JP2023016478A - 電力変換装置 - Google Patents

Abstract

【課題】二相変調時にコンバータ回路側とインバータ回路側の位相がずれた場合でも、フィルタに流れる電流を抑制でき、装置を大型化せずに電力変換の効率を向上可能な電力変換装置を提供する。【解決手段】電力変換装置１は、三相交流電源９１に接続され、三相交流電源９１の交流を直流に変換するコンバータ回路Ｃと、コンバータ回路Ｃの直流出力端子４２ａ、４２ｂに接続され、コンデンサからなる平滑回路Ｓと、平滑回路Ｓの直流端子６１ａ、６２ｂに接続され、平滑回路Ｓの直流を交流に変換して交流負荷９２に出力するインバータ回路Ｉと、コンバータ回路Ｃを二相変調方式によりＰＷＭ制御するコンバータ制御部１２と、インバータ回路Ｉを二相変調方式によりＰＷＭ制御するインバータ制御部１３と、を備える。コンバータ制御部１２は、インバータ制御部１３で用いる二相変調用の二相変調用信号を用いてコンバータ回路Ｃの二相変調方式によるＰＷＭ制御を行う。【選択図】図１Ａ

Description

本発明は、電力変換装置に関する。

特許文献１などにより、非絶縁型の無停電電源装置として機能する電力変換装置が知られている。特許文献１に記載の電力変換装置では、三相交流電源からの交流をコンバータ回路により直流に変換し、更に、この直流をインバータ回路により交流に変換した交流電力と、三相交流電源から直接供給される交流電力とを切り替えることで電力変換装置を無停電電源装置として機能させている。

また、特許文献２などにより、電力の変換効率を向上可能な変調方式として二相変調方式が知られている。

特開２００５－２５３２６２号公報 特開昭５９－１３９８７１号公報

ところで、特許文献１に記載の電力変換装置では，変換器により出力されたＰＷＭ波形を平滑して正弦波を生成するために、リアクトルおよびコンデンサを用いてＡＣフィルタを作り、このＡＣフィルタの中点と直流部の中点を接続している。したがって、例えば、特許文献１に記載の電力変換装置で二相変調を行うと、二相変調の波形がそのままＡＣフィルタに印加されるため、コンバータ側、インバータ側それぞれのＡＣフィルタのリアクトルおよびコンデンサに多大な電流が流れる。

そこで、二相変調方式を行ってもＡＣフィルタに大きな電圧波形が印加されないようにするために、コンバータ回路のＡＣフィルタにおけるコンデンサとインバータ回路のＡＣフィルタにおけるコンデンサとを接続するとともに、平滑コンデンサをＡＣフィルタのコンデンサの中性点に接続しない構成としている。

しかしながら、上記構成において、インバータ回路の出力電圧に対するコンバータ回路の入力電圧の位相がずれると、ＡＣフィルタのリアクトルおよびコンデンサに多大な電流が流れ得る。よって、電力変換装置で二相変調方式を行う場合には、これらの点に関して改善の余地がある。

そこで、本発明は、二相変調時にインバータ回路の出力電圧に対するコンバータ回路の入力電圧の位相がずれた場合でも、装置を大型化せずに電力変換の効率を向上させることが可能な電力変換装置を提供する。

本実施形態に係る一側面に係る電力変換装置は、
三相交流電源に接続され、前記三相交流電源からの交流を直流に変換するコンバータ回路と、
前記コンバータ回路の直流出力端子に接続され、コンデンサからなる平滑回路と、
前記平滑回路の直流端子に接続され、前記平滑回路からの直流を交流に変換して交流負荷に出力するインバータ回路と、
前記コンバータ回路を二相変調方式によりＰＷＭ制御するコンバータ制御部と、
前記インバータ回路を二相変調方式によりＰＷＭ制御するインバータ制御部と、
を備え、
前記コンバータ回路およびインバータ回路は、スイッチング素子からなる三相のフルブリッジ回路で構成され、前記コンバータ回路側のフィルタを構成する入力フィルタコンデンサと前記インバータ回路側のフィルタを構成する出力フィルタコンデンサが接続されており、
前記平滑回路の平滑コンデンサは、前記入力フィルタコンデンサ及び前記出力フィルタコンデンサに接続されておらず、
前記コンバータ制御部は、前記インバータ制御部で用いる二相変調用信号を用いて前記コンバータ回路の二相変調方式によるＰＷＭ制御を行う。

本発明によれば、インバータ制御部で用いる二相変調用信号を用いてコンバータ回路の二相変調方式によるＰＷＭ制御行うことにより、二相変調時にコンバータ回路側とインバータ回路側の位相がずれた場合でも、入力フィルタリアクトル、入力フィルタコンデンサ、出力フィルタリアクトル、及び出力フィルタコンデンサに流れる電流を抑制することができる。このため、電力変換装置を大型化せずに電力変換の効率を向上させることができる。

