JP5738873B2 - コンバータ回路を動作する方法およびその方法を実施するための装置 - Google Patents

コンバータ回路を動作する方法およびその方法を実施するための装置 Download PDF

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Description

発明は、パワーエレクトロニクスの分野に関する。前記発明は、独立請求項の前置きに従って、コンバータ回路を動作する方法およびその方法を実施するための装置に基づいている。
従来技術
最近、コンバータ回路は、多数のアプリケーションの中で使用される。特に、容易に計ることができる電圧を備えたコンバータ回路は、WO 2007/023064 A1の中で定められる。前述の文献では、コンバータ回路は、第１及び第２のサブコンバータシステムを有する。サブコンバータシステムは、さらに直列に接続された２つのインダクタンスによって直列に互いに接続される。直列に接続している２つのインダクタンス間のノードは、電気的な負荷に対して、例えば出力接続を形成する。各サブコンバータシステムは、少なくとも１つの二端子スイッチングセルを含む。そこでは、これらのスイッチングセルは、サブコンバータシステムの複数のスイッチングセルの場合に、直列に互いに接続される。各二端子スイッチングセルは、制御された単方向電流ガイダンス方向（controlled unidirectional current guidance direction）および容量性エネルギー貯蔵（capacitive energy store）（それは、パワー半導体スイッチを含む直列回路と並列に接続される）と直列に接続された２つの駆動可能双方向パワー半導体スイッチを有する。
WO 2007/023064 A1によるコンバータ回路の動作のために、従来の装置は、図１に示されるように、第１のサブコンバータシステムのスイッチングセルのパワー半導体スイッチの駆動のための駆動信号を生成するための第１の駆動回路、および、第２のサブコンバータシステムのスイッチングセルのパワー半導体スイッチの駆動のためのさらなる駆動信号を生成するための第２の駆動回路を有して提供される。
一般的には、WO 2007/023064 A1によるコンバータ回路は、純粋なＡＣ電圧および純粋な交流が出力接続で提供されるように動作される。スイッチングセルの容量性エネルギー貯蔵の設計は、出力接続における所定の最大電流およびこの電流の所定の周波数に対して、容量性エネルギー貯蔵の電圧リップルが所定の変動範囲内で維持されるようになされる。低周波が、様態に関する基礎として使用されたそれと比較することが望まれる場合、電圧リップルは、増加する。ＤＣ成分を備えた直流または交流が、出力接続で提供されることを目的とする場合、電圧リップルは、実質的に無限大に増加する。この場合、容量性エネルギー貯蔵は、出力接続におけるＤＣ成分または直流を備えた動作中のどんな方法でも完全に放電または充電しないために、外部から供給されるまたは無限大のどちらかである必要がある。
出力接続における所望の電流（つまり、その周波数）に依存しない、容量性エネルギー貯蔵の可能性ある様相を提供する、WO 2007/023064 A1によるコンバータ回路を動作する方法は、現在知られていない。
さらに、DE 10 2008 014 898 A1およびWO 2007/033852 A2の個々は、コンバータ回路を動作する一般的なタイプの方法も定める。さらに、２００９年９月１８日のＩＥＥＥにおける第１３回ヨーロッパ会議における、「On Dynamics and Voltage Control of the Modular Multilevel Converter」、パワーエレクトロニクスおよびアプリケーション、２００９、ＥＰＥは、上述のコンバータ回路を動作する方法を同様に定める。さらに、EP 1 253 706 Aは、有効電力を送信するコンバータ回路および方法を示す。
発明の説明
したがって、発明の目的は、コンバータ回路を動作する方法を定めることである。それは、コンバータ回路の出力接続の所望の電流、つまり、その周波数に依存しない、コンバータ回路の容量性エネルギー貯蔵の可能性ある様相を提供する。さらに、発明の目的は、特に簡単なやり方で、発明による方法を実施することができる装置を定めることである。
これらの目的は、請求項１および請求項７の特徴によってそれぞれ達成される。発明の有利な成果は、従属請求項で定められる。
コンバータ回路は、第１及び第２のサブコンバータシステムを有する。２つのサブコンバータシステムは、互いに直列に接続される。２つのサブコンバータシステム間のノードは、出力接続を形成する。各サブコンバータシステムは、インダクタンスと、前記インダクタンスと直列に接続される少なくとも１つの二端子スイッチングセルとを含む。スイッチングセルは、制御された単方向電流ガイダンス方向および容量性エネルギー貯蔵（それは、パワー半導体スイッチを含む直列回路と並列に接続される）と直列に接続される２つの駆動可能双方向パワー半導体スイッチを有する。望ましくは、第１のサブコンバータシステムのスイッチングセルの数は、第２のサブコンバータシステムのスイッチングセルの数に対応する。方法によれば、第１のサブコンバータシステムのスイッチングセルのパワー半導体スイッチは、駆動信号によって駆動される。また、第２のサブコンバータシステムのスイッチングセルのパワー半導体スイッチは、さらなる駆動信号によって駆動される。発明によれば、駆動信号は、第１のサブコンバータシステムのスイッチングセルのパワー半導体スイッチに対して、インダクタンスを介する電圧信号およびスイッチング関数から形成される。