JP2015092813A - 電力変換装置 - Google Patents

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Abstract

【課題】モータの回転に起因する、電源電流における高調波を減少させる。
【解決手段】電力変換装置は、交流電源（12）との間で流れる補償電流（Icr,Ics,Ict）の制御を行う補償電流生成部（52）と、前記交流電源（12）から前記整流回路（22）に流入する負荷電流（Ir,Is,It）に含まれる、前記モータ（16）の回転に起因する高調波成分と、前記交流電源（12）の電圧の周期（Ts）に起因する高調波成分を、前記補償電流（Icr,Ics,Ict）が打ち消すように、出力電圧指令値（Vid,Viq）を求める補償制御部（60;260）とを有する。
【選択図】図１

Description

本発明は、交流電圧をさまざまな周波数の交流電圧に変換する電力変換装置に関し、特に高調波の低減に関する。
交流電源の交流電圧を直流電圧に変換する整流回路と、直流電圧を平滑する電解コンデンサと、直流電圧を交流電圧に変換する電圧形インバータとを有する電力変換装置が、一般に広く用いられている。
例えば特許文献１には、このような一般的な電力変換装置への電源からの高調波電流を補償する電源高調波抑制装置が記載されている。この電源高調波抑制装置は、高調波電流が電源周波数に対応する周期の周期性を持つことに着目し、補償指令と実際の補償出力との間の誤差量を、電源電圧の位相毎に積分し、その結果から、電源高調波抑制装置の補償出力を制御する。
特開２００１−１８６７５２号公報
電解コンデンサを用いず、整流回路から出力される直流電圧が電源周波数に応じた脈動を有するようにした電力変換装置も知られている。このような電力変換装置は、比較的大きな電解コンデンサやリアクトルが不要となることから、装置の小型化が可能となる。しかし、このような電力変換装置においては、エネルギー蓄積要素としての電解コンデンサが用いられず、比較的小さな容量のコンデンサしか用いられないので、直流電圧や有効電力に脈動が発生する。特に、電力変換装置が集中巻モータを駆動する場合には、交流電源からの電流に、モータの回転に起因する多くの高調波が含まれてしまう。
特許文献１の電源高調波抑制装置は、電源周波数に対応する周期を有する高調波を補償し、電源電流の高調波を減少させることができる。しかし、さまざまな速度で回転するモータに起因する高調波は、その周波数が電源周波数と一致しない。このため、特許文献１の電源高調波抑制装置は、このような高調波を補償することができない。
本発明は、モータの回転に起因する、電源電流における高調波を減少させることを目的とする。
第１の電力変換装置は、電力変換部（20）と、電流補償部（40）とを有する。前記電力変換部（20）は、交流電源（12）から出力された交流を整流して、脈動する直流を出力する整流回路（22）と、前記直流を交流に変換してモータ（16）を駆動するインバータ（28）と、前記インバータ（28）の入力ノード間に接続された小容量コンデンサ（26）とを有する。前記電流補償部（40）は、電流補償コンデンサ（54）と、入力に前記交流電源（12）が接続され、出力に前記電流補償コンデンサ（54）が接続され、駆動信号（Scd）に従ってスイッチング動作を行って、前記交流電源（12）との間で流れる補償電流（Icr,Ics,Ict）の制御を行う補償電流生成部（52）と、前記交流電源（12）から前記整流回路（22）に流入する負荷電流（Ir,Is,It）に含まれる、前記モータ（16）の回転に起因する高調波成分と、前記交流電源（12）の電圧の周期（Ts）に起因する高調波成分を、前記補償電流（Icr,Ics,Ict）が打ち消すように、出力電圧指令値（Vid,Viq）を求める補償制御部（60;260）と、前記出力電圧指令値（Vid,Viq）に基づいて、前記駆動信号（Scd）を生成する駆動信号生成部（56）とを有する。
これによると、補償制御部（60）は、モータ（16）の回転に起因する高調波成分と、交流電源（12）の電圧の周期（Ts）に起因する高調波成分を、補償電流（Icr,Ics,Ict）の無効成分が打ち消すように、出力電圧指令値（Vid,Viq）を求める。このため、モータ（16）を回転させることによって生ずる、電源電流における高調波を減少させることができる。特に、整流回路から出力される直流電圧が電源周波数に応じた脈動を有するようにした、比較的小さな容量のコンデンサしか用いられない電力変換装置において、電源電流における高調波を減少させることができる。