図１Ａは、本実施形態に係る電力変換装置の回路構成を示す図である。 図１Ｂは、本実施形態に係るコンバータ制御部及びインバータ制御部の回路構成を示す図である。 図２Ａは、従来の実施形態に係る電力変換装置の回路構成を示す図である。 図２Ｂは、従来の実施形態に係るコンバータ制御部及びインバータ制御部の回路構成を示す図である。 図３Ａは、図２Ａにおいて三相交流電源から入力される三相交流電圧とインバータ回路の出力電圧との位相が合っているときの、インバータ回路のｕ相の出力電圧の波形であり、破線はその中に含まれるスイッチング周波数を取り去った電圧波形である。 図３Ｂは、上記位相が合っているときのコンバータ回路のｒ相の入力電圧波形であり、破線はその中に含まれるスイッチング周波数を取り去った電圧波形である。 図３Ｃは、上記位相が５度ずれているときのコンバータ回路のｒ相の入力電圧波形であり、破線はその中に含まれるスイッチング周波数を取り去った電圧波形である。 図３Ｄは、上記位相が１５度ずれているときのコンバータ回路のｒ相の入力電圧波形であり、破線はその中に含まれるスイッチング周波数を取り去った電圧波形である。 図３Ｅは、図３Ｄのコンバータ回路のｒ相の入力電圧波形と、二相変調を行う前の波形であるコンバータ変調指令信号の波形との比較結果を示す。 図４Ａは、図２Ａにおいて三相交流電源から入力される三相交流電圧とインバータ回路の出力電圧との位相が合っているときの、図３Ａにおけるインバータ回路のｕ相の出力電圧と図３Ｂにおけるコンバータ回路のｒ相の入力電圧との電位差を示す波形であり、破線はその中に含まれるスイッチング周波数を取り去った電圧波形である。 図４Ｂは、上記位相が５度ずれているときの、上記電位差を示す波形であり、破線はその中に含まれるスイッチング周波数を取り去った電圧波形である。 図４Ｃは、上記位相が１５度ずれているときの、上記電位差を示す波形であり、破線はその中に含まれるスイッチング周波数を取り去った電圧波形である。 図５Ａは、図２Ａにおいて三相交流電源から入力される三相交流電圧とインバータ回路の出力電圧との位相が合っているときの、インバータ回路のｕ相の出力フィルタコンデンサを流れる電流波形ある。 図５Ｂは、図２Ａにおいて上記位相が５度ずれているときのｕ相の出力フィルタを流れる電流波形である。 図５Ｃは、上記位相が１５度ずれているときのｕ相の出力フィルタコンデンサを流れる電流波形である。 図５Ｄは、位相差に対する出力フィルタコンデンサを流れるリップル電流値を示す。 図６Ａは、図１Ａにおいて三相交流電源から入力される三相交流電圧とインバータ回路の出力電圧との位相が合っているときの、インバータ回路のｕ相の出力電圧波形であり、破線はその中に含まれるスイッチング周波数を取り去った電圧波形である。 図６Ｂは、上記位相が合っているときのコンバータ回路のｒ相の入力電圧波形であり、破線はその中に含まれるスイッチング周波数を取り去った電圧波形である。 図６Ｃは、上記位相が５度ずれているときのコンバータ回路のｒ相の入力電圧波形であり、破線はその中に含まれるスイッチング周波数を取り去った電圧波形である。 図６Ｄは、上記位相が１５度ずれているときのコンバータ回路のｒ相の入力電圧波形であり、破線はその中に含まれるスイッチング周波数を取り去った電圧波形である。 図６Ｅは、図６Ｄと二相変調を行う前の波形であるコンバータ変調指令信号の波形との比較結果を示す。 図７Ａは、図１Ａにおいて三相交流電源から入力される三相交流電圧とインバータ回路の出力電圧との位相が合っているときの、図６Ａにおけるインバータ回路のｕ相の出力電圧と図６Ｂにおけるコンバータ回路のｒ相の入力電圧との電位差を示す波形であり、破線はその中に含まれるスイッチング周波数を取り去った電圧波形である。 図７Ｂは、上記位相が５度ずれているときの、上記電位差を示す波形であり、破線はその中に含まれるスイッチング周波数を取り去った電圧波形である。 図７Ｃは、上記位相が１５度ずれているときの、上記電位差を示す波形であり、破線はその中に含まれるスイッチング周波数を取り去った電圧波形である。 図８Ａは、図１Ａにおいて三相交流電源から入力される三相交流電圧とインバータ回路の出力電圧との位相が合っているときの、インバータ回路のｕ相の出力フィルタコンデンサを流れる電流波形ある。 図８Ｂは、上記位相が５度ずれているときのｕ相の出力フィルタコンデンサを流れる電流波形である。 図８Ｃは、上記位相が１５度ずれているときのｕ相の出力フィルタコンデンサを流れる電流波形である。 図８Ｄは、位相差に対する出力フィルタコンデンサを流れるリップル電流値を示す。 図９は、本実施形態に係る無停電電源装置の一例を示す図である。

以下、本実施形態について図面を参照しながら説明する。尚、実施形態の説明において既に説明された部材と同一の参照番号を有する部材については、説明の便宜上、その説明は省略する。また、本図面に示された各部材の寸法は、説明の便宜上、実際の各部材の寸法とは異なる場合がある。

図１Ａは、本実施形態に係る電力変換装置１の回路構成を示す図である。図１Ａに示すように、電力変換装置１は、入力フィルタＦ１と、コンバータ回路Ｃと、平滑回路Ｓと、インバータ回路Ｉと、出力フィルタＦ２と、コンバータ制御部１２と、インバータ制御部１３と、を備える。

