JP2024045981A - 高調波抑制装置 - Google Patents

Abstract

【課題】交流系統の状態に対応して系統電流の歪みを低減できる信頼性にすぐれた高調波抑制装置を提供する。【解決手段】高調波抑制装置は、系統ラインに流れる負荷電流の電流値を交流系統の電圧の一周期内の所定期間ごとに保持し、保持した各電流値のうち所定個数の電流値に基づいて上記負荷電流に含まれる高調波成分を検出し、検出した高調波成分を抑制するために上記負荷電流に加えるべき補償電流を求め、求めた補償電流を電力変換器から出力させるとともに、上記所定個数を上記交流系統の状態に応じて可変設定する。【選択図】図１

Description

本発明の実施形態は、高調波を抑制する高調波抑制装置に関する。

ダイオード整流器など非線形な特性を持つ負荷を交流系統に接続した場合、負荷に流れる電流（負荷電流）に高調波成分が生じる。この高調波電流は交流系統を通して他の負荷へ悪影響を与えるため、それをいかに抑制するかが重要な課題となっている。

対策として、負荷電流に含まれる高調波成分を抑制する高調波抑制装置いわゆるアクティブフィルタが使用される。アクティブフィルタは、複数の半導体スイッチ素子により構成されるスイッチング回路、およびこのスイッチング回路を通して通電路が形成される直流コンデンサを含み、この直流コンデンサの電圧により高調波抑制用の補償電流を生成し、それを交流電源と負荷との間の系統ラインに供給することで、負荷電流に含まれる高調波成分を抑制する。

このアクティブフィルタにおいては、直流コンデンサの容量を低減することを目的に、直流コンデンサにおける電圧変動を抑制したいという課題がある。この課題に応える技術として、下記の論文には高調波抑制用の補償電流を生成する際の負荷電流の急変に対処するk-step補償器が提案されている。このk-step補償器の採用により、直流コンデンサにおける不要な電圧変動を抑制することが可能となる。

電気学会論文誌Ｄ135巻 6号 p.718-724 2015

ところが、交流系統電源の状態によってはk-step補償器の採用に伴い、かえって系統電流に歪みが生じることが見いだされた。
本発明の実施形態の目的は、直流コンデンサの容量の低減を可能としながら、系統電流の歪みを低減できる信頼性にすぐれた高調波抑制装置を提供することである。

請求項１の高調波抑制装置は、交流系統と負荷との間の系統ラインに接続され、交流電圧を生成しそれを前記系統ラインへ出力する電力変換器と；制御部と；を備える。制御部は、前記系統ラインに流れる負荷電流の電流値を前記交流系統の電圧の一周期内の所定期間ごとに保持し、保持した各電流値のうち所定個数の電流値に基づいて前記負荷電流に含まれる高調波成分を検出し、検出した高調波成分を抑制するために前記負荷電流に加えるべき補償電流を求め、求めた補償電流を前記電力変換器から出力させるとともに、前記所定個数を前記交流系統の状態に応じて可変設定する。

図１は第１実施形態の構成を示すブロック図。 図２は第１実施形態における制御部の要部の構成を示すブロック図。 図３は図２における補償器の構成を示すブロック図。 図４は第１実施形態における系統電圧、負荷電流、ｄ軸負荷電流、ｑ軸負荷電流の波形を示す図。 図５は第１実施形態において補償器がない状態で系統電圧にサグが発生した場合のｄ軸負荷電流Ｉｄ、低周波数成分Ｉｄx、目標値Ｉｄrefの変化を示す図。 図６は第１実施形態において補償器がある状態で系統電圧にサグが発生した場合のｄ軸負荷電流Ｉｄ、低周波数成分Ｉｑx、目標値Ｉｄrefの変化を示す図。 図７は第１実施形態において交流系統が安定状態にあるときに系統電流に生じる歪みが補償器の有無と所定個数Ｎに応じて異なる様子を示す図。 図８は第１実施形態において交流系統が安定状態にあるときに系統電流に生じる歪みが補償器の有無と所定個数Ｎに応じて異なる様子を周波数別に示す図。 図９は第１実施形態において補償器がない状態で系統電圧に不平衡が生じた場合の系統電流を系統電圧および負荷電流と共に示す図。 図１０は第１実施形態において補償器がありかつ所定個数Ｎが“１”の状態で系統電圧に不平衡が生じた場合の系統電流を系統電圧および負荷電流と共に示す図。 図１１は第１実施形態において補償器がありかつ所定個数Ｎが“６”の状態で系統電圧に不平衡が生じた場合の系統電流を系統電圧および負荷電流と共に示す図。 図１２は第１実施形態の制御を示すフローチャート。 図１３は第２実施形態の構成を示すブロック図。 図１４は図１３における各単位変換器の構成を示す図。 図１５は図１４における給電回路の構成を示す図。 図１６は図１４における給電回路の変形例の構成を示す図。 図１７は図１３における各単位変換器の変形例の構成を示す図。