第２の電力変換装置では、第１の電力変換装置において、前記整流回路（22）の出力ノードと前記インバータ（28）の前記入力ノードの１つとの間に接続されたリアクトル（24）を更に有する。前記リアクトル（24）のインダクタンス及び前記小容量コンデンサ（26）のキャパシタンスは、前記リアクトル（24）と前記小容量コンデンサ（26）とで構成されるフィルタが、前記インバータ（28）の制御信号の生成に用いられるキャリアの周波数と同じ周波数の電流成分を減衰させるように、設定されている。
これによると、インバータ（28）の制御信号の生成に用いられるキャリアの周波数と同じ周波数の電流成分が交流電源（12）に流出するのを抑制することができる。
第３の電力変換装置では、第１の電力変換装置において、前記出力電圧指令値（Vid,Viq）は、有効電圧指令値（Vid）と無効電圧指令値（Viq）とを含む。前記補償制御部（60;260）は、前記交流電源（12）から前記整流回路（22）に流入する負荷電流（Ir,Is,It）の、前記モータ（16）の回転に起因する高調波成分を、前記補償電流（Icr,Ics,Ict）の有効成分が打ち消すように、前記有効電圧指令値（Vid）を求め、かつ、前記負荷電流（Ir,Is,It）の、前記交流電源（12）の電圧の周期（Ts）に起因する高調波成分を、前記補償電流（Icr,Ics,Ict）の無効成分が打ち消すように、前記無効電圧指令値（Viq）を求める。
これによると、モータ（16）の回転に起因する高調波成分を有効電圧指令値（Vid）によって抑制し、交流電源（12）の電圧の周期（Ts）に起因する高調波成分を無効電圧指令値（Viq）によって抑制することができる。
第４の電力変換装置では、第３の電力変換装置において、前記補償制御部（60）は、前記負荷電流の有効成分から高域成分（imot）を抽出して出力するハイパスフィルタ（71）と、前記電流補償コンデンサ（54）の電圧（Vdc）をその指令値（Vdc*）から減算した減算結果に基づいて求められた電圧補正値（Vcn）を、前記ハイパスフィルタ（71）の出力に加算し、加算結果（id*）を出力する加算器（72）と、前記補償電流の有効成分（id）が前記加算結果（id*）を打ち消すように、前記有効電圧指令値（Vid）を求める有効電流制御器（76;276;376;476）と、前記補償電流の無効成分（iq）が前記負荷電流の無効成分（iq*）を打ち消すように、前記無効電圧指令値（Viq）を求める無効電流制御器（78;278;378;478）とを有する。
これによると、有効電流制御器（76;276;376）は、補償電流の有効成分（id）が加算結果（id*）を打ち消すように、有効電圧指令値（Vid）を求め、無効電流制御器（78;278;378）は、補償電流の無効成分（iq）が負荷電流の無効成分（iq*）を打ち消すように、無効電圧指令値（Viq）を求める。このため、電源電流に含まれる高調波成分を減少させることができる。
第５の電力変換装置では、第４の電力変換装置において、前記有効電流制御器（76）は、前記加算結果（id*）の位相が、見かけ上、進むように、前記加算結果（id*）を、前記モータ（16）の回転周期（Tm）に応じた時間、遅延させる第１時間進み補償器（82）を有し、前記第１時間進み補償器（82）で遅延した加算結果（id2*）に基づいて、前記有効電圧指令値（Vid）を求める。前記無効電流制御器（78）は、前記負荷電流の無効成分（iq*）の位相が、見かけ上、進むように、前記負荷電流の無効成分（iq*）を、前記交流電源（12）の電圧の周期（Ts）に応じた時間、遅延させる第２時間進み補償器（92）を有し、前記第２時間進み補償器（92）で遅延した前記負荷電流の無効成分（iq2*）に基づいて、前記無効電圧指令値（Viq）を求める。
これによると、定常時には類似する波形を繰り返し有する加算結果（id*）の位相が、見かけ上、進むように、有効電流制御器（76）は、加算結果（id*）を、モータ（16）の回転周期（Tm）に応じた時間、遅延させる。また、定常時には類似する波形を繰り返し有する、負荷電流の無効成分（iq*）の位相が、見かけ上、進むように、無効電流制御器（78）は、負荷電流の無効成分（iq*）を、交流電源（12）の電圧の周期（Ts）に応じた時間、遅延させる。このため、電流補償部（40）で生じる遅れの影響を抑えることができる。