入力フィルタＦ１は、入力フィルタコンデンサ２ａ～２ｃと、入力フィルタリアクトル３ａ～３ｃと、を有する。入力フィルタリアクトル３ａ～３ｃの一方の端子は、電力変換装置１の装置入力端子３１ａ～３１ｃにそれぞれ接続されている。入力フィルタリアクトル３ａ～３ｃの他方の端子は、コンバータ回路Ｃの三相（ｒ相，ｓ相，ｔ相）のコンバータ入力端子４１ａ～４１ｃにそれぞれ接続されている。電力変換装置１の装置入力端子３１ａ～３１ｃには、三相交流電源９１が接続される。

入力フィルタコンデンサ２ａ～２ｃの一方の端子は、入力フィルタリアクトル３ａ～３ｃにおける装置入力端子３１ａ～３１ｃ側の端子にそれぞれ接続されている。入力フィルタコンデンサ２ａ～２ｃの他方の端子は、中性線ｎｌに接続されている。入力フィルタＦ１は、三相交流電源９１からの三相交流電力をコンバータ回路Ｃに通過させるとともに、コンバータ回路Ｃで発生するキャリア周波数（ＰＷＭ制御方式におけるパルス幅変調周期を決定する周波数）の信号が三相交流電源９１に通過するのを防止する。

コンバータ回路Ｃは、三相ブリッジ接続された６個の半導体スイッチング素子４ａ～４ｆを有する。半導体スイッチング素子４ａ～４ｆは、例えば、ＩＧＢＴ（絶縁ゲート・バイポーラトランジスタ）と、逆並列された還流ダイオードとで構成されている。コンバータ回路Ｃは、三相（ｒ相，ｓ相，ｔ相）のフルブリッジ回路で構成されている。コンバータ回路Ｃは、三相交流電源９１からの交流電圧を直流電圧に変換する。

平滑回路Ｓは、平滑コンデンサ５を有する。図に示す例では、平滑コンデンサ５は、単一のコンデンサで構成されている。平滑コンデンサ５は、コンバータ回路Ｃの出力を平滑するコンデンサであり、例えば、電解コンデンサである。平滑コンデンサ５は、コンバータ回路Ｃのコンバータ出力端子４２ａ、４２ｂに接続されている。

インバータ回路Ｉは、三相ブリッジ接続された６個の半導体スイッチング素子６ａ～６ｆを有する。半導体スイッチング素子６ａ～６ｆは、例えば、ＩＧＢＴと、逆並列された還流ダイオードとで構成されている。インバータ回路Ｉは、三相（ｕ相，ｖ相，ｗ相）のフルブリッジ回路で構成されている。インバータ回路Ｉは、インバータ入力端子６１ａ、６１ｂが平滑コンデンサ５の両極端子にそれぞれ接続されている。インバータ回路Ｉは、半導体スイッチング素子６ａ～６ｆのスイッチング動作により、平滑回路Ｓからの直流電圧（コンバータ回路Ｃが出力する直流電圧）を交流電圧に変換する。

出力フィルタＦ２は、出力フィルタリアクトル７ａ～７ｃと、出力フィルタコンデンサ８ａ～８ｃと、を有する。出力フィルタリアクトル７ａ～７ｃの一方の端子は、三相（ｕ相，ｖ相，ｗ相）のインバータ回路Ｉのインバータ出力端子６２ａ～６２ｃにそれぞれ接続されている。出力フィルタリアクトル７ａ～７ｃの他方の端子は、電力変換装置１の装置出力端子７１ａ～７１ｃにそれぞれ接続されている。電力変換装置１の装置出力端子７１ａ～７１ｃには、インバータ回路Ｉから出力される三相交流電力が供給される交流負荷９２が接続される。

出力フィルタコンデンサ８ａ～８ｃの一方の端子は、出力フィルタリアクトル７ａ～７ｃにおける装置出力端子７１ａ～７１ｃ側の端子にそれぞれ接続されている。出力フィルタコンデンサ８ａ～８ｃの他方の端子は、中性線ｎｌに接続されている。出力フィルタＦ２は、インバータ回路Ｉから出力される交流電力を交流負荷９２に通過させるとともに、インバータ回路Ｉで発生するキャリア周波数の信号が交流負荷９２に通過するのを防止する。