また、さらなる駆動信号は、第２のサブコンバータシステムのスイッチングセルのパワー半導体スイッチに対して、インダクタンスを介する電圧信号およびスイッチング関数から形成される。スイッチング関数は、出力接続における電圧に関する電圧信号および選択可能な基準信号によって、特に同時に、形成される。その後、各位相モジュールについては、インダクタンスを介する電圧信号は、サブコンバータシステムの電流信号から形成される。さらに、各位相モジュールについては、サブコンバータシステムの電流信号は、電流信号振幅値から順に形成される。また、各位相モジュールについては、電流信号振幅値は、出力接続における実電流値および基準信号から形成される。駆動信号およびさらなる駆動信号の生成のためのインダクタンスを介する電圧信号によって、および、スイッチング関数を生成するための出力接続における電圧に関する電圧信号によって、容量性エネルギー貯蔵の電圧リップルが、コンバータ回路の出力接続における所望の所定の電流を著しく減少することができる状況を達成することは有利に可能である。その結果、容量性エネルギー貯蔵の設計または様相は、今減少した電圧リップルに対して単に実行されることが必要であり、したがって、所望の出力電流が依存しない。一般に、インダクタンスを介する電圧信号および出力接続における電圧に関する電圧信号は、任意の所望の時間プロファイルを有する可能性がある。しかしながら、望ましくは、インダクタンスを介する電圧信号および出力接続における電圧に関する電圧信号は、例えば、正弦波振動（sinusoidal oscillation）に従う。
コンバータ回路を動作する方法を実施するための発明による装置は、各位相モジュールについて、駆動信号を生成する第１の駆動回路を使用する。その第１の駆動回路は、第１のサブコンバータシステムのスイッチングセルのパワー半導体スイッチに接続される。さらに、装置は、各位相モジュールについて、さらなる駆動信号を生成する第２の駆動回路を使用する。その第２の駆動回路は、第２のサブコンバータシステムのスイッチングセルのパワー半導体スイッチに接続される。発明によれば、各位相モジュールに関して、第１のサブコンバータシステムのスイッチングセルのパワー半導体スイッチに対して、インダクタンスを介する電圧信号およびスイッチング関数の和は、駆動信号を形成するための第１の駆動回路に供給される。各位相モジュールに関して、第２のサブコンバータシステムのスイッチングセルのパワー半導体スイッチに対して、インダクタンスを介する電圧信号およびスイッチング関数の和は、さらなる駆動信号を形成するための第２の駆動回路に供給される。さらに、各位相モジュールに関して、出力接続における電圧に関する電圧信号および選択可能な基準信号からスイッチング関数を算出する第１の計算ユニットが、提供される。位相モジュールの出力接続における電圧に関する電圧信号は、同期するように選択される。さらに、各位相モジュールに関して、サブコンバータシステムの前記電流信号からインダクタンスを介する電圧信号を形成する第２の計算ユニットが、提供される。さらに、各位相モジュールに関して、電流信号振幅値からサブコンバータシステムの電流信号を形成する第３の計算ユニット、および、出力接続における実電流値および基準信号から電流信号振幅値を形成する第４の計算ユニットが、提供される。したがって、発明によるコンバータ回路を動作する方法を実施するための装置は、回路に関する複雑さを非常に低くすることができ、さらに、少数のコンポーネントだけが構造に必要であるので、非常に簡単で安い方法で実施することができる。この装置によって、発明による方法は、このように特に簡単な方法で実施することができる。
これらおよび本発明のさらなる目的、利点および特徴は、図面とともに、発明の好ましい典型的な実施形態に関して、下の詳細な記述によって明白にされる。
図１は、従来技術に従ったコンバータ回路を動作する方法の実施のための装置の実施形態を示す。 図２は、コンバータ回路を動作するための発明による方法を実施するための発明による装置の実施形態を示す。 図３は、コンバータ回路の全出力電流の時間プロファイルを示す。 図４は、コンバータ回路の出力接続における電圧の時間プロファイルを示す。 図５は、第１のサブコンバータシステムによる電流および第２のサブコンバータシステムによる電流の時間プロファイルを示す。
図面で使用され、その重要な参照符号は、要約のために、参照符号のリストにリストされる。原則として、同一部分には、図中で同じ参照符号が提供されている。記述された実施形態は、例のため、発明の主題を表し、限定的な趣旨を持たない。
発明を実施するためのアプローチ
図１は、最初に既に述べたように、従来技術によるコンバータ回路を動作する方法を実施するための装置の実施形態を示す。そこでは、図１は、明瞭さの理由で、コンバータ回路の単に１つの位相モジュール１１を示す。図２は、コンバータ回路を動作するための発明によって方法を実施するための発明による装置の実施形態を示す。そこでは、明瞭さの理由で、コンバータ回路の１つの位相モジュール１１だけが、図２に同様に示される。図２に示されるコンバータ回路は、一般に、少なくとも２つの位相モジュール１１を有する。各位相モジュールは、第１及び第２のサブコンバータシステム１、２を含む。２つのサブコンバータシステム１、２は、互いに直列に接続される。サブコンバータシステム１、２の間のノードは、出力接続Ａを形成する。各サブコンバータシステム１、２は、一般に、インダクタンスＬ１、Ｌ２と、それに直列に接続される少なくとも１つの二端子スイッチングセル３とを含む。サブコンバータシステム１、２の複数のスイッチングセル３の場合には、図２に示されるように、これらのスイッチングセル３は、互いに直列に接続される。各スイッチングセル３は、制御された単方向電流ガイダンス方向および容量性エネルギー貯蔵（それは、パワー半導体スイッチを含む直列回路と並列に接続される）と直列に接続された２つの駆動可能双方向パワー半導体スイッチを有する。駆動可能パワー半導体スイッチは、特に、各場合において、１つのダイオードが連続で（back-to-back）並列に接続される、ゲートターンオフサイリスタ（ＧＴＯ）、または、統合ゲート整流サイリスタ（ＩＧＣＴ）の形式である。しかしながら、例えば、さらにダイオードが連続で並列に接続されたパワーＭＯＳＦＥＴの形式で、または、さらにダイオードが連続で並列に接続された絶縁ゲートバイポーラトランジスタ（ＩＧＢＴ）の形式で、駆動可能パワー半導体スイッチが考えられる。望ましくは、第１のサブコンバータシステム１でのスイッチングセル３の数は、第２のサブコンバータシステム２でのスイッチングセル３の数に対応する。
