JP2023004452A - 電力変換装置および無停電電源装置 - Google Patents

Abstract

【課題】大型化せずに二相変調方式を採用可能で、電力変換効率を向上可能な電力変換装置を提供する。【解決手段】コンバータ回路Ｃと、平滑回路Ｓと、インバータ回路Ｉと、位相検出部１１と、コンバータ制御部１２と、インバータ制御部１３とを備える。コンバータ回路Ｃ及びインバータ回路Ｉは３相のフルブリッジ回路で構成される。フィルタＦ１を構成する入力フィルタコンデンサ２ａ～２ｃとフィルタＦ２を構成する出力フィルタコンデンサ８ａ～８ｃが接続され、平滑回路Ｓの平滑コンデンサ５は、入力フィルタコンデンサ及び出力フィルタコンデンサに接続されない。コンバータ制御部１２及びインバータ制御部１３は、位相検出部１１によって検出されるコンバータ交流電圧とインバータ交流電圧との位相差θが所定値以上になった場合、コンバータ回路Ｃ及びインバータ回路Ｉの変調方式を二相変調方式から三相変調方式に切り替える。【選択図】図１（ａ）

Description

本発明は、電力変換装置および無停電電源装置に関する。

特許文献１などにより、非絶縁型の無停電電源装置として機能する電力変換装置が知られている。特許文献１に記載の電力変換装置では、三相交流電源からの交流をコンバータ回路により直流に変換し、更に、この直流をインバータ回路により交流に変換した交流電力と、三相交流電源から直接供給される交流電力とを切り替えることで電力変換装置を無停電電源装置として機能させている。

また、特許文献２などにより、電力の変換効率を向上可能な変調方式として二相変調方式が知られている。二相変調方式では、三相のうちの二相にのみパルス幅変調信号を供給する。

特開２００５－２５３２６２号公報 特開昭５９－１３９８７１号公報

ところで、特許文献１に記載の電力変換装置では，変換器により出力されたＰＷＭ波形を平滑して正弦波を生成するために，リアクトルおよびコンデンサを用いてＡＣフィルタを作り、このＡＣフィルタの中点と直流部の中点を接続している。したがって、例えば、特許文献１に記載の電力変換装置で二相変調を行うと、二相変調の波形がそのままＡＣフィルタに印加されるため、コンバータ側、インバータ側それぞれのＡＣフィルタのリアクトルおよびコンデンサに多大な電流が流れる。このため、部品が大型化しコストも大きなものとなってしまう。よって、電力変換装置で二相変調方式を行う場合には、これらの点に関して改善の余地がある。

そこで、本発明は、装置を大型化せずに二相変調方式を採用可能で、電力変換の効率を向上させることが可能な電力変換装置および無停電電源装置を提供する。

本発明の一側面に係る電力変換装置は、
三相交流電源に接続され、前記三相交流電源からの交流を直流に変換するコンバータ回路と、
前記コンバータ回路の直流出力端子に接続された平滑コンデンサからなる平滑回路と、
前記平滑回路の直流端子に接続され、前記平滑回路からの直流を交流に変換して交流負荷に出力するインバータ回路と、
前記コンバータ回路に入力される交流電圧と前記インバータ回路から出力される交流電圧との位相差を検出する位相検出部と、
前記位相検出部の検出結果に基づいて、前記コンバータ回路および前記インバータ回路の変調方式を二相変調方式または三相変調方式に切り替える制御部と、
を備え、
前記コンバータ回路およびインバータ回路は、スイッチング素子からなる三相のフルブリッジ回路で構成され、前記コンバータ回路側のフィルタを構成する入力フィルタコンデンサと前記インバータ回路側のフィルタを構成する出力フィルタコンデンサが接続されており、
前記平滑回路の平滑コンデンサは、前記入力フィルタコンデンサ及び前記出力フィルタコンデンサに接続されておらず、
前記制御部は、前記インバータ基準正弦波を生成し、前記位相検出部によって検出される位相差が所定値以上になった場合に、前記コンバータ回路および前記インバータ回路の変調方式を前記二相変調方式から前記三相変調方式に切り替える。

また、本発明の一側面に係る無停電電源装置は、
三相交流電源に接続され、前記三相交流電源からの交流を直流に変換するコンバータ回路と、
前記コンバータ回路の直流出力端子に接続された平滑コンデンサからなる平滑回路と、
前記平滑回路の直流端子に接続され、前記平滑回路からの直流を交流に変換して交流負荷に出力するインバータ回路と、
前記コンバータ回路および前記インバータ回路と並列に接続されるバイパス回路と、
前記コンバータ回路および前記インバータ回路を二相変調方式でＰＷＭ制御する制御部と、
を備え、
前記コンバータ回路およびインバータ回路は、スイッチング素子からなる三相のフルブリッジ回路で構成され、前記コンバータ回路側のフィルタを構成する入力フィルタコンデンサと前記インバータ回路側のフィルタを構成する出力フィルタコンデンサが接続されており、
前記平滑回路の平滑コンデンサは、前記入力フィルタコンデンサ及び前記出力フィルタコンデンサに接続されておらず、
前記制御部は、所定条件に応じて、前記インバータ回路から前記交流負荷への給電と、前記バイパス回路から前記交流負荷への給電とを切り替える。