図１Ｂは、本実施形態に係るコンバータ制御部１２及びインバータ制御部１３の回路構成を示す図である。コンバータ制御部１２は、コンバータ変調指令生成部１２１と、第１二相変調制御部１２２と、第１ＰＷＭ信号生成部１２３と、を有し、コンバータ回路Ｃの半導体スイッチング素子４ａ～４ｆを所望の状態にスイッチング制御する。コンバータ変調指令生成部１２１は、三相交流電源９１の三相交流電圧が入力され、三相交流正弦波からなるコンバータ変調指令信号Ｖｒ、Ｖｓ、Ｖｔを生成し、第１二相変調制御部１２２へ出力する。第１二相変調制御部１２２は、コンバータ変調指令生成部１２１からコンバータ変調指令信号が、インバータ制御部１３の二相変調用信号生成部１３４からインバータ二相変調用信号ＡＩ１～ＡＩ６が入力され、コンバータ二相変調指令信号Ｖｒ’、Ｖｓ’、Ｖｔ’を生成し、第１ＰＷＭ信号生成部１２３へ出力する。ここで、インバータ二相変調用信号ＡＩ１～ＡＩ６は、インバータ正弦波リファレンス生成部１３５で生成される理想正弦波の表１に示す位相の期間を指定する信号である。第１二相変調制御部１２２は、コンバータ変調指令生成部１２１からのコンバータ変調指令信号Ｖｒ、Ｖｓ、Ｖｔと、インバータ制御部１３の二相変調用信号生成部１３４からのインバータ二相変調用信号ＡＩ１～ＡＩ６を受け、表１に示すコンバータ二相変調指令信号Ｖｒ’、Ｖｓ’、Ｖｔ’を生成する。ここでコンバータ二相変調指令信号Ｖｒ’、Ｖｓ’、Ｖｔ’の二相間の電圧は、例えばＡＩ１＝１の時のＶｒ’―Ｖｓ’＝（Ｖｒ－Ｖｓ－１）－（－１）＝Ｖｒ－Ｖｓとなり、二相変調の前後で変化せず、二相変調による影響がない。

第１ＰＷＭ信号生成部１２３は、コンパレータ１２３ａとキャリア信号生成部１２３ｂと、を有する。コンパレータ１２３ａは、二相変調指令信号Ｖｒ’、Ｖｓ’、Ｖｔ’と、キャリア信号生成部１２３ｂで生成される三角波等のキャリア信号Ｖｃが入力され、比較し、ＰＷＭ駆動信号Ｖｇｒ、Ｖｇｓ、Ｖｇｔを出力する。ＰＷＭ駆動信号Ｖｇｒとその反転信号／Ｖｇｒ、ＰＷＭ駆動信号Ｖｇｓとその反転信号／Ｖｇｓ、ＰＷＭ駆動信号Ｖｇｔとその反転信号／Ｖｇｔは、それぞれコンバータ回路Ｃの半導体スイッチング素子４ａ～４ｆのゲートに入力される。つまり、ＰＷＭ駆動信号Ｖｇｒ、Ｖｇｓ、Ｖｇｔは、二相変調指令信号Ｖｒ’、Ｖｓ’、Ｖｔ’がキャリア信号Ｖｃよりも大きい場合に上側の半導体スイッチング素子４ａ，４ｃ，４ｅをオン、下側の半導体スイッチング素子４ｂ，４ｄ，４ｆをオフする波形であり、二相変調指令信号Ｖｒ’、Ｖｓ’、Ｖｔ’がキャリア信号Ｖｃよりも小さい場合に下側の半導体スイッチング素子４ｂ，４ｄ，４ｆをオン、上側の半導体スイッチング素子４ａ，４ｃ，４ｅをオフする。

インバータ制御部１３は、インバータ変調指令生成部１３１と、第２二相変調制御部１３２と、第２ＰＷＭ信号生成部１３３と、二相変調用信号生成部１３４と、インバータ正弦波リファレンス生成部１３５と、を有し、インバータ回路Ｉの半導体スイッチング素子６ａ～６ｆを所望の状態にスイッチング制御する。インバータ変調指令生成部１３１は、インバータ正弦波リファレンス生成部１３５で生成される理想正弦波が入力され、三相交流正弦波からなるインバータ変調指令信号Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗを生成し、第２二相変調制御部１３２へ出力する。二相変調用信号生成部１３４は、理想正弦波が入力され、インバータ二相変調用信号ＡＩ１～ＡＩ６を生成し、第２二相変調制御部１３２及びコンバータ制御部１２の第１二相変調制御部１２２へ出力する。第２二相変調制御部１３２は、インバータ変調指令生成部１３１からインバータ変調指令信号Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗを、二相変調用信号生成部１３４からインバータ二相変調用信号ＡＩ１～ＡＩ６が入力され、二相変調指令信号Ｖｕ’、Ｖｖ’、Ｖｗ’を生成し、第２ＰＷＭ信号生成部１３３へ出力する。インバータ変調指令信号Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗと二相変調指令信号Ｖｕ’、Ｖｖ’、Ｖｗ’の関係は、前述した表１のＶｒ，Ｖｓ，ＶｔをＶｕ，Ｖｖ，Ｖｗに置き換え、Ｖｒ’、Ｖｓ’、Ｖｔ’をＶｕ’、Ｖｖ’、Ｖｗ’に置き換えたものである。第２ＰＷＭ信号生成部１３３の構成は、コンバータ制御部１２の第１ＰＷＭ信号生成部１２３と同様の構成であるため、説明を省略する。