［１］本発明の第１実施形態について図面を参照しながら説明する。
図１に示すように、３相交流系統（３相交流電源、電力系統、配電系統などを含む）１の系統ライン（電源ライン）Ｌｒ，Ｌｓ，Ｌｔに負荷たとえば空気調和機２が接続されている。

空気調和機２は、非線形な特性を持つ負荷である６個のダイオード３ａ～３ｆのブリッジ接続により構成され３相交流系統１の系統電圧（交流電圧）Ｖｒ，Ｖｓ，Ｖｔを全波整流する全波相整流回路３、この全波整流回路３の出力端に直流リアクトル４を介して接続された直流コンデンサ５、この直流コンデンサ５の両端に接続されたインバータ６、このインバータ６の出力により動作する圧縮機モータ７を含む。インバータ６は、直流コンデンサ５の直流電圧をスイッチングにより所定周波数の交流電圧に変換し、その交流電圧を圧縮機モータ７の駆動電力として出力する。

３相交流系統１と空気調和機２との間の系統ラインＬｒ，Ｌｓ，Ｌｔに、本実施形態の高調波抑制装置１０が接続されている。高調波抑制装置１０のことをアクティブフィルタ１０ともいう。

高調波抑制装置１０は、いわゆるアクティブフィルタであり、系統連系用のパッシブフィルタ１１、連系リアクトル１４ｒ，１４ｓ，１４ｔ、このパッシブフィルタ１１および連系リアクトル１４ｒ，１４ｓ，１４ｔを介して系統ラインＬｒ，Ｌｓ，Ｌｔに接続された電力変換器２０、系統ラインＬｒ，Ｌｓ，Ｌｔにおけるパッシブフィルタ１１の接続位置と空気調和機２との間に配置され３相交流系統１から空気調和機２の全波整流回路３に流れる電流（負荷電流という）Ｉｒ，Ｉｓを検出する検出器（検出手段）１５、系統ラインＬｒ，Ｌｓ，Ｌｔに接続され交流系統１の電圧（系統電圧という）Ｖｒ，Ｖｓ，Ｖｔを検出する検出器（検出手段）１６、パッシブフィルタ１１と電力変換器２０との接続間に配置され連系リアクトル１４ｒ，１４ｓ，１４ｔに流れる電流、すなわち補償電流（出力電流ともいう）Ｉcr，Ｉcs，Ｉctを検出する検出器（検出手段）１７、これら検出器１５，１６，１７の検出結果に応じて電力変換器２０を制御する制御部３０を含む。

パッシブフィルタ１１は、系統ラインＬｒにつながるリアクトル１２ｒとコンデンサ１３ｒから成るＬＣ回路、系統ラインＬｓにつながるリアクトル１２ｓとコンデンサ１３ｓから成るＬＣ回路、系統ラインＬｔにつながるリアクトル１２ｔとコンデンサ１３ｔから成るＬＣ回路を含む。

電力変換器２０は、例えば３相２レベル変換器であり、複数の半導体スイッチ素子を有するスイッチング回路２１、このスイッチング回路２１を通して通電路が形成される直流コンデンサ２２、この直流コンデンサ２２の電圧を検出する電圧検出器２３を含み、スイッチング回路２１の各半導体スイッチ素子のスイッチング（オン，オフ）により、負荷電流Ｉｒ，Ｉｓ，Ｉｔに含まれる高調波成分を抑制するための補償電流Ｉcr，Ｉcs，Ｉctを系統ラインＬｒ，Ｌｓ，Ｌｔへ供給する。

制御部３０は、検出器１５で検出される負荷電流Ｉｒ，Ｉｓの電流値を交流系統１の電圧Ｖｒ，Ｖｓ，Ｖｔの一周期Ｔ内の所定期間ｔごとに内部メモリ３０ａに保持（記憶）し、保持した各電流値のうち最新の所定個数Ｎの電流値（参照データ）の加重平均値を算出し、算出した加重平均値に基づいて負荷電流Ｉｒ，Ｉｓ，Ｉｔに含まれる高調波成分を検出し、検出した高調波成分を抑制するために負荷電流Ｉｒ，Ｉｓ，Ｉｔに加えるべき補償電流Ｉcr，Ｉcs，Ｉctの目標値を求め、その目標値の補償電流Ｉcr，Ｉcs，Ｉctを系統ラインＬｒ，Ｌｓ，Ｌｔに供給するために必要な補償電圧Ｖcr，Ｖcs，Ｖctを電力変換器２０で生成し出力させる。内部メモリ３０ａに保持される各電流値は、一周期Ｔごとに更新される。

