリア信号の周波数をインバータ20のキャリア信号の周波数の2倍に設定したが、実施の形態2では、DC/DCコンバータ40のキャリア信号の周波数がインバータ20のキャリア信号の2倍以外の値である場合に、両信号の位相差を最適化する。
【0042】
図14は、DC/DCコンバータ40のキャリア信号とインバータ20のキャリア信号の周期を同期させ、DC/DCコンバータ40のキャリア信号の周波数をインバータ20のキャリア信号の周波数の3倍に設定した場合の、様々な条件下での、DC/DCコンバータ40のキャリア信号とインバータ20のキャリア信号の位相差と、DCリンクコンデンサ30の電流Icapの電流値の計算結果の関係を示している。
【0043】
ここでは昇圧比を1.6とし、変調率がそれぞれ1.0、0.8、0.6の場合のグラフが示されている。図から明らかなように、実施の形態2では、同じ昇圧比でも、変調率、力率の条件によってDCリンクコンデンサ30に流れる電流Icapを最小にするDC/DCコンバータ40のキャリア信号とインバータ20のキャリア信号の最適位相差が異なる。
なお、ここでは他の昇圧比条件における結果を示していないが、他の昇圧比条件においても同様の結果となる。
【0044】
このように、この発明の実施の形態2によれば、DC/DCコンバータ40のキャリア信号の周波数をインバータ20のキャリア信号の周波数の2倍以外の値に設定する場合には、昇圧比、変調率、力率の組み合わせによって決まる最適値に設定することで、実施の形態1ほど大きな効果は得られないが、DCリンクコンデンサ30に流れる電流Icapを小さくすることができる。
【0045】
実施の形態3.
図15は、この発明の実施の形態3によるモータ駆動装置101の構成を示す図である。図1と同一の符号は同一の構成要素を表している。実施の形態1との相違点は、DC/DCコンバータ41がマルチフェーズ方式(ここでは2フェーズ)となっている点である。DC/DCコンバータ41は、DC/DCコンバータ41a、DC/DCコンバータ41bを備える。
マルチフェーズ方式のDC/DCコンバータは、複数のDC/DCコンバータの並列接続によって構成され、各々のDC/DCコンバータの出力位相をずらして動作させるものである。マルチフェーズDC/DCコンバータ41を用いるメリットは、入力電圧平滑コンデンサCinとDCリンクコンデンサ30のリップル電流を低減できることである。一方、デメリットは、複数のDC/DCコンバータを制御する必要があるため、制御回路60が複雑になることである。そのため、マルチフェーズDC/DCコンバータ41は、比較的大容量のDC/DCコンバータを構成する時に用いられる。
【0046】
次に動作について説明する。
まず、DC/DCコンバータ41の動作について説明する。2フェーズ方式のDC/DCコンバータ41の制御方法は種々あるが、実施の形態3では、DC/DCコンバータ41aとDC/DCコンバータ41bのキャリア信号の位相を180度ずらす方式を用いる。
図16は、DC/DCコンバータ41の昇圧動作を説明するための図である。
図中には、DC/DCコンバータ41a、41bのキャリア信号、半導体スイッチSL1、SL2をコントロールするGl1信号、Gl2信号、チョークコイルL1、L2に流れる電流IL1、IL2、およびDC/DCコンバータ41aの出力電流Io1、DC/DCコンバータ41bの出力電流Io2、DC/DCコンバータ41の出力電流Ioの波形が示されている。
【0047】
図に示すように、DC/DCコンバータ41a、41bのキャリア信号は三角波信号であり、昇圧比指令値との比較によりGl1、Gl2、Gh1、Gh2が形成される。ただし、図中にはGl1、Gl2のみ示している。具体的には、DC/DCコンバータ41a、41bのキャリア信号が昇圧比指令値より小さい時は、Gl1、Gl2信号がHighとなってスイッチSL1、SL2がオンになり、キャリア信号が昇圧比指令値より大きい時は、Gl1、Gl2信号がLowとなってスイッチSL1、SL2はオフになる。