図２Ａは、従来の電力変換装置２００の回路構成の一例を示す図である。図２Ｂは、従来の実施形態に係るコンバータ制御部１２及びインバータ制御部１３の回路構成を示す図である。図２Ｂに示すように、電力変換装置２００では、コンバータ制御部１２、インバータ制御部１３がそれぞれ二相変調用信号生成部１２４、１３４を有する。コンバータ制御部１２では二相変調用信号生成部１２４から出力されるコンバータ二相変調用信号ＡＣ１～ＡＣ６を、インバータ制御部１３では二相変調用信号生成部１３４から出力されるインバータ二相変調用信号ＡＩ１～ＡＩ６を、それぞれ使用する構成となっている。一方で、図１Ａ、図１Ｂに示す本実施形態に係る電力変換装置１では、インバータ制御部１３のみ二相変調用信号生成部１３４を有し、コンバータ制御部１２、インバータ制御部１３は、二相変調用信号生成部１３４から出力されるインバータ二相変調用信号ＡＩ１～ＡＩ６を共通に使用する点で相違する。

図３Ａは、図２Ａにおける三相交流源９１から入力される三相交流電圧とインバータ回路Ｉの出力電圧との位相が合っているときの、インバータ回路Ｉのｕ相の出力電圧Ｅｕの波形であり、破線はその中に含まれるスイッチング周波数を取り去った電圧波形である。図３Ｂは、上記位相が合っているときのコンバータ回路Ｃのｒ相の入力電圧波形であり、破線はその中に含まれるスイッチング周波数を取り去った電圧波形である。図３Ｃは、上記位相が５度ずれているときのコンバータ回路Ｃのｒ相の入力電圧波形であり、破線はその中に含まれるスイッチング周波数を取り去った電圧波形である。図３Ｄは、上記位相が１５度ずれているときのコンバータ回路Ｃのｒ相の入力電圧波形であり、破線はその中に含まれるスイッチング周波数を取り去った電圧波形である。図３Ｅは、図３Ｄと二相変調を行う前の波形であるコンバータ変調指令信号の波形との比較結果を示す。

図４Ａは、図２Ａにおける三相交流源９１から入力される三相交流電圧とインバータ回路Ｉの出力電圧との位相が合っているときの、図３Ａにおけるインバータ回路Ｉのｕ相の出力電圧Ｅｕと図３Ｂにおけるコンバータ回路Ｃのｒ相の入力電圧Ｅｒとの電位差を示す波形であり、破線はその中に含まれるスイッチング周波数を取り去った電圧波形である。図４Ｂは、上記位相が５度ずれているときの、上記電位差を示す波形であり、破線はその中に含まれるスイッチング周波数を取り去った電圧波形である。図４Ｃは、上記位相が１５度ずれているときの、上記電位差を示す波形であり、破線はその中に含まれるスイッチング周波数を取り去った電圧波形である。上記位相が大きくなるにしたがって、パルス状の電圧の電圧値が大きくなっていることが分かる。

図５Ａは、図２Ａにおいて三相交流源９１から入力される三相交流電圧とインバータ回路Ｉの出力電圧との位相が合っているときの、インバータ回路Ｉのｕ相の出力フィルタコンデンサ８ａを流れる電流波形ある。図５Ｂは、図２Ａにおいて上記位相が５度ずれているときのｕ相の出力フィルタコンデンサ８ａを流れる電流波形である。図５Ｃは、上記位相が１５度ずれているときのｕ相の出力フィルタコンデンサ８ａを流れる電流波形である。上記位相が大きくなるにしたがって、ｕ相の出力フィルタコンデンサ８ａを流れる電流値が大きくなっていることが分かる。

図５Ｄは、位相差に対する出力フィルタコンデンサ８ａを流れるリップル電流値を示す。図５Ｄに示す通り、上記位相が合っているときから５度ずれるまでは出力フィルタコンデンサ８ａを流れるリップル電流が大きくなり、上記位相が５度ずれるときは１２０ｍＡｐ－ｐのリップル電流が流れる。これは、入力電圧Ｅｒと出力電圧Ｅｕと位相がずれることにより、出力フィルタリアクトル７ａ－出力フィルタコンデンサ８ａ－入力フィルタコンデンサ２ａ－入力フィルタリアクトル３ａ間に大きなパルス状の電圧が生じることに起因する。したがって、出力フィルタリアクトル７ａ、出力フィルタコンデンサ８ａ、入力フィルタコンデンサ２ａ、入力フィルタリアクトル３ａとして使用する部品を大型化しなければならない。

なお、図５Ａ～図５Ｄでは、インバータ回路Ｉにおけるｕ相の出力フィルタリアクトル７ａと出力フィルタコンデンサ８ａに流れる電流ついて示しているが、ｖ相およびｗ相の出力フィルタリアクトル７ｂおよび７ｃと出力フィルタコンデンサ８ｂおよび８ｃに流れる電流も同様である。また、コンバータ回路Ｃにおけるｒ相，ｓ相，ｔ相の入力フィルタコンデンサ２ａ～２ｃと入力フィルタリアクトル３ａ～３ｃに流れる電流も同様である（以下の説明において同じ）。

上述したように、三相交流源９１から入力される三相交流電圧とインバータ正弦波リファレンス生成部１３５が生成する理想正弦波電圧との位相が５度ずれるとき、出力フィルタリアクトル７ａと出力フィルタコンデンサ８ａと入力フィルタコンデンサ２ａと入力フィルタリアクトル３ａに印加される印加電圧Ｅｕ－Ｅｒの変化点における電圧変動が大きくなるので、出力フィルタリアクトル７ａと出力フィルタコンデンサ８ａに振動が起こりやすくなる。このため、出力フィルタリアクトル７ａおよび出力フィルタコンデンサ８ａに流れる電流は、図５Ｄに示すように約１２０ｍＡｐ－ｐのリップル電流が流れることになり得る。