本発明によれば、装置を大型化せずに二相変調方式を採用可能であり、電力変換の効率を向上可能な電力変換装置および無停電電源装置を提供することができる。

本発明の第１実施形態に係る電力変換装置の回路構成を示す図である。 本発明の第２実施形態に係る電力変換装置の回路構成を示す図である。 従来の電力変換装置の回路構成を示す図である。 半導体スイッチング素子の駆動波形を生成するための制御波形とキャリア三角波である。 ｕ相の半導体スイッチング素子の駆動波形である。 図２におけるインバータ回路の出力電圧であり、破線はその中に含まれるスイッチング周波数を取り去った電圧波形である。 インバータ回路のｕ相の出力フィルタリアクトルに流れる電流波形である。 インバータ回路のｕ相の出力フィルタコンデンサに流れる電流波形である。 図１（ａ）におけるインバータ回路のｕ相の出力電圧であり、破線はその中に含まれるスイッチング周波数を取り去った電圧波形である。 図１（ａ）においてインバータ回路との位相が合っているときのコンバータ回路で発生するｒ相の交流電圧であり、破線はその中に含まれるスイッチング周波数を取り去った電圧波形である。 図１（ａ）におけるインバータ回路の出力フィルタリアクトルと出力フィルタコンデンサと、コンバータ回路の入力フィルタコンデンサと入力フィルタリアクトルとの間に印加される電圧であり、破線はその中に含まれるスイッチング周波数を取り去った電圧波形である。 図１（ａ）におけるインバータ回路のｕ相の出力フィルタリアクトルに流れる電流波形である。 インバータ回路のｕ相の出力フィルタコンデンサに流れる電流波形である。 図１（ａ）におけるインバータ回路のｕ相の出力電圧である。 図１（ａ）においてインバータ回路との位相がずれたときのコンバータ回路で発生するｒ相の交流電圧である。 図８のときのインバータ回路のｕ相の出力フィルタリアクトルと出力フィルタコンデンサと、コンバータ回路のｒ相の入力フィルタコンデンサと入力フィルタリアクトルとの間に印加される電圧である。 図８のときのインバータ回路のｕ相の出力フィルタリアクトルに流れる電流波形である。 インバータ回路のｕ相の出力フィルタコンデンサに流れる電流波形である。 二相変調時のインバータ回路の出力電圧とコンバータ回路に入力される交流電圧との位相差に対する、ｕ相のフィルタコンデンサに流れるリップル電流を示す図である。 図１１（ａ）の部分拡大図である。 三相変調時のインバータ回路の出力電圧とコンバータ回路に入力される交流電圧との位相差が１８０度のときの電流波形であり、インバータ回路の出力フィルタリアクトルに流れる電流波形である。 三相変調時のインバータ回路の出力電圧とコンバータ回路に入力される交流電圧との位相差が１８０度のときの電流波形であり、同出力フィルタコンデンサに流れる電流波形である。 変調方式を切り替える動作を説明するフローチャートである。 本発明の実施形態に係る無停電電源装置の一例を示す図である。

以下、本発明の実施形態について図面を参照しながら説明する。尚、実施形態の説明において既に説明された部材と同一の参照番号を有する部材については、説明の便宜上、その説明は省略する。また、本図面に示された各部材の寸法は、説明の便宜上、実際の各部材の寸法とは異なる場合がある。

図１（ａ）は、本発明の第１実施形態に係る電力変換装置１の回路構成を示す図である。図１（ａ）に示すように、電力変換装置１は、入力フィルタＦ１と、コンバータ回路Ｃと、平滑回路Ｓと、インバータ回路Ｉと、出力フィルタＦ２と、位相検出部１１と、コンバータ制御部１２と、インバータ制御部１３と、を備える。

入力フィルタＦ１は、入力フィルタコンデンサ２ａ～２ｃと、入力フィルタリアクトル３ａ～３ｃと、を有する。入力フィルタリアクトル３ａ～３ｃの一方の端子は、電力変換装置１の装置入力端子３１ａ～３１ｃにそれぞれ接続されている。入力フィルタリアクトル３ａ～３ｃの他方の端子は、コンバータ回路Ｃの三相（ｒ相，ｓ相，ｔ相）のコンバータ入力端子４１ａ～４１ｃにそれぞれ接続されている。電力変換装置１の装置入力端子３１ａ～３１ｃには、三相交流電源９１が接続される。

入力フィルタコンデンサ２ａ～２ｃの一方の端子は、入力フィルタリアクトル３ａ～３ｃにおける装置入力端子３１ａ～３１ｃ側の端子にそれぞれ接続されている。入力フィルタコンデンサ２ａ～２ｃの他方の端子は、中性線ｎｌに接続されている。入力フィルタＦ１は、三相交流電源９１からの三相交流電力をコンバータ回路Ｃに通過させるとともに、コンバータ回路Ｃで発生するキャリア周波数（ＰＷＭ制御方式におけるパルス幅変調周期を決定する周波数）の信号が三相交流電源９１に通過するのを防止する。

コンバータ回路Ｃは、三相ブリッジ接続された６個の半導体スイッチング素子４ａ～４ｆを有する。半導体スイッチング素子４ａ～４ｆは、例えば、ＩＧＢＴ（絶縁ゲート・バイポーラトランジスタ）と、逆並列された還流ダイオードとで構成されている。コンバータ回路Ｃは、三相（ｒ相，ｓ相，ｔ相）のフルブリッジ回路で構成されている。コンバータ回路Ｃは、三相交流電源９１からの交流電圧を直流電圧に変換する。

平滑回路Ｓは、平滑コンデンサ５を有する。図に示す例では、平滑コンデンサ５は、単一のコンデンサで構成されている。平滑コンデンサ５は、コンバータ回路Ｃの出力を平滑するコンデンサであり、例えば、電解コンデンサである。平滑コンデンサ５は、コンバータ回路Ｃのコンバータ出力端子４２ａ，４２ｂに接続されている。