電流IL1、IL2は、GL1、GL2信号がHighとなって半導体スイッチSL1、SL2がオンになることにより増加し、スイッチSL1、SL2がオフになることにより減少する。このスイッチSL1、SL2のオン−オフ動作が連続的に繰り返されることにより、昇圧動作が制御される。
【0048】
ここで、キャリア信号の周期をT、Gl1、Gl2信号のオンデューティ(Gl1、Gl2信号がHighの時間/T)をDとすると、DC/DCコンバータ41a、41bの出力電流Io1、Io2の電流パルスの幅は、(1−D)×Tと表わすことができる。よって、1周期の間に、パルス幅(1−D)×Tの電流パルスIo1、Io2が合わせて2回、交互にインバータ20に送られている。
すなわち、図4に示す実施の形態1における1フェーズ方式のDC/DCコンバータ40と比較すると、出力電流パルスの振幅が約1/2になり、電流パルスの数が2倍になるため、DCリンクコンデンサ30に流れる電流を低減することが可能となる。
【0049】
次に、DCリンクコンデンサ30に流れるリップル電流を最小にするための動作について説明する。
図17は、インバータ20のキャリア信号とDC/DCコンバータ41a、41bのキャリア信号の関係を示す図である。図に示すように、インバータ20のキャリア信号の周波数とDC/DCコンバータ41a、41bのキャリア信号の周波数を一致させる。また、DC/DCコンバータ41aのキャリア信号とDC/DCコンバータ41bのキャリア信号の位相差は、上述したように180度であり、1周期をTとするとT/2となる。
【0050】
次に、DCリンクコンデンサ30に流れるリップル電流が最小になる、インバータ20のキャリア信号とDC/DCコンバータ41aのキャリア信号の位相差τの条件について説明する。
図18は、インバータ20の駆動条件を変調率1、力率1とした場合の、位相差τとリップル電流Icapの関係を示す図である。横軸は位相差τをStep数で表した値、縦軸はリップル電流Icapの実効値の相対値を示している。ここでは、昇圧比条件が1.5と2.5の場合を示している。なお、昇圧比2の条件では、DC/DCコンバータ41a、41bのオンデューティDは0.5となり、電流IoがDC電流となるため最適位相は存在しない。すなわち、どのような位相差であってもリップル電流の増減はない。
【0051】
図18に示すように、実施の形態1と同様、位相差を最適な条件に設定することにより、ある駆動条件下におけるリップル電流Icapを最小にすることができる。最適な位相差条件は、実施の形態1と同様、昇圧比に応じて定めることができる。
図19(a)は、変調率1における力率と最適位相差の関係を示し、図19(b)は、力率1における変調率と最適位相差の関係を示している。図から明らかなように、変調率、力率によって最適位相差条件は変化しない。なお、(a)では変調率1での結果、(b)では力率1での結果しか示していないが、他の変調率、力率の条件でも同様な結果が得られている。
図20は、昇圧比と最適位相差の関係を示す図である。
なお、インバータ20のキャリア信号とDC/DCコンバータ41のキャリア信号の位相差を変化させる処理は、実施の形態1と同様に行うことができる。
【0052】
以上のように、実施の形態3によれば、DC/DCコンバータ41のキャリア信号の周波数をインバータ20のキャリア信号の周波数と等しくし、DC/DCコンバータ41aとDC/DCコンバータ41bのキャリア信号の位相差を180度(T/2)とし、インバータ20のキャリア信号とDC/DCコンバータ41のキャリア信号の位相差を昇圧比によって決まる最適値に設定するようにしたので、実施の形態1と同様に、DCリンクコンデンサ30に流れるリップル電流Icapを小さくすることができる。
【0053】
実施の形態4.