第６の電力変換装置では、第５の電力変換装置において、前記有効電流制御器（76）は、前記第１時間進み補償器（82）で遅延した加算結果（id2*）と前記補償電流の有効成分（id）との間の差を求める第１減算器（83）と、少なくとも、前記第１減算器（83）で求められた差に比例する値を、前記有効電圧指令値（Vid）として求める第１演算器（84）とを更に有する。前記無効電流制御器（78）は、前記第２時間進み補償器（92）で遅延した前記負荷電流の無効成分（iq2*）と前記補償電流の無効成分（iq）との間の差を求める第２減算器（93）と、少なくとも、前記第２減算器（93）で求められた差に比例する値を、前記無効電圧指令値（Viq）として求める第２演算器（94）とを更に有する。
これによると、第１減算器（83）が、第１時間進み補償器（82）で遅延した加算結果（id2*）に対する補償電流の有効成分（id）の偏差を求め、第２減算器（93）が、第２時間進み補償器（92）で遅延した負荷電流の無効成分（iq2*）に対する補償電流の無効成分（iq）の偏差を求める。このため、有効電圧指令値（Vid）及び無効電圧指令値（Viq）を適切に求めることができる。
第７の電力変換装置では、第５の電力変換装置において、前記有効電流制御器（376）は、前記第１時間進み補償器（82）で遅延した加算結果（id2*）と前記補償電流の有効成分（id）との間の差を求める第１減算器（83）と、少なくとも、前記第１減算器（83）で求められた差に比例する値を求める第１演算器（84）と、前記第１時間進み補償器（82）で遅延した加算結果（id2*）に基づく値を求める第１フィードフォワード制御部（88）と、前記第１演算器（84）で求められた値と前記第１フィードフォワード制御部（88）で求められた値との和を、前記有効電圧指令値（Vid）として求める第１加算器（85）とを更に有する。前記無効電流制御器（378）は、前記第２時間進み補償器（92）で遅延した前記負荷電流の無効成分（iq2*）と前記補償電流の無効成分（iq）との間の差を求める第２減算器（93）と、少なくとも、前記第２減算器（93）で求められた差に比例する値を求める第２演算器（94）と、前記第２時間進み補償器（92）で遅延した前記負荷電流の無効成分（iq2*）に基づく値を求める第２フィードフォワード制御部（98）と、前記第２演算器（94）で求められた値と前記第２フィードフォワード制御部（98）で求められた値との和を、前記無効電圧指令値（Viq）として求める第２加算器（95）とを更に有する。
これによると、第１フィードフォワード制御部（88）及び第２フィードフォワード制御部（98）を有するので、フィードバック制御に加えてフィードフォワード制御が行われ、モータ（16）の回転に起因する高調波の補償を安定して行うことができる。
第８の電力変換装置では、第５の電力変換装置において、前記電流補償部（40）は、前記交流電源（12）と補償電流生成部（52）との間にリアクトル（48）を更に有する。前記有効電流制御器（476）は、前記第１時間進み補償器（82）で遅延した加算結果（id2*）と前記補償電流の有効成分（id）との間の差を求める第１減算器（83）と、前記第１減算器（83）で求められた差に対応する前記リアクトル（48）の電圧（vLd）を求める第１電圧演算部（81）と、入力値を格納し、１サンプル時間遅延させて出力する第１記憶部（89）と、前記第１減算器（83）で求められた差に対応する前記リアクトル（48）の電圧（vLd）と前記第１記憶部（89）の出力との間の差を求め、前記第１記憶部（89）に格納させる第２減算器（87）と、前記第２減算器（87）で求められた差と前記交流電源（12）の電圧との和を、前記有効電圧指令値（Vid）として求める第１加算器（85）とを更に有する。前記無効電流制御器（478）は、前記第２時間進み補償器（92）で遅延した前記負荷電流の無効成分（iq2*）と前記補償電流の無効成分（iq）との間の差を求める第３減算器（93）と、前記第３減算器（93）で求められた差に対応する前記リアクトル（48）の電圧（vLq）を求める第２電圧演算部（91）と、入力値を格納し、１サンプル時間遅延させて出力する第２記憶部（99）と、前記第３減算器（93）で求められた差に対応する前記リアクトル（48）の電圧（vLq）と前記第２記憶部（99）の出力との間の差を求め、前記第２記憶部（99）に格納させる第４減算器（97）と、前記第４減算器（97）で求められた差と前記交流電源（12）の電圧との和を、前記無効電圧指令値（Viq）として求める第２加算器（95）とを更に有する。