所定期間ｔは、交流系統１の電圧の一周期Ｔを、高調波発生負荷であるところの全波整流回路３のダイオード３ａ～３ｆの個数“６”で割った期間（Ｔ／６）である。

さらに、制御部３０は、上記加重平均値の算出に用いる電流値の所定個数Ｎを、交流系統１の状態に応じて可変設定する。具体的には、制御部３０は、電力変換器２０の運転開始に際し所定個数Ｎとして予め定めた標準個数Ｎａを設定し（Ｎ←Ｎａ）、交流系統１の状態に応じて所定個数Ｎを増加方向または減少方向に補正する。交流系統１の状態として、交流系統１の電圧（電源電圧）の一時的な低下であるサグ、交流系統１の各相電圧の不平衡、交流系統１の安定状態などがある。

制御部３０は、系統電圧Ｖｒ，Ｖｓ，Ｖｔの絶対値、または負荷電流Ｉｒ，Ｉｓを座標変換して得られるｄ軸負荷電流Ｉｄ，ｑ軸負荷電流Ｉｑの微分値の絶対値が、閾値以上の場合に系統電圧Ｖｒ，Ｖｓ，Ｖｔにサグが発生したと判定し、系統電圧Ｖｒ，Ｖｓ，Ｖｔの不平衡率Ｂが閾値Ｂｓ以上の場合に系統電圧Ｖｒ，Ｖｓ，Ｖｔに不平衡が生じたと判定し、系統電圧Ｖｒ，Ｖｓ，Ｖｔの絶対値、および負荷電流Ｉｒ，Ｉｓを座標変換して得られるｄ軸負荷電流Ｉｄ，ｑ軸負荷電流Ｉｑの微分値が、規定値内に一定時間わたり収まっている場合に交流系統１が安定状態にあると判定する。そして、制御部３０は、サグが発生したと判定した際に所定個数Ｎを例えば“１”だけ増加方向に補正し（Ｎ←Ｎ＋１）、不平衡が生じたと判定した際に所定個数Ｎを例えば“１”だけ減少方向に補正し（Ｎ←Ｎ－１）、交流系統１が安定状態にあると判定した際に所定個数Ｎを標準個数Ｎａに戻す（Ｎ←Ｎａ）。

制御部３０の要部の構成を図２に示す。
座標変換部３１は、検出器１５で検出される負荷電流Ｉｒ，Ｉｓの値を検出器１６で検出される系統電圧Ｖｒ，Ｖｓ，Ｖｔの位相θに基づく回転座標変換により、ｄ軸負荷電流Ｉｄおよびｑ軸負荷電流Ｉｑに変換する。

補償器３２ａは、上記非特許文献１に示されているk-step補償器と同様に図３に示す処理回路を有し、座標変換部３１で得られたｄ軸負荷電流Ｉｄの電流値を交流系統１の電圧Ｖｒ，Ｖｓ，Ｖｔの一周期Ｔ内の所定期間ｔ（＝Ｔ／６）ごとに内部メモリ３０ａに参照データとして継続的に記憶・保持し、保持した各電流値のうち最新の所定個数Ｎの電流値の加重平均値Ｉｄ´を算出する。

補償器３２ｂも、補償器３２ａと同様に、座標変換部３１で得られたｑ軸負荷電流Ｉｑの電流値を交流系統１の電圧Ｖｒ，Ｖｓ，Ｖｔの一周期Ｔ内の所定期間ｔ（＝Ｔ／６）ごとに内部メモリ３０ａに参照データとして継続的に記憶・保持し、保持した各電流値のうち最新の所定個数Ｎの電流値の加重平均値Ｉｑ´を算出する。

ローパスフィルタ３３ａは、座標変換部３１で得られたｄ軸負荷電流Ｉｄの低周波数成分Ｉｄｘを抽出する。ローパスフィルタ３３ｂは、座標変換部３１で得られたｑ軸負荷電流Ｉｑの低周波数成分Ｉｑｘを抽出する。

演算部３４ａは、ローパスフィルタ３３ａで抽出された低周波数成分Ｉｄｘを補償器３２ａで算出された加重平均値Ｉｄ´から減算することにより、負荷電流Ｉｒ，Ｉｓ，Ｉｔに含まれる高調波成分を検出し、検出した高調波成分を抑制するためにｄ軸負荷電流Ｉｄに加えるべきｄ軸補償電流の目標値（指令値）Ｉｄrefを算出する。