インバータ回路Ｉは、三相ブリッジ接続された６個の半導体スイッチング素子６ａ～６ｆを有する。半導体スイッチング素子６ａ～６ｆは、例えば、ＩＧＢＴと、逆並列された還流ダイオードとで構成されている。インバータ回路Ｉは、三相（ｕ相，ｖ相，ｗ相）のフルブリッジ回路で構成されている。インバータ回路Ｉは、インバータ入力端子６１ａ，６１ｂが平滑コンデンサ５の両極端子にそれぞれ接続されている。インバータ回路Ｉは、半導体スイッチング素子６ａ～６ｆのスイッチング動作により、平滑回路Ｓからの直流電圧（コンバータ回路Ｃが出力する直流電圧）を交流電圧に変換する。

出力フィルタＦ２は、出力フィルタリアクトル７ａ～７ｃと、出力フィルタコンデンサ８ａ～８ｃと、を有する。出力フィルタリアクトル７ａ～７ｃの一方の端子は、三相（ｕ相，ｖ相，ｗ相）のインバータ回路Ｉのインバータ出力端子６２ａ～６２ｃにそれぞれ接続されている。出力フィルタリアクトル７ａ～７ｃの他方の端子は、電力変換装置１の装置出力端子７１ａ～７１ｃにそれぞれ接続されている。電力変換装置１の装置出力端子７１ａ～７１ｃには、インバータ回路Ｉから出力される三相交流電力が供給される交流負荷９２が接続される。

出力フィルタコンデンサ８ａ～８ｃの一方の端子は、出力フィルタリアクトル７ａ～７ｃにおける装置出力端子７１ａ～７１ｃ側の端子にそれぞれ接続されている。出力フィルタコンデンサ８ａ～８ｃの他方の端子は、中性線ｎｌに接続されている。出力フィルタＦ２は、インバータ回路Ｉから出力される交流電力を交流負荷９２に通過させるとともに、インバータ回路Ｉで発生するキャリア周波数の信号が交流負荷９２に通過するのを防止する。

位相検出部１１には、電力変換装置１の装置入力端子３１ａ～３１ｃと、電力変換装置１の装置出力端子７１ａ～７１ｃと、が接続されている。位相検出部１１は、インバータ側に対するコンバータ側の位相のずれを検出する。位相検出部１１は、三相（ｒ相，ｓ相，ｔ相）の装置入力端子３１ａ～３１ｃに入力される入力交流電圧と、三相（ｕ相，ｖ相，ｗ相）の装置出力端子７１ａ～７１ｃに出力される出力交流電圧との位相差をそれぞれ検出する。位相検出部１１は、検出した入力交流電圧と出力交流電圧とのそれぞれの位相差をコンバータ制御部１２とインバータ制御部１３に出力する。なお、本発明の第２実施形態として、図１（ｂ）に示すように、位相検出部１１は、インバータ側に対するコンバータ側の位相のずれを検出する場合に、装置入力端子３１ａ～３１ｃに入力される入力交流電圧と、インバータ制御部１３内で用いられるインバータ基準正弦波との位相差を検出するようにしてもよい。インバータ基準正弦波は、インバータ制御部１３においてプログラムで生成される理想正弦波である。

コンバータ制御部１２は、コンバータ回路Ｃの半導体スイッチング素子４ａ～４ｆを所望の状態にスイッチング制御する。コンバータ制御部１２は、入力交流電圧と出力交流電圧との位相差を位相検出部１１から受信する。コンバータ制御部１２は、入力交流電圧と出力交流電圧との位相差に応じて、コンバータ回路Ｃの変調方式を二相変調方式または三相変調方式に切り替える。

インバータ制御部１３は、インバータ回路Ｉの半導体スイッチング素子６ａ～６ｆを所望の状態にスイッチング制御する。インバータ制御部１３は、入力交流電圧と出力交流電圧との位相差を位相検出部１１から受信する。インバータ制御部１３は、入力交流電圧と出力交流電圧との位相差に応じて、インバータ回路Ｉの変調方式を二相変調方式または三相変調方式に切り替える。

図２は、従来の電力変換装置２００の回路構成の一例を示す図である。図２に示すように、電力変換装置２００は、平滑回路Ｓを構成するコンデンサが直列に接続された２個の平滑コンデンサ５ａ，５ｂで構成されている点で、図１（ａ）、（ｂ）に示す本発明の電力変換装置１の単一で構成される平滑コンデンサ５と相違する。そして、直流電圧の中性点である平滑コンデンサ５ａ，５ｂ間が、入力フィルタコンデンサ２ａ～２ｃおよび出力フィルタコンデンサ８ａ～８ｃが接続されている中性線ｎｌに接続される。また、電力変換装置２００は、位相検出部１１を備えておらず、コンバータ制御部１２によるコンバータ回路Ｃおよびインバータ制御部１３によるインバータ回路Ｉのスイッチング方式を二相変調方式または三相変調方式に切り替えていない点で、切り替えを行っている本発明の電力変換装置１と相違する。なお、電力変換装置２００が入力フィルタＦ１と、コンバータ回路Ｃと、平滑回路Ｓと、インバータ回路Ｉと、出力フィルタＦ２と、コンバータ制御部１２と、インバータ制御部１３と、を備える構成は、本発明の電力変換装置１と同様である。

次に、図１（ａ）に示す本発明の電力変換装置１および図２に示す従来の電力変換装置２００において、インバータ回路Ｉを二相変調方式でＰＷＭ（Ｐｕｌｓｅ Ｗｉｄｔｈ Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ）制御したときの出力フィルタリアクトル７ａ～７ｃと出力フィルタコンデンサ８ａ～８ｃに流れる電流について説明する。

先ずここで、二相変調方式によるＰＷＭ制御について図３を参照して説明する。図３（ａ）は、二相変調方式における三相（ｕ相，ｖ相，ｗ相）の制御波形１０１ｕ，１０１ｖ，１０１ｗと、キャリア三角波１０２と、を示す波形図である。制御波形１０１ｕ，１０１ｖ，１０１ｗは、インバータ基準正弦波に基づいて生成される波形である。図３（ｂ）は、制御波形１０１ｕとキャリア三角波１０２とにより生成されたｕ相の半導体スイッチング素子６ａの駆動波形１０３である。