これによると、高域成分（imot）の位相遅れを補償することができ、かつ、変流器（14）での検出遅れや、ハイパスフィルタ（71）による波形歪みの影響を低減することができる。
第９の電力変換装置では、第４の電力変換装置において、前記有効電流制御器（276）は、前記加算結果（id*）と前記補償電流の有効成分（id）との間の差を求める第１減算器（83）と、少なくとも、前記第１減算器（83）で求められた差に比例する値を、制御値（id_out）として求める第１演算器（84）と、前記モータ（16）の１回転周期（Tm）における、前記第１演算器（84）で求められた前記制御値（id_out）の複数のサンプル点の値を、前記モータ（16）の複数の回転周期にわたって各サンプル点毎に累算し、累算結果（id_rpt）を求める第１繰り返し制御器（86）と、前記第１演算器（84）で求められた前記制御値（id_out）と前記第１繰り返し制御器（86）で求められた前記累算結果（id_rpt）との和を、前記有効電圧指令値（Vid）として求める第１加算器（85）とを有する。前記無効電流制御器（278）は、前記負荷電流の無効成分（iq*）と前記補償電流の無効成分（iq）との間の差を求める第２減算器（93）と、少なくとも、前記第２減算器（93）で求められた差に比例する値を、制御値（iq_out）として求める第２演算器（94）と、前記交流電源（12）の電圧の１周期（Ts）における、前記第２演算器（94）で求められた前記制御値（iq_out）の複数のサンプル点の値を、前記交流電源（12）の電圧の複数の周期にわたって各サンプル点毎に累算し、累算結果（iq_rpt）を求める第２繰り返し制御器（96）と、前記第２演算器（94）で求められた前記制御値（iq_out）と前記第２繰り返し制御器（96）で求められた前記累算結果（iq_rpt）との和を、前記無効電圧指令値（Viq）として求める第２加算器（95）とを有する。
これによると、第１演算制御器（84）で求められた制御値（id_out）の複数のサンプル点の値を、モータ（16）の複数の回転周期にわたって各サンプル点毎に累算し、第２演算制御器（94）で求められた制御値（iq_out）の複数のサンプル点の値を、交流電源（12）の電圧の複数の周期にわたって各サンプル点毎に累算する。このため、定常時には類似する波形を繰り返し有する、負荷電流の高調波成分を低減することができる。
第１０の電力変換装置では、第３の電力変換装置において、前記補償制御部（260）は、前記負荷電流の有効成分から高域成分（imot）を抽出して出力するハイパスフィルタ（71）と、前記ハイパスフィルタ（71）から出力された高域成分（imot）の遅延を補償して、遅延が補償された高域成分（Vmot）を求める遅延制御部（75）と、前記電流補償コンデンサ（54）の電圧（Vdc）をその指令値（Vdc*）から減算した減算結果に基づいて求められた電圧補正値（id*）を、前記補償電流の有効成分（id）が打ち消すように、前記有効電圧指令値（Vid）を求めるための値を求める有効電流制御器（576）と、前記遅延が補償された高域成分（Vmot）を前記有効電流制御器（76）で求められた値に加算して、加算結果を前記有効電圧指令値（Vid）として求める加算器（77）と、前記負荷電流の無効成分（iq*）を、前記補償電流の無効成分（iq）が打ち消すように、前記無効電圧指令値（Viq）を求める無効電流制御器（78）とを有する。
これによると、負荷電流の有効成分の高域成分（imot）がフィードフォワードされる。このため、制御の応答性が向上する。
第１〜第１０の電力変換装置によると、モータを回転させることによって生ずる、電源電流における高調波を減少させることができる。したがって、比較的小さな容量のコンデンサしか用いられない電力変換装置においても、電源電流における高調波を減少させることができる。
