JP2013027091A - 電力変換装置 - Google Patents

Abstract

【課題】窒化物系化合物半導体を主材料とした電力変換装置において電流コラプス現象によるオン抵抗の増加を低減し、電力変換装置の高効率化を図る。
【解決手段】窒化物系化合物を主材料としたスイッチング素子（Su,Sv,…,Sz）を有し、該スイッチング素子（Su,Sv,…,Sz）に印加された直流を該スイッチング素子（Su,Sv,…,Sz）のスイッチングによって電力変換を行うインバータ回路（5）を設ける。スイッチング素子（Su,Sv,…,Sz）に印加する直流をインバータ回路（5）に出力し、スイッチング素子（Su,Sv,…,Sz）のスイッチング動作時には、直流の電圧を低下させる電圧降下回路（4）を設ける。
【選択図】図１

Description

本発明は、入力電力をスイッチングして所定の電力に変換する電力変換装置に関するものである。

空気調和機などにおいてモータへの電力供給に用いられるインバータ回路（電力変換装置）は、トランジスタのスイッチング制御により直流を可変周波数・可変電圧の交流に高効率変換することができる。近年では、このような電力変換装置の変換効率を高める目的で、低損失で且つ高速動作が可能な窒化物系化合物（例えば窒化ガリウム：ＧａＮ）を用いた半導体ディバイスの検討が盛んに行われている。

特開２００８−２１０９３４号公報

しかしながら、窒化物系化合物半導体には、バルク結晶や半導体表面に多量の深い準位（トラップ）が存在している。このため、特許文献１に記載されているように、半導体装置への逆方向電圧印加期間中又はオフ期間中に、例えば、半導体基板の結晶内のトラップにキャリアが捕獲され、その後、半導体装置への順方向電圧印加時またはオンした時、出力電流が低下してしまう、いわゆる電流コラプス現象が発生してしまうという問題がある。

そのため、窒化物系化合物半導体は、２００Ｖ程度までの低耐圧品は実用化レベルに到達したが、６００Ｖ程度の耐圧が必要となるインバータ回路に窒化物系化合物半導体を適用するには、電流コラプス現象の影響が大きく、商用電源に接続するインバータ回路としての実用化は難しかった。

本発明は前記の問題に着目してなされたものであり、窒化物系化合物半導体を主材料とした電力変換装置において電流コラプス現象によるオン抵抗の増加を低減し、電力変換装置の高効率化を図ることを目的としている。

前記の課題を解決するため、第１の発明は、
入力電力をスイッチングして所定の電力に変換する電力変換装置であって、
窒化物系化合物を主材料としたスイッチング素子（Su,Sv,…,Sz）を有し、該スイッチング素子（Su,Sv,…,Sz）に印加された直流を該スイッチング素子（Su,Sv,…,Sz）のスイッチングによって電力変換を行うインバータ回路（5）と、
前記スイッチング素子（Su,Sv,…,Sz）に印加する直流を前記インバータ回路（5）に出力し、前記スイッチング素子（Su,Sv,…,Sz）のスイッチング動作時には、前記直流の電圧を低下させる電圧降下回路（4）とを備えたことを特徴とする。

この構成では、インバータ回路（5）の各スイッチング素子（Su,Sv,…,Sz）のスイッチング動作時には、インバータ回路（5）に供給する直流電圧を低下させる。こうすることで、窒化物系化合物を主材料とした各スイッチング素子（Su,Sv,Sw,Sx,Sy,Sz）内のトラップに捕獲されるキャリアが減少する。すなわち、この電力変換装置では、窒化物系化合物を主材料としたスイッチング素子（Su,Sv,…,Sz）における電流コラプス現象が抑制され、その結果、オン抵抗の増加が抑制される。

また、第２の発明は、
第１の発明の電力変換装置において、
前記電圧降下回路（4）が低下させた後の前記直流の電圧（Vcr）は、ゼロよりも大きな電圧値であることを特徴とする。

この構成では、電圧降下回路（4）によって低下させられた電圧は、０Ｖよりも大きな電圧値になる。

また、第３の発明は、
第１又は第２の発明の電力変換装置において、
交流を脈動する直流に変換して前記電圧降下回路（4）に出力するコンバータ回路（2）を備え、
前記電圧降下回路（4）は、前記コンバータ回路（2）の出力から前記直流を生成して前記インバータ回路（5）に出力することを特徴とする。