方法によれば、第１のサブコンバータシステム１でのスイッチングセル３のパワー半導体スイッチは、駆動信号Ｓ１によって駆動される。また、第２のサブコンバータシステム２でのスイッチングセル３のパワー半導体スイッチは、さらなる駆動信号Ｓ２によって駆動される。第１のサブコンバータシステム１のスイッチングセル３の駆動信号Ｓ１および第２のサブコンバータシステム２のスイッチングセル３の駆動信号Ｓ２は、好ましくは、各スイッチングセル３の一時的なシフトに従う。その結果、各スイッチングセル３は、有利に、一時的なシフトで駆動することができる。発明によれば、各位相モジュール１１について、駆動信号Ｓ１は、第１のサブコンバータシステム１のスイッチングセル３のパワー半導体スイッチに対して、インダクタンスＬ１、Ｌ２を介する電圧信号ＶＬおよびスイッチング関数α１から、特に２つの変数の和から、形成される。さらなる駆動信号Ｓ２は、第２のサブコンバータシステム２のスイッチングセル３のパワー半導体スイッチに対して、インダクタンスＬ１、Ｌ２を介する電圧信号ＶＬおよびスイッチング関数α２から、特に２つの変数の和から、形成される。スイッチング関数α１、α２は、関連する位相モジュール１１の出力接続Ａにおける電圧Ｖｕに関する電圧信号ＶＡおよび選択可能な基準信号Ｖｒｅｆによって形成され、特に、同時に、位相モジュール１１の出力接続Ａにおける電圧Ｖｕに関する電圧信号ＶＡは、互いに同期して選択される。インダクタンスＬ１、Ｌ２を介する電圧信号ＶＬは、インダクタンスＬ１、Ｌ２を介するセットポイント電圧値である。望ましくは、出力接続Ａにおける電圧Ｖｕに関する基準電圧信号は、基準信号Ｖｒｅｆとして選択される。この基準電圧信号は、望ましくは、例えば、出力接続Ａにおける電流ｉｕの実値をセットポイント値に調整することにより形成される。
駆動信号Ｓ１およびさらなる駆動信号Ｓ２を生成するためのインダクタンスＬ１、Ｌ２を介する電圧信号ＶＬによって、スイッチング関数α１、α２を生成するための出力接続Ａにおける電圧Ｖｕに関する電圧信号ＶＡに起因して、容量性エネルギー貯蔵の電圧リップルが、コンバータ回路の出力接続Ａの所望の所定の電流ｉｕを十分に減少することができる状況を、有利に達成することができる。その結果、容量性エネルギー貯蔵の設計または様相は、今減少された電圧リップルに関して単に行われる必要があり、したがって、所望の出力電流ｉｕに依存しない。
一般に、インダクタンスＬ１、Ｌ２を介する電圧信号ＶＬおよび出力接続Ａの電圧Ｖｕに関する電圧信号ＶＡは、任意の所望の時間プロファイルを有することができる。したがって、例えば、インダクタンスＬ１、Ｌ２を介する電圧信号ＶＬおよび出力接続Ａの電圧Ｖｕに関する電圧信号ＶＡは、正弦波振動になりえる。
１つの目的は、例えば、相殺するように、出力接続で電圧Ｖｕに関する電圧信号ＶＡから形成される電力から、および、サブコンバータシステム１、２の電流信号Ｖｉから、スイッチングセル３の容量性エネルギー貯蔵の好ましくない割合のためである。サブコンバータシステム１、２の電流信号Ｖｉは、出力接続Ａを介さず、コンバータ回路のサブコンバータシステム１、２を通って流れている回路電流のセットポイント電流値である。
一般に、下記は、次のことを適用する。
・電流ｉＵが位相出力Ａで流れ、電圧ＶＵが位相出力Ａで存在する場合、上記のスイッチングセル３の容量性エネルギー貯蔵の電力は、ＰＣ，１＝（ｉＵ（ｔ）／２＋ｉＸ（ｔ））・ＶＵ１（ｔ）である。ここで、ｉＵ／２は、負荷電流の半分、ｉＸは、与えられた回路電流（簡単の理由で、これは０でありえるが、必ずしもある必要はない）、ＶＵ１は、上部スイッチングセル３を介するブランチ電圧である。ｉＸ＝０の場合、これは、ＰＣ，１＝ｉＵ（ｔ）／２・ＶＵ１（ｔ）の電力に帰着する。
・サブコンバータシステム１、２の前記電流信号Ｖｉ（ｔ）および前記電圧信号ＶＡ（ｔ）は、位相出力Ａでターゲットとされたやり方で与えられる。前記電圧信号は、上部スイッチングセル３を介するブランチ電圧ＶＵ１に生じる。その結果、電力は、ＰＣ，１＝（ｉＵ（ｔ）／２＋Ｖｉ（ｔ））（ＶＵ１（ｔ）＋ＶＡ（ｔ））＝ｉＵ（ｔ）／２・ＶＵ１（ｔ）＋ｉＵ（ｔ）／２・ＶＡ（ｔ）＋Ｖｉ（ｔ）ＶＵ１（ｔ）＋Ｖｉ（ｔ）・ＶＡ（ｔ）である。
・ｉＵ（ｔ）／２・ＶＵ１（ｔ）は、電力Ｖｉ（ｔ）・ＶＡ（ｔ）の割合によって、補正され、正確になるように意図される。追加の電力発生ｉＵ（ｔ）／２・ＶＡ（ｔ）＋Ｖｉ（ｔ）・ＶＵ１（ｔ）は、一般に相殺されない。
・電力ｉＵ（ｔ）／２・ＶＡ（ｔ）＋Ｖｉ（ｔ）・ＶＵ１（ｔ）および電力Ｖｉ（ｔ）＊ＶＡ（ｔ）の補正されない割合が、ｉＵ（ｔ）・ＶＵ１（ｔ）の中の周波数割合のそれより小さい振幅に対する周波数の割合を備えた周波数割合を各々含んでおり、したがって、容量性エネルギー貯蔵のより小さな電圧変動を引き起こす場合、この方法は意味をなす。同じ結果を与えるＶｉ（ｔ）およびＶＡ（ｔ）の全ては、上記方法に使用することができる。