演算部３４ｂは、ローパスフィルタ３３ｂで抽出された低周波数成分Ｉｑxを補償器３２ｂで算出された加重平均値Ｉｑ´から減算することにより、負荷電流Ｉｒ，Ｉｓ，Ｉｔに含まれる高調波成分を検出し、検出した高調波成分を抑制するためにｑ軸負荷電流Ｉｑに加えるべきｑ軸補償電流の目標値（指令値）Ｉｑrefを算出する。

ｄ軸補償電流の目標値Ｉｄrefおよびｑ軸補償電流の目標値Ｉｑrefは、高調波成分を抑制するために負荷電流Ｉｒ，Ｉｓ，Ｉｔに加えるべき補償電流Ｉcr，Ｉcs，Ｉctの目標値に相当する。補償電流Ｉcr，Ｉcs，Ｉctとは、負荷電流Ｉｒ，Ｉｓ，Ｉｔをできるだけ系統電圧Ｖｒ，Ｖｓ，Ｖｔと同期する正弦波に近づけるために、その負荷電流Ｉｒ，Ｉｓ，Ｉｔに足し合わせるべき電流のことである。

パルス幅変調部（ＰＷＭ）３５は、検出器１６で検出される系統電圧Ｖｒ，Ｖｓ，Ｖｔと同じ周波数の変調波信号の電圧と演算部３４ａ，３４ｂで算出される目標値Ｉｄref，Ｉｑrefから目標となる三相の補償電流Ｉcr，Ｉcs，Ｉctを内蔵の電流制御部によって算出し、この電流目標値をＰＷＭ制御のキャリア波形と比較するパルス幅変調により、スイッチング回路２１の各スイッチ素子に対する駆動信号を生成する。生成される駆動信号によってスイッチング回路２１の各スイッチ素子がオン，オフすることにより、目標値の補償電流Ｉcr，Ｉcs，Ｉctを系統ラインＬｒ，Ｌｓ，Ｌｔに供給するために必要な補償電圧Ｖcr，Ｖcs，Ｖctがスイッチング回路２１から出力される。この出力に伴い、目標値の補償電流Ｉcr，Ｉcs，Ｉctがスイッチング回路２１から系統ラインＬｒ，Ｌｓ，Ｌｔに流れる。この補償電流Ｉcr，Ｉcs，Ｉctにより、負荷電流Ｉｒ，Ｉｓ，Ｉｔに含まれる高調波成分が抑制される。

図４の系統電圧Ｖｒ、負荷電流Ｉｒ、ｄ軸負荷電流Ｉｄ、ｑ軸負荷電流Ｉｑの波形において、ｄ軸負荷電流Ｉｄおよびｑ軸負荷電流Ｉｑに着目すると、所定期間ｔ（＝Ｔ／６）ごとに同じ振幅が繰り返されている。上記非特許文献１に示されているk-step補償器では、この振幅の繰り返し特性を利用し、所定期間ｔごとにデータを参照してその各データの加重平均値を求めている。

図５に、補償器３２ａがない状態で、系統電圧Ｖｒ，Ｖｓ，Ｖｔにサグが発生した場合のｄ軸負荷電流Ｉｄ、低周波数成分Ｉｄｘ、目標値Ｉｄrefの変化を示している。サグの影響でｄ軸負荷電流Ｉｄが大きく変動し、それに伴い目標値Ｉｄrefも大きく変動している。この目標値Ｉｄrefに応じて生成される補償電流Ｉcr，Ｉcs，Ｉctが系統ラインＬｒ，Ｌｓ，Ｌｔに供給されると、系統ラインＬｒ，Ｌｓ，Ｌｔが過電流状態となり、過電流保護が働いて空気調和機２の運転が停止に至る可能性がある。
図６に、補償器３２ａがあり、かつ補償器３２ａの加重平均値の算出に使用（参照）する各電流値の所定個数Ｎが“６”の状態で、系統電圧Ｖｒ，Ｖｓ，Ｖｔにサグが発生した場合のｄ軸負荷電流Ｉｄ、低周波数成分Ｉｄx、目標値Ｉｄrefの変化を示している。サグの影響でｄ軸負荷電流Ｉｄが大きく変動しているが、目標値Ｉｄrefの変動は抑えられている。

図７は、交流系統１が安定状態にあるとき、系統電流Ｉｒｏに生じる歪みが、補償器３２ａ，３２ｂの有無に応じて、かつ加重平均の算出に使用（参照）する各電流値の所定個数Ｎに応じて異なる様子を示している。図８は、交流系統１が安定状態にあるとき、系統電流Ｉｒｏの実効値に生じる歪みが、補償器３２ａ，３２ｂの有無に応じて、かつ加重平均の算出に使用（参照）する各電流値の所定個数Ｎに応じて異なる様子を、周波数別に示している。補償器３２ａ，３２ｂが無い場合に系統電流Ｉｒｏに生じる歪み率は2.45％、所定個数Ｎが“１”の場合に系統電流Ｉｒｏに生じる歪み率は2.35％であり、両歪み率に大差はない。これに比べ、所定個数Ｎが“６”の場合に系統電流Ｉｒｏに生じる歪み率は2.64％に悪化している。悪化の理由は、電流値を所定期間ｔごとに内部メモリ３０ａに保持（記憶）するタイミングに量子化誤差が生じ、その量子化誤差が個数Ｎの増加に伴い蓄積するからである。個数Ｎが“６”の場合は、量子化誤差の蓄積が大きくなるため、電流値を所定期間ｔごとの適切なタイミングで捕らえることが困難となる。