図１は、本発明の実施形態に係る電力変換装置の構成例を示すブロック図である。 図２は、図１の電力変換部の構成例を示す回路図である。 図３は、図１の補償電流生成部の構成例を示す回路図である。 図４は、図１の有効電流制御器及び無効電流制御器の具体例を示すブロック図である。 図５は、図１の電力変換装置における電流の波形の例を示すグラフである。 図６は、従来の電力変換装置における電流の波形の例を示すグラフである。 図７は、図１の有効電流制御器及び無効電流制御器の他の例を示すブロック図である。 図８は、図７の繰り返し制御器の構成例を示すブロック図である。 図９は、図１の有効電流制御器及び無効電流制御器の更に他の例を示すブロック図である。 図１０は、図１の有効電流制御器及び無効電流制御器の更に他の例を示すブロック図である。 図１１は、本発明の実施形態に係る電力変換装置の変形例の構成を示すブロック図である。 図１２は、回転周期の推定に関するブロックを示すブロック図である。 図１３は、周期の調整に関するブロックを示すブロック図である。
以下、本発明の実施の形態について、図面を参照しながら説明する。図面において下２桁が同じ参照番号で示された構成要素は、互いに対応しており、同一の又は類似の構成要素である。接続には、直接的な接続と間接的な接続とを含む。
図１は、本発明の実施形態に係る電力変換装置（100）の構成例を示すブロック図である。図１の電力変換装置（100）は、電力変換部（20）と、電流補償部（40）とを有する。電力変換部（20）は、三相交流を出力する交流電源（12）からの負荷電流（Ir,Is,It）を所望の周波数の電流に変換して、モータ（16）に供給する。モータ（16）は、三相交流モータであり、例えば、空気調和機の冷媒回路に設けられた圧縮機を駆動する。
電流補償部（40）は、交流電源（12）との間で補償電流（Icr,Ics,Ict）を入出力する。ここでは、補償電流（Icr,Ics,Ict）については、三相交流電源（12）から電流補償部（40）に向かう向きを正としている。各相について、交流電源（12）が供給する電源電流（Ipr,Ips,Ipt）は、負荷電流（Ir,Is,It）と補償電流（Icr,Ics,Ict）との和である。
以下では例として、交流電源（12）は、三相交流を出力する電源であるとして説明する。しかし、交流電源（12）は、単相の交流や他の数の相の交流を出力する電源であってもよい。
−電力変換部−
図２は、図１の電力変換部（20）の構成例を示す回路図である。電力変換部（20）は、整流回路（22）と、リアクトル（24）と、小容量コンデンサ（26）と、インバータ（28）と、変換制御部（29）とを有する。整流回路（22）は、交流電源（12）に接続され、交流電源（12）から出力された交流を全波整流して、脈動する直流、すなわち、脈流を出力する。この例では、整流回路（22）は、６個のダイオードで構成されている。
リアクトル（24）の一端は、整流回路（22）の一方の出力ノードに接続され、リアクトル（24）の他端は、インバータ（28）の入力ノードの１つとの間に接続されている。コンデンサ（26）は、リアクトル（24）の他端と整流回路（22）の他方の出力ノードに接続されている。コンデンサ（26）は、リアクトル（24）を介して、整流回路（22）の出力ノード間に接続されており、コンデンサ（26）には、整流回路（22）から出力される脈動する直流の電圧が与えられている。また、コンデンサ（26）は、インバータ（28）の２つの入力ノード間に接続されている。
コンデンサ（26）は、例えばフィルムコンデンサである。このコンデンサ（26）は、インバータ（28）のスイッチング素子（後述）がスイッチング動作する際に、スイッチング周波数に対応して生じるリプル電圧（電圧変動）のみを平滑化可能な静電容量を有している。すなわち、コンデンサ（26）は、整流回路（22）が出力する脈流の電圧を平滑化するような静電容量を有さない、小容量のコンデンサである。言い換えると、コンデンサ（26）は、交流電源（12）の電圧が周期的に変動することに起因する、この脈流における電圧変動を吸収できるような静電容量を有さない。このため、コンデンサ（26）の電圧や整流回路（22）の出力電圧は、脈動を有しており、その最小値に対するその最大値の比は、比較的大きい。この比は、交流電源（12）が単相交流を出力する場合には、例えば２以上である。