この構成では、電圧降下回路（4）に入力される直流が脈動するので、電圧降下回路（4）で低下させる電圧（エネルギー）をより少なくできる。

また、第４の発明は、
第１から第３の発明の何れかの電力変換装置において、
前記電圧降下回路（4）が前記直流の電圧（Vcr）を低下させる期間は、電圧降下回路（4）に入力される電圧が所定の電圧値（Vt）以上である期間であることを特徴とする。

この構成では、前記直流の電圧を低下させる期間をこのようにすることで、電圧降下回路（4）で低下させるエネルギーをより少なくできる。

第１の発明によれば、窒化物系化合物を主材料としたスイッチング素子（Su,Sv,…,Sz）のオン抵抗の増加が抑制されるので、電力変換装置の高効率化を図ることが可能になる。

また、第２の発明によれば、低下後の電圧を０Ｖよりも大きく維持するので、電圧降下回路（4）の大型化、電圧低下動作による損失を最小限にとどめることが可能になる。

また、第３及び４の発明によれば、それぞれ、電圧降下回路（4）で低下させる電圧（エネルギー）をより少なくできるので、より効果的に電力変換装置の高効率化を図ることが可能になる。

図１は、発明の実施形態に係る電力変換装置の構成を示すブロック図である。 図２は、インバータ回路に供給する直流の電圧の制御の概念を説明する図である。 図３は、インバータ回路の１アーム分（Ｕ相）及び電圧降下回路のモードの推移を説明する等価回路図である。 図４は、電圧降下回路及びインバータ回路における素子等の動作波形を示すタイミングチャートである。 図５は、インバータ回路に供給する直流の電圧を低下させる期間の例を説明する図である。

以下、本発明の実施形態について図面を参照しながら説明する。なお、以下の実施形態は、本質的に好ましい例示であって、本発明、その適用物、あるいはその用途の範囲を制限することを意図するものではない。

《概要》
図１は、発明の実施形態に係る電力変換装置（1）の構成を示すブロック図である。同図に示すように電力変換装置（1）は、コンバータ回路（2）、直流リンク部（3）、電圧降下回路（4）、インバータ回路（5）、及び制御部（6）を備えている。電力変換装置（1）は、単相の交流電源（7）から供給された交流電力を所定の周波数の電力に変換して、モータ（8）に供給するようになっている。なお、交流電源（7）は、商用交流電源である。また、本実施形態のモータ（8）は、三相交流モータであり、空気調和機の冷媒回路に設けられた圧縮機を駆動するためのものである。

〈コンバータ回路（2）〉
コンバータ回路（2）は、リアクトル（L）を介して交流電源（7）に接続され、交流電源（7）が出力した交流を直流に全波整流する。この例では、コンバータ回路（2）は、複数（本実施形態では４つ）のダイオード（D1〜D4）がブリッジ状に結線されたダイオードブリッジ回路である。これらのダイオード（D1〜D4）は、交流電源（7）の交流電圧を全波整流して、直流電圧に変換する。

〈直流リンク部（3）〉
直流リンク部（3）は、コンデンサ（3a）を備えている。コンデンサ（3a）は、コンバータ回路（2）の出力ノード間に接続され、該コンデンサ（3a）の両端に生じるバスライン電圧（以下では直流リンク電圧（Vdc）ともいう）が電圧降下回路（4）の入力ノードに入力されている。コンデンサ（3a）は、例えばフィルムコンデンサによって構成する。このコンデンサ（3a）は、インバータ回路（5）のスイッチング素子（後述）がスイッチング動作する際に、スイッチング周波数に対応して生じるリプル電圧（電圧変動）のみを平滑化可能な静電容量を有している。すなわち、コンデンサ（3a）は、コンバータ回路（2）によって整流された電圧（電源電圧に起因する電圧変動）を平滑化するような静電容量を有さない小容量のコンデンサである。そのため、直流リンク部（3）が出力する直流リンク電圧（Vdc）は、その最大値がその最小値の２倍以上となるような大きな脈動を有している。

〈電圧降下回路（4）〉
電圧降下回路（4）は、制御部（6）の制御（後述）に応じ、直流リンク部（3）から供給された直流の電圧（直流リンク電圧（Vdc））を、低下又はそのままインバータ回路（5）に供給する。本実施形態の電圧降下回路（4）は、図１に示すように、主スイッチ（Sc）、２つの補助スイッチ（Sa1,Sa2）、主共振キャパシタ（Cr）、補助共振キャパシタ（Ca2）、共振インダクタ（Lr）、及び３つのダイオード（Dc,Da1,Da2）を備えている。