これに対して、発明者は、コンバータ回路Ｃの入力電圧Ｅｒとインバータ回路Ｉの出力電圧Ｅｕとの位相を同期させる回路構成について検討した。

図６Ａは、図１Ａにおける三相交流源９１から入力される三相交流電圧とインバータ回路Ｉの出力電圧との位相が合っているときの、インバータ回路Ｉのｕ相の出力電圧Ｅｕの波形であり、破線はその中に含まれるスイッチング周波数を取り去った電圧波形である。図６Ｂは、上記位相が合っているときのコンバータ回路Ｃのｒ相の入力電圧波形であり、破線はその中に含まれるスイッチング周波数を取り去った電圧波形である。図６Ｃは、上記位相が５度ずれているときのコンバータ回路Ｃのｒ相の入力電圧波形であり、破線はその中に含まれるスイッチング周波数を取り去った電圧波形である。図６Ｄは、上記位相が１５度ずれているときのコンバータ回路Ｃのｒ相の入力電圧波形であり、破線はその中に含まれるスイッチング周波数を取り去った電圧波形である。図６Ｅは、図６Ｄと二相変調を行う前の波形であるコンバータ変調指令信号の波形との比較結果を示す。

図７Ａは、図１Ａにおいて三相交流源９１から入力される三相交流電圧とインバータ回路Ｉの出力電圧との位相が合っているときの、図６Ａにおけるインバータ回路Ｉのｕ相の出力電圧Ｅｕと図６Ｂにおけるコンバータ回路Ｃのｒ相の入力電圧Ｅｒとの電位差を示す波形であり、破線はその中に含まれるスイッチング周波数を取り去った電圧波形である。図７Ｂは、上記位相が５度ずれているときの、上記電位差を示す波形であり、破線はその中に含まれるスイッチング周波数を取り去った電圧波形である。図７Ｃは、上記位相が１５度ずれているときの、上記電位差を示す波形であり、破線はその中に含まれるスイッチング周波数を取り去った電圧波形である。上記位相が大きくなっても位相が合っているときと同様に、パルス状の電圧が発生していないことが分かる。

図８Ａは、図１Ａにおいて三相交流源９１から入力される三相交流電圧とインバータ回路Ｉの出力電圧との位相が合っているときの、インバータ回路Ｉのｕ相の出力フィルタコンデンサ８ａを流れる電流波形ある。図８Ｂは、図１Ａにおいて上記位相が５度ずれているときのｕ相の出力フィルタコンデンサ８ａを流れる電流波形である。図８Ｃは、上記位相が１５度ずれているときのｕ相の出力フィルタコンデンサ８ａを流れる電流波形である。

図８Ｄは、位相差に対する出力フィルタコンデンサ８ａを流れるリップル電流値を示す。図８Ｄに示す通り、上記位相が合っているときから１５度ずれるまで出力フィルタコンデンサ８ａを流れるリップル電流はほとんど変わらず、上記位相が１５度ずれているときでもリップル電流３０ｍＡｐ－ｐに抑えられる。これは、本実施形態に係る電力変換装置１において、コンバータ制御部１２、インバータ制御部１３は、二相変調用信号生成部１３４から出力されるインバータ二相変調用信号ＡＩ１～ＡＩ６を共通に使用する構成となっているため、入力電圧Ｅｒと出力電圧Ｅｕとの位相がずれた場合でも、出力フィルタリアクトル７ａ－出力フィルタコンデンサ８ａ－入力フィルタコンデンサ２ａ－入力フィルタリアクトル３ａ間にパルス状の電圧が発生していないことに起因する。したがって、出力フィルタリアクトル７ａ、出力フィルタコンデンサ８ａ、入力フィルタコンデンサ２ａ、入力フィルタリアクトル３ａとして使用する部品を大型化せずに、二相変調期間を長く保つことが可能となり、電力変換の効率を向上させることができる。

なお、図９に示すように、電力変換装置１において、ｒ相の装置入力端子３１ａとｕ相の装置出力端子７１ａ、ｓ相の装置入力端子３１ｂとｖ相の装置出力端子７１ｂ、およびｔ相の装置入力端子３１ｃとｗ相の装置出力端子７１ｃをそれぞれ接続可能に構成されるバイパス回路３０１と、コンバータ回路Ｃのコンバータ出力端子４２ａ，４２ｂに平滑コンデンサ５と並列に接続される蓄電池９と、を設けてもよい。バイパス回路３０１を設けた構成の場合、バイパス回路３０１を通じて三相交流電源９１から交流負荷９２へ直接的に交流電力を供給する給電ルートを形成することができる。これにより電力変換装置１のメンテナンスを行う場合でも交流負荷９２へ継続して電力を供給することができる。蓄電池９設けた構成の場合、蓄電池９に蓄積された電力をインバータ回路Ｉを介して交流負荷９２へ供給する給電ルートを形成することができる。これにより、三相交流電源９１が停電したときでも、蓄電池９に蓄積された電力をインバータ回路Ｉを介して交流負荷９２へ継続して供給することができ、電力変換装置１を無停電電源装置３００として用いることができる。