インバータ制御部１３は、図３（ａ）（ｂ）に示すように、制御波形１０１ｕとキャリア三角波１０２との比較により駆動波形１０３を生成する。インバータ制御部１３は、制御波形１０１ｕとキャリア三角波１０２とを比較して、制御波形１０１ｕの方が大きい場合に上側の半導体スイッチング素子６ａがオンして、下側の半導体スイッチング素子６ｂがオフする駆動波形１０３を生成する。また、インバータ制御部１３は、制御波形１０１ｕの方が小さい場合に下側の半導体スイッチング素子６ｂがオンして、上側の半導体スイッチング素子６ａがオフする駆動波形１０３を生成する。なお、図３（ｂ）には、上側の半導体スイッチング素子６ａの駆動波形１０３のみを示している。

また、二相変調方式では、三相の制御波形１０１ｕ，１０１ｖ，１０１ｗのうち、いずれか一相の制御波形の位相がそれぞれ６０度変化する期間で最大値または最小値に固定され、残りの二相が変調される。このように、二相変調方式は、三相のうちいずれか一相の制御波形が常に最大値または最小値に固定されて半導体スイッチング素子のスイッチングが停止されるので、三相変調方式に比べてスイッチング回数が減少されてスイッチングによる損失が抑制される。なお、図３では、ｕ相について説明しているが、ｖ相およびｗ相の場合にも同様にして半導体スイッチング素子６ｃ，６ｄおよび６ｅ，６ｆの制御波形が生成される。

図４は、図２に示す従来の電力変換装置２００においてコンバータ回路Ｃおよびインバータ回路Ｉを二相変調方式でＰＷＭ制御したときの出力フィルタリアクトル７ａと出力フィルタコンデンサ８ａに流れる電流を説明する図である。図４（ａ）は、インバータ回路Ｉにおけるｕ相のインバータ出力端子６２ａの出力電圧Ｅｕ２を示し破線はその中に含まれるスイッチング周波数を取り去った電圧波形を示す。図４（ｂ）は、インバータ回路Ｉにおけるｕ相の出力フィルタリアクトル７ａに流れる電流波形２２１を示す。図４（ｃ）は、インバータ回路Ｉにおけるｕ相の出力フィルタコンデンサ８ａに流れる電流波形２２２を示す。

図４（ａ）に示すように、出力電圧Ｅｕ２は、ＰＷＭ制御によって電源電圧±Ｅｄ間を変化する波形として出力される。そして、電力変換装置２００の回路構成の場合、平滑コンデンサ５－半導体スイッチング素子６ａ，６ｂ－出力フィルタリアクトル７ａ－出力フィルタコンデンサ８ａ－平滑コンデンサ５で一つの閉じられたループが構成される。これのため、当該ループにおける出力フィルタリアクトル７ａと出力フィルタコンデンサ８ａ間には、高周波のスイッチング波形に低周波の破線で示す電圧２１１が印加される。電圧２１１は、例えば、丸領域２１２ａ～２１２ｅに示すように、変化点における電圧変動が大きい。このため、出力フィルタリアクトル７ａと出力フィルタコンデンサ８ａが振動を起こし、出力フィルタリアクトル７ａおよび出力フィルタコンデンサ８ａに、例えば、図４（ｂ），（ｃ）に示すような約１．２Ａｐ－ｐの電流波形２２１，２２２が流れる。よって、出力フィルタリアクトル７ａおよび出力フィルタコンデンサ８ａとして使用する部品を大型化しなければならなくなる。

なお、図に示す例では、インバータ回路Ｉにおけるｕ相の出力フィルタリアクトル７ａと出力フィルタコンデンサ８ａに流れる電流ついて示しているが、ｖ相およびｗ相の出力フィルタリアクトル７ｂおよび７ｃと出力フィルタコンデンサ８ｂおよび８ｃに流れる電流も同様である。また、コンバータ回路Ｃにおけるｒ相，ｓ相，ｔ相の入力フィルタコンデンサ２ａ～２ｃと入力フィルタリアクトル３ａ～３ｃに流れる電流も同様である（以下の説明において同じ）。

図５は、図１（ａ）に示す本発明の電力変換装置１においてコンバータ回路Ｃおよびインバータ回路Ｉを二相変調方式でＰＷＭ制御したときの出力フィルタリアクトル７ａと出力フィルタコンデンサ８ａに流れる電流を説明する図である。図５（ａ）は、インバータ回路Ｉにおけるｕ相のインバータ出力端子６２ａの出力電圧Ｅｕを示し破線はその中に含まれるスイッチング周波数を取り去った電圧波形を示す。図５（ｂ）は、図１（ａ）においてインバータ回路との位相が合っているときのコンバータ回路Ｃがｕ相の入力側に出力する電圧、すなわち、コンバータ回路Ｃにおけるｕ相のコンバータ入力端子４１ａに発生する入力電圧Ｅｒを示し破線はその中に含まれるスイッチング周波数を取り去った電圧波形を示す。インバータ回路との位相が合っているため、入力電圧Ｅｒの波形は、出力電圧Ｅｕの波形と略同じ波形になる。