発明によれば、第１のサブコンバータシステム１のスイッチングセル３のパワー半導体スイッチに対するスイッチング関数α１は、下記式に従って、出力接続Ａにおける電圧Ｖｕに関する電圧信号ＶＡおよび選択可能な基準信号Ｖｒｅｆから形成される。
Figure 0005738873
さらに、第２のサブコンバータシステム２のスイッチングセル３のパワー半導体スイッチに対するスイッチング関数α２は、下記式に従って、出力接続Ａにおける電圧Ｖｕに関して電圧信号ＶＡおよび選択可能な基準信号Ｖｒｅｆから形成される。
Figure 0005738873
正弦波振動として（例えば、発振信号として）、出力接続における電圧Ｖｕに関する電圧信号ＶＡおよび電流信号Ｖｉが選択される場合、特に簡単な方法が生じる。より多くの詳細が、この点に関して以下に与えられるだろう。
発明によれば、各位相モジュール１１について、インダクタンスＬ１、Ｌ２を介する電圧信号ＶＬは、下記式によって例証されるように、サブコンバータシステム１、２の電流信号Ｖｉから形成される。
Figure 0005738873
下記式によって例証されるように、サブコンバータシステム１および２の電流信号Ｖｉは、特に、自由に選択可能な周波数ωおよび移相φを備えた振幅に、電流信号振幅値Ａｈを掛けることによって、各位相モジュール１１について、電流信号振幅値Ａｈから望ましくは順に形成される。
Figure 0005738873
公式［４］の中の電流信号振幅値Ａｈは、各位相モジュール１１に対して、出力接続Ａにおける実電流値ｉｕから、特に、出力接続Ａにおける実電流値ｉｕから電流ｉｕのＤＣ成分Ｉ０から、一般に形成される。その実電流値ｉｕは、測定され、例えば基準信号Ｖｒｅｆである。第１のサブコンバータシステム１による電流ｉ１および第２のサブコンバータシステム２による電流ｉ２は、以下のとおりである。
Figure 0005738873
Figure 0005738873
したがって、第１のサブコンバータシステム１のスイッチングセル３の容量性エネルギー貯蔵における電流ｉｃ，１、および、第２のサブコンバータシステム２のスイッチングセル３の容量性エネルギー貯蔵における電流ｉｃ，２は、以下のような結果となる。
Figure 0005738873
Figure 0005738873
方程式［４．３］および［４．４］は、その結果とともに、公式［５．１］に従う次の関係で、ＤＣ成分をそれぞれ含んでいる。それらは、互いに相殺するように有利に意図される。
Figure 0005738873
そして、例えば、公式［５．２］によれば、
Figure 0005738873
は、電流信号振幅値Ａｈの形成のために、方程式［４．３］および［４．４］からそれぞれ設定される。ここで、Δψは、一般に、出力接続Ａにおける電圧Ｖｕと与えられた振幅との間の位相差である。公式［５．２］のＭｈに対するＡｈの比率が、単に例として選択されているという事実として参照される。つまり、Ｍｈに対するＡｈの比率は、一般に自由に選択することができる。したがって、電流信号振幅値Ａｈを決定するために、同様に、単に電流信号振幅値Ａｈに従って、公式［５．１］を解決する必要がある。
さらに、各位相モジュール１１については、下記式によって示されるように、出力接続Ａにおける電圧Ｖｕに関する電圧信号ＶＡは、望ましくは、自由に選択可能な周波数ωおよび移相φを備えた振幅を、電圧信号振幅値Ｍｈに掛けることにより、電圧信号振幅値Ｍｈから一般に形成される。
Figure 0005738873
一般に、各位相モジュール１１については、電圧信号振幅値Ｍｈは、出力接続Ａからの実電流値ｉｕおよび基準信号Ｖｒｅｆから形成される。それは、公式［５．１］および［５．２］に戻って参照することが有利に可能であり、電圧信号振幅値Ｍｈを決定するために、電圧信号振幅値Ｍｈに従って、公式［５．１］を解決するのに単に必要である。
各位相モジュール１１について、サブコンバータシステム１、２の電流信号Ｖｉ、インダクタンスＬ１、Ｌ２を介する電圧信号ＶＬ、および出力接続Ａにおける電圧Ｖｕに関する電圧信号ＶＡは、望ましくは同じ周波数ωを有する。さらに、各位相モジュール１１において、インダクタンスＬ１、Ｌ２を介する電圧信号ＶＬおよび出力接続Ａにおける電圧Ｖｕに関する電圧信号ＶＡは、同じ移相φを備えることが絶対に不可欠でないが、有利に同じ移相φを有する。
最初に既に言及されたように、コンバータ回路は、少なくとも２つの位相モジュール１１を一般に有するので、多相のコンバータ回路がインプリメントされる。発明による方法によれば、互いに同期する位相モジュール１１の出力接続Ａにおける電圧Ｖｕに関する電圧信号ＶＡの選択によって、例えば、純粋なＤＣ成分を備え、出力接続Ａに接続された多相の電気的な負荷を通って、全出力電流ｉｕｇを生成することが可能である点が有利である。ここで、与えられた振幅だけが、スイッチングセル３の容量性エネルギー貯蔵で電圧リップルに影響を及ぼす。したがって、電圧リップルは、低く保つことができる。その後、与えられた振幅は、多相の電気的な負荷でコモンモード電圧として現れる。このコモンモード電圧は、ＤＣ成分を有利に達成することができるという結果と共に、追加の電流振動を生成しない。有利に、容量性エネルギー貯蔵の設計または様相を、低い電圧リップルに対して、つまり、所望の出力電流ｉｕに関係なく、単に行うことができる。例えば、この方法は、過変調（overmodulation）で使用される。過変調と対比して、この場合、コモンモード電圧の周波数および位相角は、望まれた通りである。したがって、多相である全出力電流ｉｕｇは、そのような純粋な直流である、つまり、それにはＡＣ成分がない。
従って、全出力電流ｉｕｇは、結果として、以下のようになる。
Figure 0005738873