主スイッチ（Sc）は、ドレインが直流リンク部（3）の正側ノード、ソースがインバータ回路（5）の上アーム（後述）の入力ノードにそれぞれ接続されている。共振インダクタ（Lr）は、２つの補助スイッチ（Sa1,Sa2）を介してインバータ回路（5）の入力ノード間に並列接続されている。詳しくは、共振インダクタ（Lr）は、一端が補助スイッチ（Sa1）を介してインバータ回路（5）の正側の入力ノードに接続され、他の一端が補助スイッチ（Sa2）を介してインバータ回路（5）の負側の入力ノードに接続されている。

主共振キャパシタ（Cr）は、インバータ回路（5）の入力ノード間に並列接続されている。補助共振キャパシタ（Ca2）は、補助スイッチ（Sa2）に並列接続されている。また、ダイオード（Dc）は主スイッチ（Sc）に逆並列接続され、ダイオード（Da1）は補助スイッチ（Sa1）に逆並列接続され、ダイオード（Da2）は補助スイッチ（Sa2）に逆並列接続されている。電圧降下回路（4）の各スイッチ（Sc,Sa1,Sa2）のオンオフを制御することで、インバータ回路（5）に入力される電圧を制御できる。これらのスイッチ（Sc,Sa1,Sa2）の制御は後述するように制御部（6）が行う。

〈インバータ回路（5）〉
インバータ回路（5）は、入力ノードが電圧降下回路（4）の出力ノードに並列に接続されている。インバータ回路（5）は、電圧降下回路（4）の出力（直流）をスイッチングして三相交流に変換し、接続されたモータ（8）に供給するようになっている。

本実施形態のインバータ回路（5）は、複数のスイッチング素子がブリッジ結線されて構成されている。インバータ回路（5）は、三相交流をモータ（8）に出力するので、６個のスイッチング素子（Su,Sv,Sw,Sx,Sy,Sz）を備えている。それぞれのスイッチング素子（Su,Sv,Sw,Sx,Sy,Sz）は、窒化物系化合物を主材料としたスイッチング素子であり、具体的にはＧａＮ ＭＯＳＦＥＴ（電界効果トランジスタ）である。ＧａＮ ＭＯＳＦＥＴは、ＧａＮ（Gallium Nitride，窒化ガリウム）を主材料とした半導体素子である。

インバータ回路（5）は、２つのスイッチング素子を互いに直列接続した３つのスイッチングレグを備えている。各スイッチングレグにおいて上アームのスイッチング素子（Su,Sv,Sw）と下アームのスイッチング素子（Sx,Sy,Sz）との中点が、モータ（8）の各相のコイル（図示は省略）にそれぞれ接続されている。また、各スイッチング素子（Su,Sv,Sw,Sx,Sy,Sz）には、還流ダイオード（Du,Dv,Dw,Dx,Dy,Dz）が逆並列に接続されている。

インバータ回路（5）は、これらのスイッチング素子（Su,Sv,Sw,Sx,Sy,Sz）のオンオフ動作によって、電圧降下回路（4）から入力された直流電圧をスイッチングして三相交流電圧に変換し、モータ（8）へ供給する。なお、このオンオフ動作の制御は、制御部（6）が行う。

〈制御部（6）〉
制御部（6）は、マイクロコンピュータ（図示は省略）とそれを動作させるプログラムを備えている。制御部（6）は、インバータ回路（5）の出力電圧が所望の電圧、及び周波数となるように、インバータ回路（5）の各スイッチング素子（Su,Sv,Sw,Sx,Sy,Sz）にゲート信号（Gu,Gv,Gw,Gx,Gy,Gz）を与えてオンオフを制御する。制御部（6）は、具体的には、いわゆるＰＷＭ（Pulse Width Modulation）制御方式によって前記オンオフを制御する。

また、制御部（6）は、電圧降下回路（4）の各スイッチ（Sc,Sa1,Sa2）の制御も行う。具体的には、制御部（6）は、インバータ回路（5）の各スイッチング素子（Su,Sv,…,Sz）のスイッチング動作時には、インバータ回路（5）に供給する直流の電圧（後述の電圧（Vcr））が低下するように電圧降下回路（4）を制御する。図２は、インバータ回路（5）に供給する直流の電圧制御の概念を説明する図である。この制御を実現するため、制御部（6）は、ｍｏｄｅ０〜ｍｏｄｅ６の７つの状態に、電圧降下回路（4）、及びインバータ回路（5）を推移させる。