以上説明したように、本実施形態に係る電力変換装置１は、三相交流電源９１に接続され、三相交流電源９１からの交流を直流に変換するコンバータ回路Ｃと、コンバータ回路Ｃの直流出力端子４２ａ，４２ｂに接続され、コンデンサからなる平滑回路Ｓと、平滑回路Ｓの直流端子６１ａ，６２ｂに接続され、平滑回路Ｓからの直流を交流に変換して交流負荷９２に出力するインバータ回路Ｉと、コンバータ回路Ｃを二相変調方式によりＰＷＭ制御するコンバータ制御部１２と、インバータ回路Ｉを二相変調方式によりＰＷＭ制御するインバータ制御部１３と、を備える。コンバータ回路Ｃおよびインバータ回路Ｉは、スイッチング素子４ａ～４ｆ，６ａ～６ｆからなる三相のフルブリッジ回路で構成され、コンバータ回路側のフィルタを構成する入力フィルタコンデンサ２ａとインバータ回路側のフィルタを構成する出力フィルタコンデンサ８ａが接続されている。コンバータ制御部１２は、インバータ制御部１３で用いる二相変調用のインバータ二相変調用信号を用いてコンバータ回路Ｃの二相変調方式によるＰＷＭ制御を行う。

この構成によれば、インバータ制御部１３で用いる二相変調用のインバータ二相変調用信号を用いてコンバータ回路Ｃの二相変調方式によるＰＷＭ制御行うことにより、二相変調時に入力電圧Ｅｒと出力電圧Ｅｕとの位相がずれた場合でも、出力フィルタリアクトル７ａ－出力フィルタコンデンサ８ａ－入力フィルタコンデンサ２ａ－入力フィルタリアクトル３ａ間にパルス状の電圧が発生せず、これらに流れるリップル電流を抑制することができる。そのため、電力変換装置を大型化せずに、二相変調期間を長く保つことが可能となり、電力変換の効率を向上させることができる。

また、本実施形態に係る電力変換装置１によれば、インバータ制御部１３はインバータ正弦波リファレンス生成部１３５と二相変調用信号生成部１３４を有してもよい。インバータ正弦波リファレンス生成部１３５は、理想正弦波を生成し、二相変調用信号生成部１３４へ出力し、二相変調用信号生成部１３４は理想正弦波が入力され、インバータ二相変調用信号を生成し、コンバータ制御部１２へ出力してもよい。

この構成によれば、インバータ制御部１３、コンバータ制御部１２は、ともに二相変調用のインバータ二相変調用信号として理想正弦波を用いて二相変調方式によるＰＷＭ制御行う構成となっている。二相変調時に入力電圧Ｅｒと出力電圧Ｅｕとの位相がずれた場合でも、出力フィルタリアクトル７ａ－出力フィルタコンデンサ８ａ－入力フィルタコンデンサ２ａ－入力フィルタリアクトル３ａ間にパルス状の電圧が発生せず、これらに流れるリップル電流をより抑制することができる。そのため、電力変換装置１を大型化せずに、二相変調期間を長く保つことが可能となり、電力変換の効率を向上させることができる。

また、本実施形態に係る電力変換装置１によれば、コンバータ制御部１２は、コンバータ変調指令生成部１２１と、第１二相変調制御部１２２と、第１ＰＷＭ信号生成部１２３と、を有してもよい。コンバータ変調指令生成部１２１は、三相交流電源９１の三相交流電圧が入力され、三相交流正弦波からなるコンバータ変調指令信号を生成し、第１二相変調制御部１２２へ出力してもよい。第１二相変調制御部１２２は、コンバータ変調指令生成部１２１からコンバータ変調指令信号を、インバータ制御部１３の二相変調用信号生成部１３４からインバータ二相変調用信号ＡＩ１～ＡＩ６が入力され、二相変調指令信号Ｖｒ’、Ｖｓ’、Ｖｔ’を生成し、第１ＰＷＭ信号生成部１２３へ出力してもよい。

また、本実施形態に係る電力変換装置１によれば、インバータ制御部１３はインバータ変調指令生成部１３１と、第２二相変調制御部１３２と、第２ＰＷＭ信号生成部１３３を更に有してもよい。インバータ変調指令生成部１３１は、インバータ正弦波リファレンス生成部１３５で生成される理想正弦波が入力され、三相交流正弦波からなるインバータ変調指令信号を生成し、第２二相変調制御部１３２へ出力してもよい。第２二相変調制御部１３２は、インバータ変調指令生成部１３１からインバータ変調指令信号が、二相変調用信号生成部１３４からインバータ二相変調用信号ＡＩ１～ＡＩ６が入力され、インバータ変調指令信号Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗを生成し、第２ＰＷＭ信号生成部１３３へ出力してもよい。

また、電力変換装置１によれば、コンバータ回路Ｃおよびインバータ回路Ｉと並列にバイパス回路３０１をさらに備え、コンバータ制御部１２およびインバータ制御部１３は、所定条件に応じて（例えば、停電時あるいはメンテナンス時）、蓄電池９に蓄電されている電力をインバータ回路Ｉから交流負荷９２へ給電するルートと、バイパス回路３０１から交流負荷９２へ給電するルートとをそれぞれ切り替えることができる。このように、電力変換装置１は、非絶縁型の無停電電源装置として機能させることも可能である。