実施の形態4によるモータ駆動装置の構成およびDC/DCコンバータ等の基本的な動作は実施の形態3と同様である。
実施の形態4では、DC/DCコンバータ41のキャリア信号の周波数をインバータ20のキャリア信号の周波数の2倍とする。この場合、DCリンクコンデンサ30に流れるリップル電流Icapを最小にする、インバータ20とDC/DCコンバータ41のキャリア信号の最適位相差の設定の仕方が実施の形態3とは異なる。
実施の形態4は、DC/DCコンバータ41の駆動周波数が実施の形態3の2倍になるので、DC/DCコンバータ41のチョークコイルL1、L2のインダクタンス値を小さくすることができ、L1、L2が小形になるというメリットがある。
【0054】
図21は、実施の形態4による、インバータ20のキャリア信号とDC/DCコンバータ41a、41bのキャリア信号の関係を示す図である。図に示すように、DC/DCコンバータ41a、41bのキャリア信号の周波数は、インバータ20のキャリア信号の周波数の2倍になっている。また、図中、DC/DCコンバータ41a、41bのキャリア信号の平均とインバータ20のキャリア信号の位相差をΔΘ1、上述の平均とDC/DCコンバータ41a、41bのキャリア信号との位相差をΔΘ2で示している。実施の形態4では、位相差τの代わりに位相差ΔΘ1とΔΘ2をパラメータとして用いる。
【0055】
次に、位相差ΔΘ1およびΔΘ2の最適値を求める方法について説明する。図22は、ΔΘ1とDCリンクコンデンサ30のリップル電流Icapの関係を示す図である。ここでは、ΔΘ2=0、インバータ20の駆動条件は、変調率1、力率1とし、DC/DCコンバータ41の昇圧比は2とする。横軸は位相差ΔΘ1を%表示した値、縦軸はリップル電流Icapの実効値の相対値を示している。図に示すように、リップル電流Icapを最小にする最適なΔΘ1が存在する。なお、ΔΘ2=0では、DC/DCコンバータ41a、41bを同時に動作させているので、実施の形態1と同じ駆動条件になる。
【0056】
図23は、ΔΘ1の位相を図22で示す最適な位相に固定した時の、ΔΘ2とDCリンクコンデンサ30のリップル電流Icapの関係を示す図である。インバータ20の駆動条件と昇圧比条件は、図22と同じである。横軸は位相差ΔΘ2を%表示した値、縦軸はリップル電流Icapの実効値の相対値を示している。図に示すようにリップル電流Icapを最小にする最適なΔΘ2が存在する。
【0057】
図24は、ΔΘ2=0に固定し、各力率における変調率とΔΘ1の最適値の関係を示す図である。昇圧比条件は2である。図に示すように、ΔΘ1の最適値は、変調率、力率に左右されない。また、図25は、ΔΘ1を最適位相差に設定した場合の、力率条件毎の変調率とΔΘ2の最適値の関係を示す図である。昇圧比条件は図24と同様に2である。図に示すように、ΔΘ2の最適値は、力率には依存しないが変調率に依存する。
【0058】
実施の形態4による、ΔΘ1およびΔΘ2の最適値の決定方法について説明する。図26は、昇圧比とΔΘ1の最適位相差の関係を示す図である。また、図27は、ΔΘ1を最適位相差に設定した場合における、変調率とΔΘ2の最適位相差の関係を示す図である。実施の形態4では、まず図26に基づいて、昇圧比に応じた最適位相差ΔΘ1を決定する。次に、図27に基づいて、昇圧比毎に、変調率に応じた最適位相差ΔΘ2を決定する。
【0059】
以上のように、実施の形態4によれば、DC/DCコンバータ41のキャリア信号の周波数をインバータ20のキャリア信号の周波数の2倍とし、インバータ20のキャリア信号とDC/DCコンバータ41のキャリア信号の位相差を昇圧比によって決まる最適値に設定するとともに、DC/DCコンバータ41a、41bのキャリア信号の位相差をインバータ20の変調率によって決まる最適値とすることで、実施の形態1と同様にDCリンクコンデンサ30に流れるリップル電流Icapを小さくすることができる。
なお、ΔΘ1及びΔΘ2を変化させる処理は、実施の形態1と同様に行うことができる。
【産業上の利用可能性】
【0060】
以上のようにこの発明は、小型で、DCリンクコンデンサに流れるリップル電流を小さくできるモータ駆動装置を得るのに適している。
【図面の簡単な説明】
【0061】
【図1】 この発明の実施の形態1によるモータ駆動装置の構成を示す図である。
【図2】 この発明の実施の形態1によるインバータの構成を示す図である。
【図3】 インバータの動作を説明するための図である。
【図4】 DC/DCコンバータの昇圧動作を説明するための図である。
【図5】 DC/DCコンバータの降圧動作を説明するための図である。
【図6】 DCリンクコンデンサに流れるリップル電流を説明するための図である。