ここで、Ｉ０は、前述の純粋なＤＣ成分である。説明の目的のために、コンバータ回路の全出力電流ｉｕｇの時間プロファイルは、図３に例証される。
さらに、図４は、コンバータ回路の出力接続Ａにおける電圧Ｖｕの時間プロファイルに示す。最後に、図５は、第１のサブコンバータシステム１による電流ｉ１および第２のサブコンバータシステム２による電流ｉ２の時間プロファイルに示す。そこでは、前述の与えられた振幅から始まって、ＤＣ成分および周波数ωを備えたＡＣ成分は、同様に、２つの電流ｉ１、ｉ２に含まれる。完全性の理由で、容量性エネルギー貯蔵の電流が、ＤＣ成分を持っておらず、同様に、周波数ωを備えたＡＣ成分がなく、また、上述の与えられた振幅の周波数ωを２倍にする、という事実が言及される。
出力接続Ａにおける電流ｉｕが、周波数ωｕおよび所望の移相ψｕを備えた所望のＡＣ成分ｉｕ・ｃｏｓ（ωｕｔ＋ψｕ）を持つように意図される場合、公式［５．１］は、以下のように変わる。
Figure 0005738873
ここでは、電流信号振幅値Ａｈを決定するために、公式［５．２］に戻って参照することが可能であり、公式［８］および公式［５．２］から、既に上に記述されていたように、電流信号振幅値Ａｈおよび電圧信号振幅値Ｍｈを決定することができる。したがって、出力接続Ａにおける電流ｉｕは、下記のように、所望の方法に帰着する。
Figure 0005738873
図１に示される発明による装置は、駆動信号Ｓ１の生成のために使用され、各位相モジュール１１について、第１の駆動回路４を有する。その第１の駆動回路４は、第１のサブコンバータシステム１のスイッチングセル３のパワー半導体スイッチに接続される。さらに、さらなる駆動信号Ｓ２の生成のために使用された第２の駆動回路５は、各位相モジュール１１に提供される。その第２の駆動回路５は、第２のサブコンバータシステム２のスイッチングセル３のパワー半導体スイッチに接続される。発明によれば、第１のサブコンバータシステム１のスイッチングセル３のパワー半導体スイッチに対して、インダクタンスＬ１、Ｌ２を介する電圧信号ＶＬおよびスイッチング関数α１の和は、各位相モジュール１１に関して、駆動信号Ｓ１を形成するための第１の駆動回路４に供給される。各位相モジュール１１に関して、第２のサブコンバータシステム２のスイッチングセル３のパワー半導体スイッチに対して、インダクタンスＬ１、Ｌ２を介する電圧信号ＶＬおよびスイッチング関数α２の和は、さらなる駆動信号Ｓ２を形成する第２の駆動回路５に供給される。駆動信号Ｓ１およびさらなる駆動信号Ｓ２を形成するために、ルックアップ表は使用される。例えば、第１および第２の駆動回路４、５の各場合に、対応する駆動信号Ｓ１は、スイッチング関数α１に固定して割り当てられ、対応するさらなる駆動信号Ｓ２は、スイッチング関数α２に固定して割り当てられる。または、モジュレータがこの目的のために使用される各場合に、例えば、前記モジュールは、パルス幅変調方式に基づく。さらに、各位相モジュール１１に関して、出力接続Ａにおける電圧Ｖｕに関する電圧信号ＶＡおよび選択可能な基準信号Ｖｒｅｆから、公式［１］および［２］に従って、算出によりスイッチング関数α１、α２を形成するための第１の計算ユニット６が提供される。位相モジュール１１の出力接続Ａの電圧Ｖｕに関する電圧信号ＶＡは、互いに同期するように選択される。
図２に示すように、各位相モジュール１１に関して、サブコンバータシステム１、２の電流信号ＶｉからインダクタンスＬ１、Ｌ２を介する電圧信号ＶＬを形成するための第２の計算ユニット１０が提供される。第２の計算ユニット１０は、公式［３］による計算により、インダクタンスＬ１、Ｌ２を介する電圧信号ＶＬの形成を実施する。
さらに、各位相モジュール１１に関して、サブコンバータシステム１、２の電流信号Ｖｉから電流信号振幅値Ａｈを形成するための第３の計算ユニット７が提供される。それは、公式［４］に従って、計算によりサブコンバータシステム１、２を介する電流信号Ｖｉの形成を実施する。
さらに、各位相モジュール１１に関して、出力接続Ａにおける実電流値ｉｕおよび基準信号Ｖｒｅｆから電流信号振幅値Ａｈを形成するため第４の計算ユニット９が提供される。そこでは、第４の計算ユニット９は、公式［５．１］および［５．２］、または、公式［８］および［５．２］に従って、計算によって電流信号振幅値Ａｈの形成を実施する。
各位相モジュール１１に関して提供される第５の計算ユニット８は、電圧信号振幅値Ｍｈから出力接続Ａにおける電圧Ｖｕに関する電圧信号ＶＡを形成するために使用される。そこでは、第５の計算ユニット８は、公式［６］に従って、計算により出力接続Ａにおける電圧Ｖｕに関する電圧信号ＶＡの形成を実施する。
さらに、上述の第４の計算ユニット９は、出力接続Ａにおける実電流値ｉｕおよび基準信号Ｖｒｅｆから電圧信号振幅値Ｍｈを形成する役目をする。そこでは、第４の計算ユニット９は、公式［５．１］および［５．２］、または、公式［８］および［５．２］に従って、計算により電圧信号振幅値Ｍｈの形成を実施する。
全体として、コンバータ回路を動作するための発明によって方法を実施するための、特に図２に示された発明による装置が、回路の複雑さを非常に低くし、さらに、少数のコンポーネントだけが構成に要求されるので、非常に簡単で、コスト効率の良い方法で実施することを、実証することが可能である。したがって、この装置を使用して、特に簡単な方
法で、発明による方法を実施することが可能である。
以下に、本願出願時の特許請求の範囲に記載された発明を付記する。
[１]コンバータ回路を動作する方法であって、
前記コンバータ回路は、少なくとも２つの位相モジュール（１１）を有し、
各位相モジュール（１１）は、第１および第２のサブコンバータシステム（１）を有し、
前記サブコンバータシステム（２）は、各位相モジュール（１１）に対して互いに直列に接続され、