図９は、補償器３２ａ，３２ｂが無い状態で、系統電圧Ｖｒo，Ｖｓo，Ｖｔoに不平衡が生じた場合の系統電流Ｉｒo，Ｉｓo，Ｉｔoを、系統電圧Ｖｒ，Ｖｓ，Ｖｔおよび負荷電流Ｉｒ，Ｉｓ，Ｉｔと共に示している。系統電流Ｉｔoの歪み率は12.5％である。

図１０は、補償器３２ａ，３２ｂがあり、かつ所定個数Ｎが“１”の状態で、系統電圧Ｖｒo，Ｖｓo，Ｖｔoに不平衡が生じた場合の系統電流Ｉｒo，Ｉｓo，Ｉｔoを、系統電圧Ｖｒ，Ｖｓ，Ｖｔおよび負荷電流Ｉｒ，Ｉｓ，Ｉｔと共に示している。系統電流Ｉｔoの歪み率は13.7％である。

図１１は、補償器３２ａ，３２ｂがあり、かつ所定個数Ｎが“６”の状態で、系統電圧Ｖｒo，Ｖｓo，Ｖｔoに不平衡が生じた場合の系統電流Ｉｒo，Ｉｓo，Ｉｔoを、系統電圧Ｖｒ，Ｖｓ，Ｖｔおよび負荷電流Ｉｒ，Ｉｓ，Ｉｔと共に示している。系統電流Ｉｔoの歪み率は23.5％に悪化している。

制御部３０は、これら交流系統１の状態に応じた電流歪みを抑えるため、図１２のフローチャートに示す制御を実行する。
電力変換器２０の運転開始に際し（S1のYES）、制御部３０は、補償器３２ａ，３２ｂの加重平均値の算出に使用（参照）する各電流値の所定個数Ｎとして、予め定めた標準個数Ｎａ（例えば“２”）を設定する（S2；Ｎ←Ｎａ）。

続いて、制御部３０は、系統電圧Ｖｒ，Ｖｓ，Ｖｔにサグの発生がなく（S3のNO）、系統電圧Ｖｒ，Ｖｓ，Ｖｔに不平衡がなく（S4のNO）、しかも交流系統１が安定状態にある場合（S5のYES）、所定個数Ｎとして標準個数Ｎａの設定を維持する（S6）。そして、制御部３０は、運転停止指令がなければ（S7のNO）、上記S3のサグ判定に戻る。

系統電圧Ｖｒ，Ｖｓ，Ｖｔにサグが発生した場合（S3のYES）、制御部３０は、所定個数Ｎを“１”だけ増加方向に補正する（S8；Ｎ←Ｎ＋１）。そして、制御部３０は、運転停止指令がなければ（S7のNO）、上記S3のサグ判定に戻る。

系統電圧Ｖｒ，Ｖｓ，Ｖｔにサグの発生はないが（S3のNO）、系統電圧Ｖｒ，Ｖｓ，Ｖｔに不平衡が生じた場合（S4のYES）、制御部３０は、所定個数Ｎを“１”だけ減少方向に補正する（S9；Ｎ←Ｎ－１）。そして、制御部３０は、電力変換器２０の運転停止指令がなければ（S7のNO）、上記S3のサグ判定に戻る。

系統電圧Ｖｒ，Ｖｓ，Ｖｔにサグの発生がなく（S3のNO）、系統電圧Ｖｒ，Ｖｓ，Ｖｔに不平衡もないが（S4のNO）、交流系統１が安定状態にない場合（S5のNO）、制御部３０は、所定個数Ｎを“１”だけ減少方向に補正する（S9；Ｎ←Ｎ－１）。そして、制御部３０は、電力変換器２０の運転停止指令がなければ（S7のNO）、上記S3のサグ判定に戻る。

系統電圧Ｖｒ，Ｖｓ，Ｖｔにサグの発生がなく（S3のNO）、系統電圧Ｖｒ，Ｖｓ，Ｖｔに不平衡がなく（S4のNO）、しかも交流系統１が安定状態に戻った場合（S5のYES）、所定個数Ｎを標準個数Ｎａに戻す（S6）。