〈電力変換装置（制御部）の動作〉
図３は、インバータ回路（5）の１アーム分（具体的にはＵ相の上下アーム）及び電圧降下回路（4）のモードの推移を説明する等価回路図である。また、図４は、電圧降下回路（4）及びインバータ回路（5）における素子等の動作波形を示すタイミングチャートである。以下、各モードについて説明する。なお、以下の説明において、「ＺＣＳ（Zero Current Switching）」とは、スイッチ（トランジスタ）に電流が流れていないときにスイッチのオン／オフの切り換えを行うスイッチングである。「ＺＶＳ（Zero Voltage Switching）」とは、スイッチ（トランジスタ）に印加された電圧が０ボルトのときにスイッチのオン／オフの切り換えを行うスイッチングである。また、「ＺＶＳ／ＺＣＳ方式」とは、ＶＳ方式およびＺＣＳ方式である。

ｍｏｄｅ０では、制御部（6）は、主スイッチ（Sc）及び補助スイッチ（Sa2）をオン状態にする。ｍｏｄｅ０は、負荷に電流が流れている定常状態である。ここでの負荷はモータ（8）であり、図３では、抵抗器（Rm）とインダクタ（Lm）で表示してある。なお、図３では、実線で示した部分が電流が流れている部分であり、破線で示した部分が電流が流れていない部分である。また、図３においてＶｃａ２は、補助共振キャパシタ（Ca2）の端子間電圧である。

ｍｏｄｅ１では、制御部（6）は、補助スイッチ（Sa1）をＺＣＳ方式でターンオンする。これにより、共振インダクタ（Lr）に電流（共振初期電流）を蓄積する（Ｖｃａ２充電開始）。

ｍｏｄｅ２（図２の「放電モード」に対応）では、共振インダクタ（Lr）の電流が共振状態初期電流に達すると、制御部（6）は、主スイッチ（Sc）と補助スイッチ（Sa2）を同時に、ＺＶＳ方式でターンオフして共振状態を作る（Ｖｃｒ放電開始）。すなわち、このモードでは、共振インダクタ（Lr）、主共振キャパシタ（Cr）、補助共振キャパシタ（Ca2）において共振が起こる。

ｍｏｄｅ３（図２の「電圧低下モード」に対応）は、主共振キャパシタ（Cr）の端子間の電圧（Vcr）が低下している期間である。電圧（Vcr）は、インバータ回路（5）の入力ノード間に印加される電圧である。制御部（6）は、この期間にインバータ主回路（この例ではスイッチング素子（Su））をターンオフする（Ｖｃａ２放電開始）。本実施形態の電圧降下回路（4）は、電圧（Vcr）を０Ｖまで低下させるのではなく、電圧（Vcr）の低下が、スイッチング素子（Su,Sv,Sw,Sx,Sy,Sz）の最大定格電圧の１／３程度にまでとなるように（図２を参照）、主共振キャパシタ（Cr）、補助共振キャパシタ（Ca2）、及び共振インダクタ（Lr）の特性（容量等）を設定してある。

ｍｏｄｅ４（図２の「充電モード」に対応）では、共振インダクタ（Lr）の電流（iLr）が負の方向に増加し始める。共振インダクタ（Lr）の電流（iLr）が、主共振キャパシタ（Cr）の電圧を直流リンク電圧（Vdc）までの昇圧に必要な値に増加するまで、制御部（6）は、各スイッチ（Sc,Sa1,Sa2）のオン或いはオフの状態を維持する。そして、電流（iLr）が当該電流値に達すると、制御部（6）は、補助スイッチ（Sa1）をＺＶＳ／ＺＳＣ方式でターンオフさせる。

ｍｏｄｅ５は、主共振キャパシタ（Cr）の電圧（Vcr）が直流リンク電圧（Vdc）に達した状態である。主共振キャパシタ（Cr）の電圧（Vcr）が直流リンク電圧（Vdc）に達するとダイオード（Dc）が導通する。制御部（6）は、ダイオード（Dc）が導通している期間中に主スイッチ（Sc）をＺＶＳ／ＺＣＳ方式でターンオンする。

ｍｏｄｅ６では、共振インダクタ（Lr）の電流が、直流電源（直流リンク部（3））に回生され、電圧降下回路（4）及びインバータ回路（5）は再びｍｏｄｅ０の状態に戻る。

このように、電力変換装置（1）では、インバータ回路（5）の各スイッチング素子（Su,Sv,…,Sz）のスイッチング動作時に、スイッチング素子（Su,Sv,…,Sz）に供給する直流の電圧（電圧（Vcr））を低下させるのである。こうすることで、各スイッチング素子（Su,Sv,Sw,Sx,Sy,Sz）内のトラップに捕獲されるキャリアが減少する。すなわち、電力変換装置（1）では、ＧａＮを主材料としたスイッチング素子（Su,Sv,…,Sz）における電流コラプス現象が抑制され、その結果、オン抵抗の増加が抑制される。