以上、本実施形態について説明をしたが、本実施形態に係る技術的範囲が本実施形態の説明によって限定的に解釈されるべきではないのは言うまでもない。本実施形態は単なる一例であって、特許請求の範囲に記載された発明の範囲内において、様々な実施形態の変更が可能であることが当業者によって理解されるところである。本実施形態に係る技術的範囲は特許請求の範囲に記載された発明の範囲及びその均等の範囲に基づいて定められるべきである。

１，２００ 電力変換装置
２ａ～２ｃ 入力フィルタコンデンサ
３ａ～３ｃ 入力フィルタリアクトル
４ａ～４ｆ 半導体スイッチング素子
５ 平滑コンデンサ
６ａ～６ｆ 半導体スイッチング素子
７ａ～７ｃ 出力フィルタリアクトル
８ａ～８ｃ 出力フィルタコンデンサ
９ 蓄電池
１２ コンバータ制御部
１３ インバータ制御部
１２１ コンバータ変調指令生成部
１３１ インバータ変調指令生成部
１２２ 第１二相変調制御部
１３２ 第２二相変調制御部
１２３ 第１ＰＷＭ信号生成部
１３３ 第２ＰＷＭ信号生成部
１２３ａ，１３３ａ コンパレータ
１２３ｂ，１３３ｂ キャリア信号生成部
１２４，１３４ 二相変調用信号生成部
１３５ インバータ正弦波リファレンス生成部
３１ａ～３１ｃ 装置入力端子
４１ａ～４１ｃ コンバータ入力端子
９１ 三相交流電源
９２ 交流負荷
３００ 無停電電源装置
３０１ バイパス回路
Ｃ コンバータ回路
Ｅｕ 出力電圧
Ｅｒ 入力電圧
Ｆ１ 入力フィルタ
Ｆ２ 出力フィルタ
Ｉ インバータ回路
ｎｌ 中性線
Ｓ 平滑回路

Claims (5)

1. 三相交流電源に接続され、前記三相交流電源からの交流を直流に変換するコンバータ回路と、
   前記コンバータ回路の直流出力端子に接続され、コンデンサからなる平滑回路と、
   前記平滑回路の直流端子に接続され、前記平滑回路からの直流を交流に変換して交流負荷に出力するインバータ回路と、
   前記コンバータ回路を二相変調方式によりＰＷＭ制御するコンバータ制御部と、
   前記インバータ回路を二相変調方式によりＰＷＭ制御するインバータ制御部と、
   を備え、
   前記コンバータ回路およびインバータ回路は、スイッチング素子からなる三相のフルブリッジ回路で構成され、前記コンバータ回路側のフィルタを構成する入力フィルタコンデンサと前記インバータ回路側のフィルタを構成する出力フィルタコンデンサが接続されており、
   前記コンバータ制御部は、前記インバータ制御部で用いる二相変調用の二相変調用信号を用いて前記コンバータ回路の二相変調方式によるＰＷＭ制御を行う、
   電力変換装置。
2. 前記インバータ制御部は、インバータ正弦波リファレンス生成部と、二相変調用信号生成部と、を有し、
   前記インバータ正弦波リファレンス生成部は、理想正弦波を生成し、前記二相変調用信号生成部へ出力し、
   前記二相変調用信号生成部は前記理想正弦波が入力され、二相変調用信号を生成し、前記コンバータ制御部へ出力する、
   請求項１に記載の電力変換装置。
3. 前記コンバータ制御部は、コンバータ変調指令生成部と、第１二相変調制御部と、第１ＰＷＭ信号生成部と、を有し、
   前記コンバータ変調指令生成部は、前記三相交流電源の三相交流電圧が入力され、三相交流正弦波からなるコンバータ変調指令信号を生成し、前記第１二相変調制御部へ出力し、
   前記第１二相変調制御部は、前記コンバータ変調指令生成部から前記コンバータ変調指令信号を、前記インバータ制御部の前記二相変調用信号生成部から前記二相変調用信号が入力され、二相変調指令信号を生成し、第１ＰＷＭ信号生成部へ出力する、
   請求項２に記載の電力変換装置。
4. 前記インバータ制御部は、インバータ変調指令生成部と、第２二相変調制御部と、第２ＰＷＭ信号生成部と、を更に有し、
   前記インバータ変調指令生成部は、前記インバータ正弦波リファレンス生成部で生成される前記理想正弦波が入力され、三相交流正弦波からなるインバータ変調指令信号を生成し、前記二相変調制御部へ出力し、
   前記第２二相変調制御部は、前記インバータ変調指令生成部からインバータ変調指令信号を、前記二相変調用信号生成部から二相変調用信号が入力され、二相変調指令信号を生成し、第２ＰＷＭ信号生成部へ出力する、
   請求項３に記載の電力変換装置。
5. 前記コンバータ回路および前記インバータ回路と並列にバイパス回路を更に備え、
   前記制御部は、所定条件に応じて、前記インバータ回路から前記交流負荷への給電と、前記バイパス回路から前記交流負荷への給電とを切り替える、
   請求項１から４の何れか一項に記載の電力変換装置。

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