電力変換器２０の運転停止指令がある場合（S7のYES）、制御部３０は、一連の制御を終了する。

以上のように、負荷電流Ｉｒ，Ｉｓ，Ｉｔの急変に対処する補償器３２ａ，３２ｂを電力変換器２０の制御に用いることにより、交流系統１におけるサグの発生や電圧不平衡の発生等の電源擾乱状態に対する耐性が向上する。

すなわち、補償器３２ａ，３２ｂの加重平均値の算出に用いる電流値の所定個数Ｎを交流系統１の状態に応じて可変設定するので、補償器３２ａ，３２ｂを採用したことに伴う系統電流Ｉｒo，Ｉｓo，Ｉｔoの歪みを低減することができる。

上記各実施形態では、高調波発生負荷がダイオードブリッジの全波整流回路３である場合を例に説明したが、高調波発生負荷が１２パルス整流器や１８パルス整流器である場合も所定期間ｔ（＝Ｔ／６）を用いて実施することができる。

更に高調波を低減させるために、１２パルス整流器の場合、負荷電流Ｉｒ，Ｉｓ，Ｉｔの振幅がＴ／１２期間ごとに繰り返されるので、補償器３２ａ，３２ｂにおいて電流値を保持するタイミングは所定期間ｔをＴ／１２にしてもよい。同様に１８パルス整流器の場合、負荷電流Ｉｒ，Ｉｓ，Ｉｔの振幅がＴ／１８期間ごとに繰り返されるので、補償器３２ａ，３２ｂにおいて電流値を保持するタイミングは所定期間ｔ＝Ｔ／１８としてもよい。

［２］本発明の第２実施形態について図面を参照しながら説明する。
図１３に示すように、高調波抑制装置１０は、電力変換器２０に代えて電力変換器４０を備える。電力変換器４０は、いわゆるマルチレベル変換器（ＭＭＣ）であり、系統ラインＬｒ，Ｌｓ，Ｌｔの各相に対応する３つのクラスタ４１，４２，４３を含む。

クラスタ（第１クラスタ）４１は、それぞれが複数レベル（マルチレベル）の直流電圧をスイッチングにより選択的に生成し出力する複数の単位変換器（セル）５０を直列接続（カスケード接続）してなるいわゆる多直列変換器クラスタであり、各単位変換器５０の出力電圧（セル出力電圧）Ｖcr1，Ｖcr2，Ｖcr3を足し合わせることにより高調波を低減するための正弦波に近い波形の交流電圧Ｖcr0（＝Ｖcr1＋Ｖcr2＋Ｖcr3）を生成し出力する。

クラスタ（第２クラスタ）４２は、それぞれが複数レベルの直流電圧をスイッチングにより選択的に生成し出力する複数の単位変換器５０を直列接続してなるいわゆる多直列変換器クラスタであり、各単位変換器５０の出力電圧Ｖcs1，Ｖcs2，Ｖcs3を足し合わせることにより高調波を低減するための正弦波に近い波形の交流電圧Ｖcs0（＝Ｖcs1＋Ｖcs2＋Ｖcs3）を生成し出力する。

クラスタ（第３クラスタ）４３は、それぞれが複数レベルの直流電圧をスイッチングにより選択的に生成し出力する複数の単位変換器５０を直列接続してなるいわゆる多直列変換器クラスタであり、各単位変換器５０の出力電圧Ｖct1，Ｖct2，Ｖct3を足し合わせることにより高調波を低減するための正弦波に近い波形の交流電圧Ｖct0（＝Ｖct1＋Ｖct2＋Ｖct3）を生成し出力する。

各単位変換器５０の具体的な構成を図１４に示す。
単位変換器５０は、一対の出力端子、それぞれ還流ダイオードＤを有する半導体スイッチ素子Ｑａ，Ｑｂ，Ｑｃ，Ｑｄ、これら半導体スイッチ素子Ｑa～Ｑdを介して上記出力端子に接続された直流コンデンサＣ、制御部３０からの駆動信号に応じて半導体スイッチ素子Ｑａ～Ｑｄを駆動するゲートドライブ回路５８、このゲートドライブ回路５８の動作用電圧をコンデンサＣの電圧（コンデンサ電圧）から得る給電回路５３、コンデンサＣの電圧を検出して制御部３０に知らせる電圧検出回路５１を含み、半導体スイッチ素子Ｑａ～Ｑｄのスイッチング（オン，オフ）による複数の通電路の選択的な形成により複数レベルの直流電圧を生成し出力する。