図５（ａ）に示すように、出力電圧Ｅｕは、従来の電力変換装置２００における出力電圧Ｅｕ２と同様に、ＰＷＭ制御によって電源電圧±Ｅｄ間を変化する波形として出力される。ところが、電力変換装置１の回路構成の場合、平滑コンデンサ５－半導体スイッチング素子６ａ，６ｂ－出力フィルタリアクトル７ａ－出力フィルタコンデンサ８ａ－入力フィルタコンデンサ２ａ－入力フィルタリアクトル３ａ－半導体スイッチング素子４ａ，４ｂ－平滑コンデンサ５で一つの閉じられたループが構成される。これにより、上記平滑コンデンサ５－半導体スイッチング素子６ａ，６ｂ－出力フィルタリアクトル７ａ－出力フィルタコンデンサ８ａ－入力フィルタコンデンサ２ａ－入力フィルタリアクトル３ａ－半導体スイッチング素子４ａ，４ｂ－平滑コンデンサ５のループにおける出力フィルタリアクトル７ａと出力フィルタコンデンサ８ａと入力フィルタコンデンサ２ａと入力フィルタリアクトル３ａ間には、出力電圧Ｅｕから入力電圧Ｅｒを減算した電圧が印加されることになる。

図６は、図５（ａ）に示す出力電圧Ｅｕから図５（ｂ）に示す入力電圧Ｅｒを減算した印加電圧Ｅｕ－Ｅｒ、すなわち、出力フィルタリアクトル７ａと出力フィルタコンデンサ８ａと入力フィルタコンデンサ２ａと入力フィルタリアクトル３ａに印加される電圧を示し、破線の電圧１１１はその中に含まれるスイッチング周波数を取り去った電圧波形を示す。電圧１１１は、入力電圧Ｅｒと出力電圧Ｅｕとが略同じ電圧波形であるため、例えば、丸領域１１２ａ～１１２ｅに示すように、変化点における電圧変動が、図４（ａ）の丸領域２１２ａ～２１２ｅに示す変化点の電圧変動に比べて格段に小さい。

図７（ａ）は、図６に示す印加電圧Ｅｕ－Ｅｒが出力フィルタリアクトル７ａと出力フィルタコンデンサ８ａと入力フィルタコンデンサ２ａと入力フィルタリアクトル３ａに印加されるときの出力フィルタリアクトル７ａに流れる電流波形１２１を示す。図７（ｂ）は、同印加電圧Ｅｕ－Ｅｒが印加されるときの出力フィルタコンデンサ８ａに流れる電流波形１２２を示す。

上述したように出力フィルタリアクトル７ａと出力フィルタコンデンサ８ａと入力フィルタコンデンサ２ａと入力フィルタリアクトル３ａに印加される電圧に含まれる電圧１１１の変化点における電圧変動が小さいので、出力フィルタリアクトル７ａと出力フィルタコンデンサ８ａに電流振動が起こりにくくなる。このため、出力フィルタリアクトル７ａおよび出力フィルタコンデンサ８ａに流れる電流は、図７（ａ），（ｂ）に示すように１００ｍＡｐ－ｐ程度の電流波形１２１，１２２に抑えられることになる。

ところで、電力変換装置において、例えば、入力側であるコンバータ回路が、出力側であるインバータ回路と同期が取れていない状態となる場合が生じ得る。そして、コンバータ回路とインバータ回路との同期が取れていない状態では、コンバータ回路の入力電圧とインバータ回路の出力電圧との間で位相差が生じる。

そこで、発明者は、図１（ａ）に示す本発明の電力変換装置１において、コンバータ回路Ｃ側とインバータ回路Ｉ側との同期が取れていない場合、すなわちコンバータ回路Ｃの入力電圧Ｅｒとインバータ回路Ｉの出力電圧Ｅｕとに位相差が生じた場合の出力フィルタリアクトル７ａおよび出力フィルタコンデンサ８ａに流れる電流について検討を行った。なお、上記図５から図７で説明した電力変換装置１における出力フィルタリアクトル７ａおよび出力フィルタコンデンサ８ａに流れる電流波形１２１および１２２は、コンバータ回路Ｃとインバータ回路Ｉとが同期している場合、すなわちコンバータ回路Ｃの入力電圧Ｅｒとインバータ回路Ｉの出力電圧Ｅｕとの位相差が０度の場合の電流である。

以下、図８から図１０を参照して、電力変換装置１におけるコンバータ回路Ｃの入力電圧Ｅｒとインバータ回路Ｉの出力電圧Ｅｕとの位相差が１８０度の場合の出力フィルタリアクトル７ａおよび出力フィルタコンデンサ８ａに流れる電流について説明する。

図８（ａ）は、インバータ回路Ｉにおけるｕ相の出力電圧Ｅｕで破線はその中に含まれるスイッチング周波数を取り去った電圧波形ある。図８（ｂ）は、コンバータ回路Ｃにおけるｕ相の入力電圧Ｅｒで破線はその中に含まれるスイッチング周波数を取り去った電圧波形ある。図８（ａ）に示すように、出力電圧Ｅｕは、図５（ａ）の位相差が０度の場合の出力電圧Ｅｕと同様に、ＰＷＭ制御によって電源電圧±Ｅｄ間を変化する波形として出力される。一方、図８（ｂ）に示すように、入力電圧Ｅｒは、出力電圧Ｅｕに対して略プラスマイナスが反転した電圧波形になる。

入力電圧Ｅｒと出力電圧Ｅｕとの波形のずれは、入力電圧Ｅｒと出力電圧Ｅｕとの位相差に応じて変化し、位相差が１８０度のときに最大となる。このため、電力変換装置１の平滑コンデンサ５－半導体スイッチング素子６ａ，６ｂ－出力フィルタリアクトル７ａ－出力フィルタコンデンサ８ａ－入力フィルタコンデンサ２ａ－入力フィルタリアクトル３ａ－半導体スイッチング素子４ａ，４ｂ－平滑コンデンサ５のループにおける出力フィルタリアクトル７ａと出力フィルタコンデンサ８ａと入力フィルタコンデンサ２ａと入力フィルタリアクトル３ａに印加される電圧、すなわち出力電圧Ｅｕから入力電圧Ｅｒを減算した電圧は、両電圧の位相差が大きいほど大きくなる。