リアクトル（24）と小容量コンデンサ（26）とは、ＬＣフィルタを構成している。リアクトル（24）のインダクタンス及び小容量コンデンサ（26）のキャパシタンスは、このフィルタが、インバータ（28）の制御信号の生成に用いられるキャリアの周波数と同じ周波数の電流成分を減衰させるように、設定されている。このため、キャリアの周波数と同じ周波数の電流成分が交流電源（12）に流出するのを抑制することができる。
インバータ（28）は、３つのレグを有し、各レグは直列に接続された２つのスイッチング素子を有する。各レグにおいて、上アームのスイッチング素子（Su1,Sv1,又はSw1）と下アームのスイッチング素子（Su2,Sv2,又はSw2）とが接続されたノードが、モータ（16）の対応する相のコイルに接続されている。また、各スイッチング素子（Su1,Sv1,Sw1,Su2,Sv2,Sw2）には、還流ダイオードが逆並列に接続されている。インバータ（28）は、その入力電圧を、これらのスイッチング素子（Su1,Sv1,Sw1,Su2,Sv2,Sw2）のオンオフ動作によって三相交流電圧に変換し、モータ（16）へ供給する。
変換制御部（29）は、モータ（16）が所望の速度で回転するようにスイッチング素子（Su1,Sv1,Sw1,Su2,Sv2,Sw2）を動作させる制御信号（Smd）を、所定の周波数（例えば５kHz程度）のキャリアを用いて生成し、スイッチング素子（Su1,Sv1,Sw1,Su2,Sv2,Sw2）に出力する。制御信号（Smd）には、各スイッチング素子（Su1,Sv1,Sw1,Su2,Sv2,Sw2）の制御電極に与えられる６信号が含まれる。この際、変換制御部（29）は、モータ（16）に流れる各相電流が、交流電源（12）の電圧の脈動に同期して脈動するように、インバータ（28）におけるスイッチングを制御する。また、変換制御部（29）は、モータ（16）の回転周期（Tm）を補償制御部（60）に出力する。
−電流補償部−
電流補償部（40）について説明する。図１の電流補償部（40）は、変圧器（42）と、各相に対応するフィルタ（44）と、各相に対応するリアクトル（48）と、補償電流生成部（52）と、電流補償コンデンサ（54）と、駆動信号生成部（56）と、補償制御部（60）とを有する。補償制御部（60）は、位相演算部（62）と、ｄｑ変換部（64,66）と、ハイパスフィルタ（71）と、加算器（72）と、減算器（73）と、比例積分（ＰＩ）制御器（74）と、有効電流制御器（76）と、無効電流制御器（78）とを有する。
補償電流（Icr,Ics,Ict）は、フィルタ（44）及びリアクトル（48）を介して補償電流生成部（52）に入力される。電流補償部（40）は、３相のそれぞれについて、フィルタ（44）及びリアクトル（48）を有している。各フィルタ（44）は、補償電流（Icr,Ics,又はIct）の高域成分（補償電流生成部（52）のスイッチングによって生じる電流の成分）を除去する。補償電流生成部（52）は、駆動信号生成部（56）で生成された駆動信号（Scd）に従ってスイッチング動作を行って、交流電源（12）と補償電流生成部（52）との間
に流れる電流を制御する。変圧器（42）は、交流電源（12）の出力のうちの１相の電圧を変圧して、ゼロクロス信号（Scr）として位相演算部（62）に出力する。
補償制御部（60）は、出力電圧指令値（Vid,Viq）を求めて駆動信号生成部（56）に出力する。出力電圧指令値（Vid,Viq）は、有効電圧指令値（Vid）と無効電圧指令値（Viq）とを含む。
補償制御部（60）は、負荷電流（Ir,Is,It）の、モータ（16）の回転に起因する高調波成分（高域成分）を、補償電流（Icr,Ics,Ict）の有効成分が打ち消すように、有効電圧指令値（Vid）を求める。より具体的には、補償制御部（60）は、例えば、補償電流（Icr,Ics,Ict）の有効成分が負荷電流（Ir,Is,It）の有効成分の高調波成分（高域成分）を打ち消すように、有効電圧指令値（Vid）を求める。また、補償制御部（60）は、負荷電流（Ir,Is,It）の、交流電源（12）の電圧の周期（Ts）に起因する高調波成分（例えば電源周波数の６倍の周波数の成分）を、補償電流（Icr,Ics,Ict）の無効成分が打ち消すように、無効電圧指令値（Viq）を求める。より具体的には、補償制御部（60）は、例えば、補償電流（Icr,Ics,Ict）の無効成分が負荷電流（Ir,Is,It）の無効成分を打ち消すように、無効電圧指令値（Viq）を求める。