コンデンサＣと給電回路５３との間の通電路に、リレー接点等の開閉器５２が挿入接続されている。給電回路５３は、図１５に示すように、ＭＯＳＦＥＴ等の半導体スイッチ素子５４、この半導体スイッチ素子５４のドレイン・ソース間および開閉器５２を介してコンデンサＣに並列接続されるコンデンサ５５、開閉器５２を介してコンデンサＣに接続される抵抗器５６およびツェナーダイオード５７の直列回路を含み、ツェナーダイオード５７のツェナー電圧を半導体スイッチ素子５４のゲートに加えるシリーズレギュレータである。コンデンサ５５の電圧がゲートドライブ回路５８の動作用電圧となる。

制御部３０は、検出器１５で検出される負荷電流Ｉｒ，Ｉｓの電流値を交流系統１の電圧Ｖｒ，Ｖｓ，Ｖｔの一周期Ｔ内の所定期間ｔごとに内部メモリ３０ａに保持（記憶）し、保持した各電流値のうち最新の所定個数Ｎの電流値（参照データ）の加重平均値を算出し、算出した加重平均値に基づいて負荷電流Ｉｒ，Ｉｓ，Ｉｔに含まれる高調波成分を検出し、検出した高調波成分を抑制するために負荷電流Ｉｒ，Ｉｓ，Ｉｔに加えるべき補償電流Ｉcr，Ｉcs，Ｉctの目標値を求め、その目標値の補償電流Ｉcr，Ｉcs，Ｉctを系統ラインＬｒ，Ｌｓ，Ｌｔに供給するために必要な補償電圧Ｖcr0，Ｖcs0，Ｖct0を電力変換器４０で生成し出力させる。

また、制御部３０は、単位変換器５０の半導体スイッチ素子Ｑａ～Ｑｄをスイッチングする場合に開閉器５２をオンしてコンデンサＣから給電回路５３への通電路を形成し、半導体スイッチ素子Ｑａ～Ｑｄを非スイッチングしない場合は開閉器５２をオフしてコンデンサＣから給電回路５３への通電路を遮断する。この遮断により、コンデンサＣの電圧が待機電力として消費される不具合を解消するようにしている。
他の構成および制御は第１実施形態と同じである。

［３］変形例
第２実施形態の給電回路５３については、シリーズレギュレータに限らず、図１６に示すＤＣ／ＤＣコンバータを用いてもよい。このＤＣ／ＤＣコンバータは、ＭＯＳＦＥＴ等の半導体スイッチ素子６１、リアクトル６２、この半導体スイッチ素子６１のドレイン・ソース間とリアクトル６２および開閉器５２を介してコンデンサＣに並列接続されるコンデンサ６３、このコンデンサ６３に対する放電路形成用のダイオード６４を含み、る。コンデンサ６３の電圧がゲートドライブ回路５８の動作用電圧となる。

このＤＣ／ＤＣコンバータは、上記シリーズレギュレータよりも効率が高い。ただし、開閉器５２がないと仮定した場合、単位変換器５０の半導体スイッチ素子Ｑａ～Ｑｄの非スイッチング時に各単位変換器５０におけるコンデンサＣの電圧がアンバランスとなってしまう現象が生じる。

この不具合を防ぐため、制御部３０は、単位変換器５０の半導体スイッチ素子Ｑａ～Ｑｄをスイッチングする場合に開閉器５２をオンしてコンデンサＣから給電回路５３への通電路を形成し、半導体スイッチ素子Ｑａ～Ｑｄを非スイッチングしない場合は開閉器５２をオフしてコンデンサＣから給電回路５３への通電路を遮断する。この遮断により、コンデンサＣの電圧が待機電力として消費される不具合を解消するとともに、各単位変換器５０におけるコンデンサＣの電圧がアンバランスとなってしまう不具合を解消する。

また、制御部３０は、各単位変換器５０におけるコンデンサＣの電圧が予め定めた閾値から外れる過電圧異常が生じた場合、開閉器５２をオフしてコンデンサＣから給電回路５３への通電路を遮断する。この遮断によっても、各単位変換器５０におけるコンデンサＣの電圧がアンバランスとなる不具合を解消する。

なお、図１７に示すように、開閉器５２に代えて双方向接点形の開閉器７１を設け、その開閉器７１の一方の接点をコンデンサＣから給電回路５３への通電路に挿入接続するとともに、放電用の抵抗器７２を開閉器７１の他方の接点を介してコンデンサＣに並列接続する構成としてもよい。

この場合、制御部３０は、各単位変換器５０におけるコンデンサＣの電圧が予め定めた閾値から外れる過電圧異常が生じた場合、開閉器７１の一方の接点をオフしてコンデンサＣから給電回路５３への通電路を遮断する。このとき、開閉器７１の一方の接点がオンするので、放電用の抵抗器７２を通してコンデンサＣに対する放電路が形成される。これにより、コンデンサＣの過電圧状態が不要に続く不具合を解消することができる。