図９は、図８（ａ）に示す出力電圧Ｅｕから図８（ｂ）に示す入力電圧Ｅｒを減算した印加電圧Ｅｕ－Ｅｒ、すなわち、出力フィルタリアクトル７ａと出力フィルタコンデンサ８ａと入力フィルタコンデンサ２ａと入力フィルタリアクトル３ａに印加される電圧を示し、破線の電圧１３１はその中に含まれるスイッチング周波数を取り去った電圧波形を示す。出力電圧Ｅｕと入力電圧Ｅｒとは略反転した電圧波形であるため、図９に示すように、電圧１３１は例えば、丸領域１３２ａ～１３２ｅに示すように、電圧１３１の変化点における電圧変動が、図６の位相差が０度のときの電圧１１１の変化点における電圧変動に比べて大きい。

図１０（ａ）は、図９に示す印加電圧Ｅｕ－Ｅｒが出力フィルタリアクトル７ａと出力フィルタコンデンサ８ａと入力フィルタコンデンサ２ａと入力フィルタリアクトル３ａに印加されるときの出力フィルタリアクトル７ａに流れる電流波形１４１を示す。図１０（ｂ）は、同印加電圧Ｅｕ－Ｅｒが印加されるときの出力フィルタコンデンサ８ａに流れる電流波形１４２を示す。

上述したように入力電圧Ｅｒと出力電圧Ｅｕとの位相差が１８０度の場合には、出力フィルタリアクトル７ａと出力フィルタコンデンサ８ａと入力フィルタコンデンサ２ａと入力フィルタリアクトル３ａに印加される印加電圧Ｅｕ－Ｅｒの変化点における電圧変動が大きくなるので、出力フィルタリアクトル７ａと出力フィルタコンデンサ８ａに電流振動が起こりやすくなる。このため、出力フィルタリアクトル７ａおよび出力フィルタコンデンサ８ａに流れる電流は、図１０（ａ），（ｂ）に示すように約４００ｍＡｐ－ｐの電流波形１４１，１４２が流れることになり得る。

これに対して、発明者は、コンバータ回路Ｃの入力電圧Ｅｒとインバータ回路Ｉの出力電圧Ｅｕとの位相差と、出力フィルタコンデンサ８ａ（または、出力フィルタリアクトル７ａ）に流れる電流との関係について検討した。

図１１（ａ）は、入力電圧Ｅｒと出力電圧Ｅｕとの位相差と、出力フィルタコンデンサ８ａに流れるリップル電流との関係を示す図である。図１１（ｂ）は、位相差０度周辺のリップル電流を示す部分拡大図である。

発明者は、出力フィルタコンデンサ８ａとして使用する部品の形状およびコストを考慮して、リップル電流が位相差０度のときのリップル電流の２倍以下となることを目標に位相差を検討した。その結果、２倍以下のリップル電流に抑えるための位相差は、±０．５度であることが特定された。そして、これにより、入力電圧Ｅｒと出力電圧Ｅｕとの位相差が±０．５度未満の場合には、コンバータ回路Ｃおよびインバータ回路Ｉを二相変調方式でＰＷＭ制御しても、コンデンサ部品が大型化せず、コストも高価とならないことが分かった。

次に、発明者は、電力変換装置１におけるコンバータ回路Ｃ側とインバータ回路Ｉ側との同期が取れていない場合において、コンバータ回路Ｃおよびインバータ回路Ｉを三相変調方式でＰＷＭ制御したときの出力フィルタリアクトル７ａおよび出力フィルタコンデンサ８ａに流れる電流について検討を行った。

図１２（ａ）は、三相変調方式のＰＷＭ制御において、コンバータ回路Ｃの入力電圧Ｅｒとインバータ回路Ｉの出力電圧Ｅｕとの位相差が１８０度のときの出力フィルタリアクトル７ａに流れる電流である。図１２（ｂ）は、同位相差が１８０度のときの出力フィルタコンデンサ８ａに流れる電流である。図１２（ａ）（ｂ）に示すように、三相変調方式でＰＷＭ制御を行った場合、出力フィルタリアクトル７ａおよび出力フィルタコンデンサ８ａに流れる電流は、５０ｍＡｐ－ｐ程度の電流波形１５１，１５２に抑えられる。これは、入力電圧Ｅｒおよび出力電圧Ｅｕに二相変調による変化点が存在しないため、理想の正弦波（図示省略）になるためである。なお、図１２に示す例では、入力電圧Ｅｒと出力電圧Ｅｕとの位相差が１８０度の場合について説明したが、位相差が１８０度未満の場合であっても同様に出力フィルタリアクトル７ａおよび出力フィルタコンデンサ８ａに流れる電流は抑えられる。

次に、図１３を参照して、電力変換装置１における変調方式の切り替え動作について説明する。
位相検出部１１は、コンバータ回路Ｃに入力される入力交流電圧とインバータ回路Ｉから出力される出力交流電圧を受信する。位相検出部１１は、受信した入力交流電圧と出力交流電圧との位相差θを算出する（ステップＳ１０）。位相検出部１１は、算出した位相差θをコンバータ制御部１２とインバータ制御部１３に送信する。

コンバータ制御部１２とインバータ制御部１３は、受信した位相差θが所定値未満の位相差（例えば、－０．５度＜θ＜０．５度）であるか否か、すなわちコンバータ回路Ｃとインバータ回路Ｉとが同期状態であるか非同期状態であるか判定する（ステップＳ１１）。

ステップＳ１１において、位相差θが所定値未満（同期状態）であると判定された場合には（ステップＳ１１のＹＥＳ）、コンバータ制御部１２とインバータ制御部１３は、コンバータ回路Ｃの半導体スイッチング素子４ａ～４ｆとインバータ回路Ｉの半導体スイッチング素子６ａ～６ｆをそれぞれ二相変調方式でＰＷＭ制御する（ステップＳ１２）。