位相演算部（62）は、ゼロクロス信号（Scr）から電源電圧の位相（ω・ts）を検出し、ｄｑ変換部（64,66）に出力する。変流器（14）は、負荷電流（Ir,Is,It）のうちの２相の電流（Ir,It）にそれぞれ比例する電流（ir,it）をｄｑ変換部（64）に出力する。変流器（46）は、補償電流（Icr,Ics,Ict）のうちの２相の電流（Icr,Ict）にそれぞれ比例する電流（icr,ict）をｄｑ変換部（66）に出力する。
ｄｑ変換部（64）は、電流（ir,it）を三相−二相変換する。なお、電流（ir,it）から、もう１相の電流を求めることができる。ｄｑ変換部（64）は、求められたｄ軸成分をハイパスフィルタ（71）に、求められたｑ軸成分（iq*）を無効電流制御器（78）に出力する。
ｄｑ変換部（66）は、電流（icr,ict）を三相−二相変換する。なお、電流（icr,ict）から、もう１相の電流を求めることができる。ｄｑ変換部（66）は、求められたｄ軸成分（id）を有効電流制御器（76）に、求められたｑ軸成分（iq）を無効電流制御器（78）に出力する。ハイパスフィルタ（71）は、ｄｑ変換部（64）で求められたｄ軸成分の高域成分（imot）を出力する。ここで、ｄ軸及びｑ軸は、位相演算部（62）で検出された電源電圧の位相（ω・ts）に同期する回転座標系の座標軸である。ｄ軸成分は有効成分、ｑ軸成分は無効成分である。
高域成分（imot）は、負荷電流（Ir,Is,It）の二相への変換後の有効成分の高域成分である。ｄ軸成分（id）は、補償電流（Icr,Ics,Ict）の二相への変換後の有効成分である。ｑ軸成分（iq*）は負荷電流（Ir,Is,It）の二相への変換後の無効成分である。ｑ軸成分（iq）は補償電流（Icr,Ics,Ict）の二相への変換後の無効成分である。
減算器（73）は、電流補償コンデンサ（54）の電圧（Vdc）を、その指令値（Vdc*）から減算して減算結果を出力する。ＰＩ制御器（74）は、減算結果に比例する値と減算結果の積分値とを加算して、電圧補正値（Vcn）を求める。ＰＩ制御器（74）は、積分項を必ずしも求める必要はなく、少なくとも比例項を求めて出力する。加算器（72）は、ｄ軸成分の高域成分（imot）に電圧補正値（Vcn）を加算し、加算結果をｄ軸成分（id*）として有効電流制御器（76）に出力する。
有効電流制御器（76）は、ｄ軸成分（id）がｄ軸成分（id*）を打ち消すように、有効電圧指令値（Vid）を生成して、駆動信号生成部（56）に出力する。有効電流制御器（76）は、モータ（16）の回転周期（Tm）に基づいて、有効電圧指令値（Vid）を求める。
無効電流制御器（78）は、ｑ軸成分（iq）がｑ軸成分（iq*）を打ち消すように、無効電圧指令値（Viq）を生成して、駆動信号生成部（56）に出力する。無効電流制御器（78）は、交流電源（12）の電圧の周期（Ts）に基づいて、無効電圧指令値（Viq）を求める。
補償制御部（60）は、ｄｑ変換部（64）で求められたｑ軸成分（iq*）の高域成分（iqh*）を出力するハイパスフィルタを更に有していてもよい。この場合、無効電流制御器（78）は、ｑ軸成分（iq*）に代えてｑ軸成分（iq*）の高域成分（iqh*）を用いる。
図３は、図１の補償電流生成部（52）の構成例を示す回路図である。補償電流生成部（52）は、３つのレグを有し、各レグは直列に接続された２つのスイッチング素子を有する。各レグにおいて、上アームのスイッチング素子（Sr1,Ss1,又はSt1）と下アームのスイッチング素子（Sr2,Ss2,又はSt2）とが接続されたノードが、対応する相のリアクトル（48）に接続されている。また、各スイッチング素子（St1,Ss1,St1,Sr2,Ss2,St2）には、還流ダイオードが逆並列に接続されている。駆動信号（Scd）に従ってこれらのスイッチング素子（Sr1,Ss1,St1,Sr2,Ss2,St2）がスイッチング動作を行うことによって、補償電流生成部（52）は、補償電流生成部（52）と交流電源（12）との間で流れる補償電流（Icr,Ics,Ict）の制御を行う。
駆動信号生成部（56）は、例えば、
Vu* ＝ √(2/3)(cosθe×Vid − sinθe×Viq)
Vv* ＝ √(2/3)(cos(θe-2π/3)×Vid − sin(θe-2π/3)×Viq)