その他、上記各実施形態および変形例は、例として提示したものであり、発明の範囲を限定することは意図していない。これら実施形態および変形例は、その他の様々な形態で実施されることが可能であり、発明の要旨を逸脱しない範囲で、種々の省略、書き換え、変更を行うことができる。これら実施形態および変形例は、発明の範囲は要旨に含まれるとともに、特許請求の範囲に記載された発明とその均等の範囲に含まれる。

１…交流系統（三相交流電源）、２…負荷、Ｌｒ，Ｌｓ，Ｌｔ…系統ライン、１０…高調波抑制装置、１１…パッシブフィルタ、１５…電流検出部、１６…電圧検出部、１７…電流検出部、２０…電力変換器、２１…スイッチング回路、２２…直流コンデンサ、２３…電圧検出器、３０…制御部、３０ａ…メモリ。

Claims (9)

1. 交流系統と負荷との間の系統ラインに接続され、交流電圧を生成しそれを前記系統ラインへ出力する電力変換器と、
   前記系統ラインに流れる負荷電流の電流値を前記交流系統の電圧の一周期内の所定期間ごとに保持し、保持した各電流値のうち所定個数の電流値に基づいて前記負荷電流に含まれる高調波成分を検出し、検出した高調波成分を抑制するために前記負荷電流に加えるべき補償電流を求め、求めた補償電流を前記電力変換器から出力させるとともに、前記所定個数を前記交流系統の状態に応じて可変設定する制御部と、
   を備える高調波抑制装置。
2. 前記制御部は、前記保持した各電流値のうち最新の所定個数の電流値の加重平均値を算出し、算出した加重平均値に基づいて前記高調波成分を検出する、
   請求項１に記載の高調波抑制装置。
3. 前記制御部は、前記電力変換器の運転開始に際し前記所定個数として予め定めた標準個数を設定し、前記交流系統の電圧の状態に応じて前記所定個数を増加方向または減少方向に補正する、
   請求項１に記載の高調波抑制装置。
4. 前記制御部は、前記交流系統の状態として、前記交流系統の電圧にサグの発生、記交流系統の電圧の不平衡の発生、前記交流系統の安定状態を検出する、
   請求項１に記載の高調波抑制装置。
5. 前記制御部は、前記電力変換器の運転開始に際し前記所定個数として予め定めた標準個数を設定し、前記交流系統の電圧にサグが発生した場合に前記所定個数を増加方向に補正し、前記交流系統の電圧に不平衡が生じた場合に前記所定個数を減少方向に補正し、前記交流系統が安定状態にある場合に前記所定個数を前記標準個数に戻す、
   請求項４に記載の高調波抑制装置。
6. 前記制御部は、前記交流系統の電圧または電流の微分値の絶対値が閾値以上の場合に前記サグが発生したと判定し、前記交流系統の電圧の不平衡率が閾値以上の場合に前記不平衡が生じたと判定し、前記交流系統の電圧または電流が規定値内に一定時間わたり収まっている場合に前記交流系統が安定状態にあると判定する、
   請求項５に記載の高調波抑制装置。
7. 前記交流系統は、三相交流電源であり、
   前記負荷は、６個のダイオードのブリッジ接続により構成され前記三相交流電源の電圧を全波整流する全波整流回路を含み、
   前記所定期間は、前記交流系統の電圧の一周期Ｔを、前記ダイオードの個数“６”で割った期間（＝Ｔ／６）である、
   請求項１から請求項６のいずれか一項に記載の高調波抑制装置。
8. 前記交流系統は、三相交流電源であり、
   前記電力変換器は、
   複数の第１半導体スイッチ素子および１つの第１コンデンサから成りそれぞれが複数レベルの直流電圧を選択的に出力する複数の第１単位変換器を含み、これら第１単位変換器を直列接続した第１クラスタと、
   複数の第２半導体スイッチ素子および１つの第２コンデンサから成りそれぞれが複数レベルの直流電圧を選択的に出力する複数の第２単位変換器を含み、これら第２単位変換器を直列接続した第２クラスタと、
   複数の第３半導体スイッチ素子および１つの第３コンデンサから成りそれぞれが複数レベルの直流電圧を選択的に出力する複数の第３単位変換器を含み、これら第３単位変換器を直列接続した第３クラスタと、
   を含むマルチレベル変換器である、
   請求項１に記載の高調波抑制装置。
9. 前記負荷は、空気調和機であり、前記交流系統の電圧を全波整流する全波整流回路、この全波整流回路の出力端に直流リアクトルを介して接続された直流コンデンサ、およびこの直流コンデンサの電圧を所定周波数の交流電圧に変換するインバータ、このインバータの出力により動作する圧縮機モータを含む、
   請求項１に記載の高調波抑制装置。

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