【図7】 DC/DCコンバータのキャリア信号とインバータのキャリア信号の位相差を変化させた場合の、DCリンクコンデンサに流れるリップル電流を説明するための図である。
【図8】 この発明の実施の形態1による、様々な条件下における、DC/DCコンバータのキャリア信号とインバータのキャリア信号の位相差とDCリンクコンデンサに流れるリップル電流値の関係を示す図である。
【図9】 この発明の実施の形態1による、様々な条件下における、DC/DCコンバータのキャリア信号とインバータのキャリア信号の位相差とDCリンクコンデンサに流れるリップル電流値の関係を示す図である。
【図10】 この発明の実施の形態1による、様々な条件下における、DC/DCコンバータのキャリア信号とインバータのキャリア信号の位相差とDCリンクコンデンサに流れるリップル電流値の関係を示す図である。
【図11】 この発明の実施の形態1による、様々な条件下における、DC/DCコンバータのキャリア信号とインバータのキャリア信号の位相差とDCリンクコンデンサに流れるリップル電流値の関係を示す図である。
【図12】 この発明の実施の形態1による、様々な条件下における、DC/DCコンバータのキャリア信号とインバータのキャリア信号の位相差とDCリンクコンデンサに流れるリップル電流値の関係を示す図である。
【図13】 昇圧比に応じた、DC/DCコンバータのキャリア信号とインバータのキャリア信号の最適位相差を示す図である。
【図14】 この発明の実施の形態2による、様々な条件下における、DC/DCコンバータのキャリア信号とインバータのキャリア信号の位相差とDCリンクコンデンサに流れるリップル電流値の関係を示す図である。
【図15】 この発明の実施の形態3によるモータ駆動装置の構成を示す図である。
【図16】 DC/DCコンバータの昇圧動作を説明するための図である。
【図17】 インバータのキャリア信号とDC/DCコンバータのキャリア信号の関係を示す図である。
【図18】 インバータのキャリア信号とDC/DCコンバータのキャリア信号の位相差とDCリンクコンデンサに流れるリップル電流の関係を示す図である。
【図19】 インバータの変調率、力率と最適位相差の関係を示す図である。
【図20】 実施の形態3による、昇圧比に応じた、DC/DCコンバータのキャリア信号とインバータのキャリア信号の最適位相差を示す図である。
【図21】 インバータのキャリア信号とDC/DCコンバータのキャリア信号の関係を示す図である。
【図22】 ΔΘ1とDCリンクコンデンサに流れるリップル電流の関係を示す図である。
【図23】 ΔΘ2とDCリンクコンデンサに流れるリップル電流の関係を示す図である。
【図24】 各力率における変調率とΔΘ1の最適値の関係を示す図である。
【図25】 各力率における変調率とΔΘ2の最適値の関係を示す図である。
【図26】 実施の形態4による、昇圧比とΔΘ1の最適位相差の関係を示す図である。
【図27】 実施の形態4による、ΔΘ1を最適位相差に設定した場合における、変調率とΔΘ2の最適位相差の関係を示す図である。
Claims (5)
- 電力供給源と、DC/DCコンバータと、インバータと、DCリンクコンデンサを備え、
上記DCリンクコンデンサは、上記インバータと上記DC/DCコンバータの間に接続され、電圧を平滑化するモータ駆動装置において、
上記インバータを駆動するためのインバータキャリア信号の周波数と上記DC/DCコンバータを駆動するためのDC/DCコンバータキャリア信号の周波数を同期させ、
上記両キャリア信号の位相差を、上記DC/DCコンバータの入力電圧と上記インバータの入力電圧の比に基づいて制御したことを特徴とするモータ駆動装置。 - DC/DCコンバータキャリア信号の周波数はインバータキャリア信号の周波数の2倍であることを特徴とする請求項1記載のモータ駆動装置。
- 両キャリア信号の位相差は、インバータの動作パラメータである変調率と力率にも基づいて決定された値であることを特徴とする請求項1記載のモータ駆動装置。
- DC/DCコンバータは、2つのDC/DCコンバータを備えて2フェーズで駆動され、
DC/DCコンバータキャリア信号の周波数はインバータキャリア信号の周波数と等しいことを特徴とする請求項1記載のモータ駆動装置。 - DC/DCコンバータは、2つのDC/DCコンバータを備えて2フェーズで駆動され、
DC/DCコンバータキャリア信号の周波数はインバータキャリア信号の周波数の2倍であり、
上記2つのDC/DCコンバータのキャリア信号の位相差は、インバータの動作パラメータである変調率にも基づいて決定された値であることを特徴とする請求項1記載のモータ駆動装置。
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