〈本実施形態における効果〉
以上のように、本実施形態によれば、ＧａＮを主材料としたスイッチング素子（Su,Sv,…,Sz）のオン抵抗の増加が抑制されるので、電力変換装置（1）の高効率化を図ることが可能になる。

特に、本実施形態では、単相交流電圧に応じ、単相交流電圧の周波数の２倍の周波数で直流リンク電圧（Vdc）が大きく脈動するので、電圧降下回路（4）で低下させる電圧（エネルギー）をより少なくできる。すなわち、この点からも電力変換装置（1）の高効率化に貢献できる。

このように電流コラプス現象を抑制できると、例えば６００Ｖ程度の耐圧が必要となるインバータ回路に窒化物系化合物半導体を適用することが可能になり、商用電源に接続するインバータ回路としての実用化も可能になる。

また、電圧降下回路（4）では、低下させる電圧をスイッチング素子（Su,Sv,…,Sz）の最大定格電圧の１／３程度まで（すなわち、０Ｖまでは低下させない）としているので、電圧降下回路（4）の大型化、電圧低下動作による損失を最小限にとどめることが可能になる。

《その他の実施形態》
なお、前記のように直流リンク電圧（Vdc）が大きく脈動する装置では、インバータ回路（5）に供給する直流電圧（電圧（Vcr））を低下させる期間は、直流リンク部（3）による平滑電圧が所定の電圧値（Vt）以上である期間のみとするのが望ましい。こうすることで、電圧降下回路（4）で低下させるエネルギーをより少なくできる（図５を参照）。図５では、「動作期間」と表示した期間がインバータ回路に供給する直流の電圧を低下させる期間である。

また、電圧降下回路（4）の構成は例示である。他の構成の回路で、スイッチング素子（Su,Sv,…,Sz）のスイッチング動作時に、スイッチング素子（Su,Sv,…,Sz）に入力する直流電圧を低下させるようにしてもよい。

また、電力変換装置（1）で用いたＧａＮ ＭＯＳＦＥＴは、窒化物系化合物を主材料としたスイッチング素子の一例である。各スイッチング素子（Su,Sv,…,Sz）には、他の種類の窒化物系化合物を用いたスイッチング素子を採用してもよい。

また、交流電源（7）は、三相交流電源としてもよい。

また、直流リンク部（3）は、コンバータ回路（2）の出力を平滑化できるようにコンデンサ（3a）の容量を設定してもよい。

また、電力変換装置（1）は、電池などの直流電源を電圧降下回路（4）に接続する構成であってもよい。

本発明は、入力電力をスイッチングして所定の電力に変換する電力変換装置として有用である。

１ 電力変換装置
２ コンバータ回路
４ 電圧降下回路
５ インバータ回路
Ｓｕ，Ｓｖ，…，Ｓｚ スイッチング素子

Claims (4)

1. 入力電力をスイッチングして所定の電力に変換する電力変換装置であって、
   窒化物系化合物を主材料としたスイッチング素子（Su,Sv,…,Sz）を有し、該スイッチング素子（Su,Sv,…,Sz）に印加された直流を該スイッチング素子（Su,Sv,…,Sz）のスイッチングによって電力変換を行うインバータ回路（5）と、
   前記スイッチング素子（Su,Sv,…,Sz）に印加する直流を前記インバータ回路（5）に出力し、前記スイッチング素子（Su,Sv,…,Sz）のスイッチング動作時には、前記直流の電圧（Vcr）を低下させる電圧降下回路（4）とを備えたことを特徴とする電力変換装置。
2. 請求項１の電力変換装置において、
   前記電圧降下回路（4）が低下させた後の前記直流の電圧（Vcr）は、ゼロよりも大きな電圧値であることを特徴とする電力変換装置。
3. 請求項１又は請求項２の電力変換装置において、
   交流を脈動する直流に変換して前記電圧降下回路（4）に出力するコンバータ回路（2）を備え、
   前記電圧降下回路（4）は、前記コンバータ回路（2）の出力から前記直流を生成して前記インバータ回路（5）に出力することを特徴とする電力変換装置。
4. 請求項１から請求項３の何れかの電力変換装置において、
   前記電圧降下回路（4）が前記直流の電圧（Vcr）を低下させる期間は、電圧降下回路（4）に入力される電圧が所定の電圧値（Vt）以上である期間であることを特徴とする電力変換装置。

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