前記２つのサブコンバータシステム（１、２）間のノードは、出力接続（Ａ）を形成し、
前記各サブコンバータシステム（１、２）は、インダクタンス（Ｌ１、Ｌ２）と、前記インダクタンスと直列に接続される少なくとも１つの二端子スイッチングセル（３）とを含み、
各スイッチングセル（３）は、制御された単方向電流ガイダンス方向および容量性エネルギー貯蔵と直列に接続された２つの駆動可能双方向パワー半導体スイッチを有し、前記容量性エネルギー貯蔵は、前記パワー半導体スイッチを含む前記直列回路と並列に接続され、
前記第１のサブコンバータシステム（１）の前記スイッチングセル（３）の前記パワー半導体スイッチは、駆動信号（Ｓ１）によって駆動され、
前記第２のサブコンバータシステム（２）の前記スイッチングセル（３）の前記パワー半導体スイッチは、さらなる駆動信号（Ｓ２）によって駆動され、
各位相モジュール（１１）について、前記駆動信号（Ｓ１）は、前記第１のサブコンバータシステム（１）の前記スイッチングセル（３）の前記パワー半導体スイッチに対して、前記インダクタンス（Ｌ１、Ｌ２）を介する電圧信号（Ｖ Ｌ ）およびスイッチング関数（α １ ）から形成され、前記さらなる駆動信号（Ｓ２）は、前記第２のサブコンバータシステム（２）の前記スイッチングセル（３）の前記パワー半導体スイッチに対して、前記インダクタンス（Ｌ１、Ｌ２）を介する電圧信号（Ｖ Ｌ ）およびスイッチング関数（α ２ ）から形成され、
前記スイッチング関数（α １ 、α ２ ）は、前記関連する位相モジュール（１１）の前記出力接続（Ａ）における電圧（Ｖ ｕ ）に関する電圧信号（Ｖ Ａ ）および選択可能な基準信号（Ｖ ｒｅｆ ）によって形成され、
前記電圧信号（Ｖ Ａ ）は、前記位相モジュール（１１）の前記出力接続（Ａ）における前記電圧（Ｖ ｕ ）と同期するように選択され、
各位相モジュール（１１）について、前記インダクタンス（Ｌ１、Ｌ２）を介する前記電圧信号（Ｖ Ｌ ）は、前記サブコンバータシステム（１、２）の電流信号（Ｖ ｉ ）から形成され、
各位相モジュール（１１）について、前記サブコンバータシステム（１、２）の前記電流信号（Ｖ ｉ ）は、電流信号振幅値（Ａ ｈ ）から形成され、
各位相モジュール（１１）について、前記電流信号振幅値（Ａ ｈ ）は、前記出力接続（Ａ）における実電流値（ｉ ｕ ）および前記基準信号（Ｖ ｒｅｆ ）から形成される、方法。
[２]各位相モジュール（１１）について、前記出力接続（Ａ）における前記電圧（Ｖ ｕ ）に関する前記電圧信号（Ｖ Ａ ）は、電圧信号振幅値（Ｍ ｈ ）から形成される、ことを特徴とする前記[１]で請求されるような方法。
[３]各位相モジュール（１１）について、前記電圧信号振幅値（Ｍ ｈ ）は、前記出力接続（Ａ）における前記実電流値（ｉ ｕ ）および前記基準信号（Ｖ ｒｅｆ ）から形成される、ことを特徴とする前記[２]で請求されるような方法。
[４]各位相モジュール（１１）について、前記サブコンバータシステム（１、２）の前記電流信号（Ｖ ｉ ）、前記インダクタンス（Ｌ１、Ｌ２）を介する前記電圧信号（Ｖ Ｌ ）、および、前記出力接続（Ａ）における前記電圧（Ｖ ｕ ）に関する電圧信号（Ｖ Ａ ）は、同じ周波数を有する、ことを特徴とする前記[１]で請求されるような方法。
[５]各位相モジュール（１１）について、前記インダクタンス（Ｌ１、Ｌ２）を介する前記電圧信号（Ｖ Ｌ ）、および、前記出力接続（Ａ）における前記電圧（Ｖ ｕ ）に関する前記電圧信号（Ｖ Ａ ）は、同じ移相を有する、ことを特徴とする前記[１]または[４]で請求されるような方法。
[６]各位相モジュール（１１）について、前記出力接続（Ａ）における前記電圧（Ｖ ｕ ）に関する基準電圧信号は、基準信号（Ｖ ｒｅｆ ）として選択される、ことを特徴とする前の前記[１]〜[５]のうちの１つで請求されるような方法。
[７]コンバータ回路を動作する方法を実施するための装置であって、
前記コンバータ回路は、少なくとも２つの位相モジュール（１１）を有し、
各位相モジュール（１１）は、第１および第２のサブコンバータシステム（１）を有し、
前記サブコンバータシステム（２）は、各位相モジュール（１１）に対して互いに直列に接続され、
前記２つのサブコンバータシステム（１、２）間のノードは、出力接続（Ａ）を形成し、
各サブコンバータシステム（１、２）は、インダクタンス（Ｌ１、Ｌ２）と、前記インダクタンスと直列に接続される少なくとも１つの二端子スイッチングセル（３）とを含み、
各スイッチングセル（３）は、制御された単方向電流ガイダンス方向および容量性エネルギー貯蔵と直列に接続された２つの駆動可能双方向パワー半導体スイッチを有し、前記容量性エネルギー貯蔵は、前記パワー半導体スイッチを含む前記直列回路と並列に接続され、
駆動信号（Ｓ１）の生成のために使用される第１の駆動回路（４）であって、各位相モジュール（１１）について、前記第１の駆動回路（４）は、前記第１のサブコンバータシステム（１）の前記スイッチングセル（３）の前記パワー半導体スイッチに接続され、
さらなる駆動信号（Ｓ２）の生成のために使用される第２の駆動回路（５）であって、各位相モジュール（１１）について、前記第２の駆動回路（５）は、前記第２のサブコンバータシステム（２）の前記スイッチングセル（３）の前記パワー半導体スイッチに接続され、
各位相モジュール（１１）に関して、前記第１のサブコンバータシステム（１）の前記スイッチングセル（３）の前記パワー半導体スイッチに対して、前記インダクタンス（Ｌ１、Ｌ２）を介する電圧信号（Ｖ Ｌ ）およびスイッチング関数（α １ ）の和は、前記第１の駆動回路（４）に供給され、前記駆動信号（Ｓ１）を形成し、