一方、ステップＳ１１において、位相差θが所定値未満ではない（非同期状態である）と判定された場合には（ステップＳ１１のＮＯ）、コンバータ制御部１２とインバータ制御部１３は、コンバータ回路Ｃの半導体スイッチング素子４ａ～４ｆとインバータ回路Ｉの半導体スイッチング素子６ａ～６ｆをそれぞれ三相変調方式でＰＷＭ制御する（ステップＳ１３）。

ステップＳ１０からステップＳ１３までの一連の処理は、連続的に繰り返される。そして、位相差θが所定値未満から所定値以上に変化した場合には、コンバータ制御部１２とインバータ制御部１３は、コンバータ回路Ｃとインバータ回路ＩのＰＷＭ制御を二相変調方式から三相変調方式に切り替える。また、位相差θが所定値以上から所定値未満に変化した場合には、コンバータ制御部１２とインバータ制御部１３は、コンバータ回路Ｃとインバータ回路ＩのＰＷＭ制御を三相変調方式から二相変調方式に切り替える。

なお、図１４に示すように、電力変換装置１において、ｒ相の装置入力端子３１ａとｕ相の装置出力端子７１ａ、ｓ相の装置入力端子３１ｂとｖ相の装置出力端子７１ｂ、およびｔ相の装置入力端子３１ｃとｗ相の装置出力端子７１ｃをそれぞれ接続可能に構成されるバイパス回路３０１と、コンバータ回路Ｃのコンバータ出力端子４２ａ，４２ｂに平滑コンデンサ５と並列に接続される蓄電池９と、を設けてもよい。バイパス回路３０１を設けた構成の場合、バイパス回路３０１を通じて三相交流電源９１から交流負荷９２へ直接的に交流電力を供給する給電ルートを形成することができる。これにより電力変換装置１のメンテナンスを行う場合でも交流負荷９２へ継続して電力を供給することができる。蓄電池９を設けた構成の場合、蓄電池９に蓄積された電力をインバータ回路Ｉを介して交流負荷９２へ供給する給電ルートを形成することができる。これにより、三相交流電源９１が停電したときでも、蓄電池９に蓄積された電力をインバータ回路Ｉを介して交流負荷９２へ継続して供給することができ、電力変換装置１を無停電電源装置３００として用いることができる。

以上説明したように、本実施形態に係る電力変換装置１は、三相交流電源９１に接続されて、三相交流電源９１からの交流を直流に変換するコンバータ回路Ｃと、コンバータ回路Ｃの直流出力端子に接続された平滑コンデンサ５からなる平滑回路Ｓと、平滑回路Ｓの直流端子に接続されて、平滑回路Ｓからの直流を交流に変換して交流負荷９２に出力するインバータ回路Ｉと、コンバータ回路Ｃに入力される交流電圧とインバータ回路Ｉから出力される交流電圧との位相差を検出する位相検出部１１と、位相検出部１１の検出結果に基づいて、コンバータ回路Ｃおよびインバータ回路Ｉの変調方式を二相変調方式または三相変調方式に切り替えるコンバータ制御部１２およびインバータ制御部１３と、を備える。コンバータ回路Ｃおよびインバータ回路Ｉは、それぞれ半導体スイッチング素子４ａ～４ｆ、半導体スイッチング素子６ａ～６ｆからなる三相のフルブリッジ回路で構成されている。コンバータ回路側の入力フィルタＦ１を構成する入力フィルタコンデンサ２ａ～２ｃとインバータ回路側の出力フィルタＦ２を構成する出力フィルタコンデンサ８ａ～８ｃが接続され、平滑回路Ｓの平滑コンデンサ５は、入力フィルタコンデンサ２ａ～２ｃおよび出力フィルタコンデンサ８ａ～８ｃに接続されていない。コンバータ制御部１２およびインバータ制御部１３は、位相検出部１１によって検出される位相差θが所定値以上になった場合に、コンバータ回路Ｃおよびインバータ回路Ｉの変調方式を二相変調方式から三相変調方式に切り替える。この構成によれば、コンバータ回路側の入力フィルタＦ１の中点およびインバータ回路側の出力フィルタＦ２の中点と平滑回路Ｓの平滑コンデンサ５を接続しないこと、および位相差θが所定値以上になった際にコンバータ回路Ｃの制御およびインバータ回路Ｉの制御を二相変調方式から三相変調方式に切り替えることで、コンバータ回路Ｃの入力フィルタＦ１およびインバータ回路Ｉの出力フィルタＦ２に流れる電流を抑制することができる。このため、入力フィルタＦ１および出力フィルタＦ２を構成する部品（入力フィルタコンデンサ２ａ～２ｃ，出力フィルタコンデンサ８ａ～８ｃ、入力フィルタリアクトル３ａ～３ｃ，出力フィルタリアクトル７ａ～７ｃ等）を小型化することができるので、電力変換装置１全体を大型化せずに二相変調方式を採用することができ、二相変調方式を採用することにより電力変換の効率を向上させることができる。

また、電力変換装置１によれば、コンバータ制御部１２およびインバータ制御部１３は、位相検出部１１によって検出される位相差θが所定値未満になった場合に、インバータ回路Ｉの変調モードを三相変調方式から二相変調方式に切り替える。このため、位相差θが所定値未満になった際にインバータ回路Ｉの制御を三相変調方式から二相変調方式に戻すことができるので、電力変換の効率を適切に向上させることができる。

また、電力変換装置１によれば、位相検出部１１は、位相差θを検出する際にインバータ制御部１３で使用されるインバータ基準正弦波を用いる。このように、コンバータ回路Ｃに入力される交流電圧とインバータ制御部１３で使用される理想的なインバータ基準正弦波との位相差を検出することによっても制御の変調方式を適切に切り替えることが可能である。

また、電力変換装置１によれば、コンバータ回路Ｃおよびインバータ回路Ｉと並列にバイパス回路３０１をさらに備え、コンバータ制御部１２およびインバータ制御部１３は、所定条件に応じて（例えば、停電時あるいはメンテナンス時）、蓄電池９に蓄電されている電力をインバータ回路Ｉから交流負荷９２へ給電するルートと、バイパス回路３０１から交流負荷９２へ給電するルートとをそれぞれ切り替えることができる。このように、電力変換装置１は、非絶縁型の無停電電源装置として機能させることも可能である。

以上、本発明の実施形態について説明をしたが、本発明の技術的範囲が本実施形態の説明によって限定的に解釈されるべきではないのは言うまでもない。本実施形態は単なる一例であって、特許請求の範囲に記載された発明の範囲内において、様々な実施形態の変更が可能であることが当業者によって理解されるところである。本発明の技術的範囲は特許請求の範囲に記載された発明の範囲及びその均等の範囲に基づいて定められるべきである。

１，２００ 電力変換装置
２ａ～２ｃ 入力フィルタコンデンサ
３ａ～３ｃ 入力フィルタリアクトル
４ａ～４ｆ 半導体スイッチング素子
５，５ａ，５ｂ 平滑コンデンサ
６ａ～６ｆ 半導体スイッチング素子
７ａ～７ｃ 出力フィルタリアクトル
８ａ～８ｃ 出力フィルタコンデンサ
９ 蓄電池
１１ 位相検出部
１２ コンバータ制御部
１３ インバータ制御部
３１ａ～３１ｃ 装置入力端子
４１ａ～４１ｃ コンバータ入力端子
９１ 三相交流電源
９２ 交流負荷
１０１ｕ，１０１ｖ，１０１ｗ 制御波形
１０２ キャリア三角波
１０３ 駆動波形
３００ 無停電電源装置
３０１ バイパス回路
Ｃ コンバータ回路
Ｅｕ，Ｅｕ２ 出力電圧
Ｅｒ 入力電圧
Ｆ１ 入力フィルタ
Ｆ２ 出力フィルタ
Ｉ インバータ回路
ｎｌ 中性線
Ｓ 平滑回路

Claims (5)

1. 三相交流電源に接続され、前記三相交流電源からの交流を直流に変換するコンバータ回路と、
   前記コンバータ回路の直流出力端子に接続された平滑コンデンサからなる平滑回路と、
   前記平滑回路の直流端子に接続され、前記平滑回路からの直流を交流に変換して交流負荷に出力するインバータ回路と、
   前記コンバータ回路に入力される交流電圧と前記インバータ回路から出力される交流電圧との位相差を検出する位相検出部と、
   前記位相検出部の検出結果に基づいて、前記コンバータ回路および前記インバータ回路の変調方式を二相変調方式または三相変調方式に切り替える制御部と、
   を備え、
   前記コンバータ回路およびインバータ回路は、スイッチング素子からなる三相のフルブリッジ回路で構成され、前記コンバータ回路側のフィルタを構成する入力フィルタコンデンサと前記インバータ回路側のフィルタを構成する出力フィルタコンデンサが接続されており、
   前記平滑回路の平滑コンデンサは、前記入力フィルタコンデンサ及び前記出力フィルタコンデンサに接続されておらず、
   前記制御部は、前記位相検出部によって検出される位相差が所定値以上になった場合に、前記コンバータ回路および前記インバータ回路の変調方式を前記二相変調方式から前記三相変調方式に切り替える、
   電力変換装置。
2. 前記制御部は、前記位相検出部によって検出される位相差が所定値未満になった場合に、前記コンバータ回路および前記インバータ回路の変調方式を前記三相変調方式から前記二相変調方式に切り替える、
   請求項１に記載の電力変換装置。
3. 前記位相検出部は、前記コンバータ回路とインバータ回路との位相差を検出する場合、前記コンバータ回路に入力される交流電圧と前記制御部で使用されるインバータ基準正弦波との位相差を検出する、
   請求項１または２に記載の電力変換装置。
4. 前記コンバータ回路および前記インバータ回路と並列にバイパス回路をさらに備え、
   前記制御部は、所定条件に応じて、前記インバータ回路から前記交流負荷への給電と、前記バイパス回路から前記交流負荷への給電とを切り替える、
   請求項１から３のいずれかに記載の電力変換装置。
5. 三相交流電源に接続され、前記三相交流電源からの交流を直流に変換するコンバータ回路と、
   前記コンバータ回路の直流出力端子に接続された平滑コンデンサからなる平滑回路と、
   前記平滑回路の直流端子に接続され、前記平滑回路からの直流を交流に変換して交流負荷に出力するインバータ回路と、
   前記コンバータ回路および前記インバータ回路と並列に接続されるバイパス回路と、
   前記コンバータ回路および前記インバータ回路を二相変調方式でＰＷＭ制御する制御部と、
   を備え、
   前記コンバータ回路およびインバータ回路は、スイッチング素子からなる３相のフルブリッジ回路で構成され、前記コンバータ回路側のフィルタを構成する入力フィルタコンデンサと前記インバータ回路側のフィルタを構成する出力フィルタコンデンサが接続されており、
   前記平滑回路の平滑コンデンサは、前記入力フィルタコンデンサ及び前記出力フィルタコンデンサに接続されておらず、
   前記制御部は、所定条件に応じて、前記インバータ回路から前記交流負荷への給電と、前記バイパス回路から前記交流負荷への給電とを切り替える、
   無停電電源装置。

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