各位相モジュール（１１）に関して、前記第２のサブコンバータシステム（２）の前記スイッチングセル（３）の前記パワー半導体スイッチに対して、前記インダクタンス（Ｌ１、Ｌ２）を介する電圧信号（Ｖ Ｌ ）およびスイッチング関数（α ２ ）の和は、前記第２の駆動回路（５）に供給され、前記さらなる駆動信号（Ｓ２）を形成し、
各位相モジュール（１１）に関して、前記出力接続（Ａ）における電圧（Ｖ ｕ ）に関する電圧信号（Ｖ Ａ ）および選択可能な基準信号（Ｖ ｒｅｆ ）から前記スイッチング関数（α １ 、α ２ ）を形成する第１の計算ユニット（６）が提供され、
前記位相モジュール（１１）の前記出力接続（Ａ）における前記電圧（Ｖ ｕ ）に関する前記電圧信号（Ｖ Ａ ）は、同期するように選択され、
各位相モジュール（１１）に関して、前記サブコンバータシステム（１、２）の電流信号（Ｖ ｉ ）から前記インダクタンス（Ｌ１、Ｌ２）を介する前記電圧信号（Ｖ Ｌ ）を形成する第２の計算ユニット（１０）が提供され、
各位相モジュール（１１）に関して、電流信号振幅値（Ａ ｈ ）から前記サブコンバータシステム（１、２）の前記電流信号（Ｖ ｉ ）を形成する第３の計算ユニット（７）が提供され、
各位相モジュール（１１）に関して、前記出力接続（Ａ）における前記実電流値（ｉ ｕ ）および基準信号（Ｖ ｒｅｆ ）から前記電流信号振幅値（Ａ ｈ ）を形成する第４の計算ユニット（９）が提供される、装置。
[８]各位相モジュール（１１）に関して、電圧信号振幅値（Ｍ ｈ ）から前記出力接続（Ａ）における前記電圧（Ｖ ｕ ）に関する前記電圧信号（Ｖ Ａ ）を形成する第５の計算ユニット（８）が提供される、ことを特徴とする前記[７]で請求されるような装置。
[９]各位相モジュール（１１）に関して、前記出力接続（Ａ）における前記実電流値（ｉ ｕ ）および前記基準信号（Ｖ ｒｅｆ ）から前記電圧信号振幅値（Ｍ ｈ ）を形成する前記第４の計算ユニット（９）が提供される、ことを特徴とする前記[８]で請求されるような装置。
参照符号のリスト
１ 第１のサブコンバータシステム、
２ 第２のサブコンバータシステム、
３ スイッチングセル、
４ 第１の駆動回路、
５ 第５の駆動回路、
６ 第１の計算ユニット、
７ 第３の計算ユニット、
８ 第５の計算ユニット、
９ 第４の計算ユニット、
１０ 第２の計算ユニット、
１１ 位相モジュール。

Claims (9)

  1. コンバータ回路を動作する方法であって、
    前記コンバータ回路は、少なくとも２つの位相モジュール（１１）を有し、
    各位相モジュール（１１）は、第１および第２のサブコンバータシステム（１、２）を有し、
    前記サブコンバータシステム（１、２）は、各位相モジュール（１１）に対して互いに直列に接続され、
    前記２つのサブコンバータシステム（１、２）間のノードは、出力接続（Ａ）を形成し、
    前記各サブコンバータシステム（１、２）は、インダクタンス（Ｌ１、Ｌ２）と、前記インダクタンスと直列に接続される少なくとも１つの二端子スイッチングセル（３）とを含み、
    各スイッチングセル（３）は、制御された単方向電流ガイダンス方向を有する直列に接続された２つの駆動可能双方向パワー半導体スイッチと、容量性エネルギー貯蔵とを有し、前記容量性エネルギー貯蔵は、前記直列に接続された２つの駆動可能双方向パワー半導体スイッチと並列に接続され、
    前記第１のサブコンバータシステム（１）の前記スイッチングセル（３）の前記パワー半導体スイッチは、駆動信号（Ｓ１）によって駆動され、
    前記第２のサブコンバータシステム（２）の前記スイッチングセル（３）の前記パワー半導体スイッチは、さらなる駆動信号（Ｓ２）によって駆動され、
    各位相モジュール（１１）について、前記駆動信号（Ｓ１）は、前記第１のサブコンバータシステム（１）の前記スイッチングセル（３）の前記パワー半導体スイッチに対して、前記インダクタンス（Ｌ１、Ｌ２）を介する電圧信号（ＶＬ）およびスイッチング関数（α１）から形成され、前記さらなる駆動信号（Ｓ２）は、前記第２のサブコンバータシステム（２）の前記スイッチングセル（３）の前記パワー半導体スイッチに対して、前記インダクタンス（Ｌ１、Ｌ２）を介する電圧信号（ＶＬ）およびスイッチング関数（α２）から形成され、
    前記スイッチング関数（α１、α２）は、関連する位相モジュール（１１）の前記出力接続（Ａ）における電圧（Ｖｕ）に関する電圧信号（ＶＡ）および選択可能な基準信号（Ｖｒｅｆ）によって形成され、
    前記電圧信号（ＶＡ）は、前記位相モジュール（１１）の前記出力接続（Ａ）において前記電圧（Ｖｕ）と同じ位相となるように選択され、
    各位相モジュール（１１）について、前記インダクタンス（Ｌ１、Ｌ２）を介する前記電圧信号（ＶＬ）は、前記サブコンバータシステム（１、２）の電流信号（Ｖｉ）から形成され、
    各位相モジュール（１１）について、前記サブコンバータシステム（１、２）の前記電流信号（Ｖｉ）は、電流信号振幅値（Ａｈ）から形成され、
    各位相モジュール（１１）について、前記電流信号振幅値（Ａｈ）は、前記出力接続（Ａ）における実電流値（ｉｕ）および前記基準信号（Ｖｒｅｆ）から次の式にしたがって形成され、
    Figure 0005738873
     ここで、Ａ ｈ は、電流信号振幅値であり、
    Ｖ ｒｅｆ は、基準信号であり、
    Ｉ ０ は、出力接続（Ａ）における電流のＤＣ成分であり、
    Ｍ ｈ は、電圧信号振幅値であり、
    Δ ψ は、出力接続（Ａ）における電圧と、サブコンバータシステム（１、２）の電流信号（Ｖ ｉ ）との間の位相差である、方法。
  2. 各位相モジュール（１１）について、前記出力接続（Ａ）における前記電圧（Ｖｕ）に関する前記電圧信号（ＶＡ）は、電圧信号振幅値（Ｍｈ）から形成される、ことを特徴とする請求項１記載の方法。
  3. 各位相モジュール（１１）について、前記電圧信号振幅値（Ｍｈ）は、前記出力接続（Ａ）における前記実電流値（ｉｕ）および前記基準信号（Ｖｒｅｆ）から形成される、ことを特徴とする請求項２記載の方法。
  4. 各位相モジュール（１１）について、前記サブコンバータシステム（１、２）の前記電流信号（Ｖｉ）、前記インダクタンス（Ｌ１、Ｌ２）を介する前記電圧信号（ＶＬ）、および、前記出力接続（Ａ）における前記電圧（Ｖｕ）に関する電圧信号（ＶＡ）は、同じ周波数を有する、ことを特徴とする請求項１記載の方法。
  5. 各位相モジュール（１１）について、前記インダクタンス（Ｌ１、Ｌ２）を介する前記電圧信号（ＶＬ）、および、前記出力接続（Ａ）における前記電圧（Ｖｕ）に関する前記電圧信号（ＶＡ）は、同じ移相を有する、ことを特徴とする請求項１または４記載の方法。
  6. 各位相モジュール（１１）について、前記出力接続（Ａ）における前記電圧（Ｖｕ）に関する基準電圧信号は、基準信号（Ｖｒｅｆ）として選択される、ことを特徴とする請求項１ないし５のいずれか１項記載の方法。
  7. コンバータ回路を動作する方法を実施するための装置であって、
    前記コンバータ回路は、少なくとも２つの位相モジュール（１１）を有し、
    各位相モジュール（１１）は、第１および第２のサブコンバータシステム（１、２）を有し、
    前記サブコンバータシステム（１、２）は、各位相モジュール（１１）に対して互いに直列に接続され、
    前記２つのサブコンバータシステム（１、２）間のノードは、出力接続（Ａ）を形成し、
    各サブコンバータシステム（１、２）は、インダクタンス（Ｌ１、Ｌ２）と、前記インダクタンスと直列に接続される少なくとも１つの二端子スイッチングセル（３）とを含み、
    各スイッチングセル（３）は、制御された単方向電流ガイダンス方向を有する直列に接続された２つの駆動可能双方向パワー半導体スイッチと、容量性エネルギー貯蔵とを有し、前記容量性エネルギー貯蔵は、前記直列に接続された２つの駆動可能双方向パワー半導体スイッチと並列に接続され、
    駆動信号（Ｓ１）の生成のために使用される第１の駆動回路（４）であって、各位相モジュール（１１）について、前記第１の駆動回路（４）は、前記第１のサブコンバータシステム（１）の前記スイッチングセル（３）の前記パワー半導体スイッチに接続され、
    さらなる駆動信号（Ｓ２）の生成のために使用される第２の駆動回路（５）であって、各位相モジュール（１１）について、前記第２の駆動回路（５）は、前記第２のサブコンバータシステム（２）の前記スイッチングセル（３）の前記パワー半導体スイッチに接続され、
    各位相モジュール（１１）に関して、前記第１のサブコンバータシステム（１）の前記スイッチングセル（３）の前記パワー半導体スイッチに対して、前記インダクタンス（Ｌ１、Ｌ２）を介する電圧信号（ＶＬ）およびスイッチング関数（α１）の和は、前記第１の駆動回路（４）に供給され、前記駆動信号（Ｓ１）を形成し、
    各位相モジュール（１１）に関して、前記第２のサブコンバータシステム（２）の前記スイッチングセル（３）の前記パワー半導体スイッチに対して、前記インダクタンス（Ｌ１、Ｌ２）を介する電圧信号（ＶＬ）およびスイッチング関数（α２）の和は、前記第２の駆動回路（５）に供給され、前記さらなる駆動信号（Ｓ２）を形成し、
    各位相モジュール（１１）に関して、前記出力接続（Ａ）における電圧（Ｖｕ）に関する電圧信号（ＶＡ）および選択可能な基準信号（Ｖｒｅｆ）から前記スイッチング関数（α１、α２）を形成する第１の計算ユニット（６）が提供され、
    前記位相モジュール（１１）の前記出力接続（Ａ）における前記電圧（Ｖｕ）と、前記電圧（Ｖ ｕ ）に関する前記電圧信号（ＶＡ）は、前記出力接続（Ａ）において同じ位相となるように選択され、
    各位相モジュール（１１）に関して、前記サブコンバータシステム（１、２）の電流信号（Ｖｉ）から前記インダクタンス（Ｌ１、Ｌ２）を介する前記電圧信号（ＶＬ）を形成する第２の計算ユニット（１０）が提供され、
    各位相モジュール（１１）に関して、電流信号振幅値（Ａｈ）から前記サブコンバータシステム（１、２）の前記電流信号（Ｖｉ）を形成する第３の計算ユニット（７）が提供され、
    各位相モジュール（１１）に関して、前記出力接続（Ａ）における前記実電流値（ｉｕ）、および基準信号（Ｖｒｅｆ）から前記電流信号振幅値（Ａｈ）を次の式にしたがって形成する第４の計算ユニット（９）が提供され、
    Figure 0005738873
     ここで、Ａ ｈ は、電流信号振幅値であり、
    Ｖ ｒｅｆ は、基準信号であり、
    Ｉ ０ は、出力接続（Ａ）における電流のＤＣ成分であり、
    Ｍ ｈ は、電圧信号振幅値であり、
    Δ ψ は、出力接続（Ａ）における電圧と、サブコンバータシステム（１、２）の電流信号（Ｖ ｉ ）との間の位相差である、装置。
  8. 各位相モジュール（１１）に関して、電圧信号振幅値（Ｍｈ）から前記出力接続（Ａ）における前記電圧（Ｖｕ）に関する前記電圧信号（ＶＡ）を形成する第５の計算ユニット（８）が提供される、ことを特徴とする請求項７記載の装置。
  9. 各位相モジュール（１１）に関して、前記出力接続（Ａ）における前記実電流値（ｉｕ）および前記基準信号（Ｖｒｅｆ）から前記電圧信号振幅値（Ｍｈ）を形成する前記第４の計算ユニット（９）が提供される、ことを特徴とする請求項８記載の装置。
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