Vw* ＝ √(2/3)(cos(θe+2π/3)×Vid − sin(θe+2π/3)×Viq)
に従って、相電圧指令値（Vu*,Vv*,Vw*）を求め、これらに基づいて駆動信号（Scd）を生成し、補償電流生成部（52）に出力する。
図４は、図１の有効電流制御器（76）及び無効電流制御器（78）の具体例を示すブロック図である。有効電流制御器（76）は、時間進み補償器（82）と、減算器（83）と、第１演算器としての比例積分微分（ＰＩＤ）制御器（84）とを有する。無効電流制御器（78）は、時間進み補償器（92）と、減算器（93）と、第２演算器としてのＰＩＤ制御器（94）とを有する。
時間進み補償器（82）は、電流補償部（40）で生じる遅れ時間（ta）を補償するために、加算結果であるｄ軸成分（id*）の位相が、見かけ上、進むように、ｄ軸成分（id*）を、モータ（16）の回転周期（Tm）に応じた時間、遅延させる。具体的には、時間進み補償器（82）は、加算器（72）の加算結果であるｄ軸成分（id*）の波形を記憶し、遅れ時間（ta）を補償するように、ｄ軸成分（id*）を、モータ（16）の回転周期（Tm）に応じた時間、すなわち、
Tm-ta
だけ遅延させる。定常状態であれば同様の波形が繰り返されるので、時間進み補償器（82）は、元のｄ軸成分（id*）の位相を、見かけ上、
φa ＝ 2π・ta/Tm
だけ進ませることになる。時間進み補償器（82）は、更に、モータ（16）の回転位相（ω・tm）を考慮して、遅延したｄ軸成分をｄ軸成分（id2*）として出力する。
遅れ時間（ta）は、例えば、変流器（14）によって負荷電流（Ir,It）が検出されてから、補償制御部（60）等によって補償電流生成部（52）のスイッチング素子が駆動されて、補償電流（Icr,Ics,Ict）が変化し始めるまでの時間である。この遅れ時間には、変流器（14）での検出遅れや、ハイパスフィルタ（71）での遅れ等が含まれる。
減算器（83）は、ｄ軸成分（id2*）とｄ軸成分（id）との間の差（ad）を求めて出力する。ＰＩＤ制御器（84）は、減算器（83）で求められた差（ad）についての比例項、積分項、及び微分項の和を求め、有効電圧指令値（Vid）として出力する。ここで、比例項は、比例係数（kpd）と差（ad）との積である。積分項は、積分係数（kid）と差（ad）の積分結果との積である。微分項は、微分係数（kdd）と差（ad）の微分結果との積である。ＰＩＤ制御器（84）は、積分項又は微分項を必ずしも求める必要はなく、少なくとも比例項を求めて出力する。
時間進み補償器（92）は、電流補償部（40）で生じる遅れ時間（tb）を補償するために、負荷電流の無効成分であるｑ軸成分（iq*）の位相が、見かけ上、進むように、ｑ軸成分（iq*）を、交流電源（12）の電圧の周期（Ts）に応じた時間、遅延させる。具体的には、時間進み補償器（92）は、負荷電流の無効成分であるｑ軸成分（iq*）の波形を記憶し、遅れ時間（tb）を補償するように、ｑ軸成分（iq*）を、交流電源（12）の電圧の周期（Ts）に応じた時間、すなわち、
Ts-tb
だけ遅延させる。定常状態であれば同様の波形が繰り返されるので、時間進み補償器（92）は、元のｑ軸成分（iq*）の位相を、見かけ上、
φb ＝ 2π・tb/Ts
だけ進ませることになる。時間進み補償器（92）は、更に、電源電圧の位相（ω・ts）を考慮して、遅延したｑ軸成分をｑ軸成分（iq2*）として出力する。
減算器（93）は、ｑ軸成分（iq2*）とｑ軸成分（iq）との間の差（aq）を求めて出力する。ＰＩＤ制御器（94）は、減算器（93）で求められた差（aq）についての比例項、積分項、及び微分項の和を求め、無効電圧指令値（Viq）として出力する。ここで、比例項は、比例係数（kpq）と差（aq）との積である。積分項は、積分係数（kiq）と差（aq）の積分結果との積である。微分項は、微分係数（kdq）と差（aq）の微分結果との積である。ＰＩＤ制御器（94）は、積分項又は微分項を必ずしも求める必要はなく、少なくとも比例項を求めて出力する。
図５は、図１の電力変換装置（100）における電流の波形の例を示すグラフである。図５には、電源電流（Ipr）、負荷電流（ir）、補償電流（icr）、ｄ軸成分（id）、ｑ軸成分（iq）が示されている。図６は、従来の電力変換装置における電流の波形の例を示すグラフである。この電力変換装置では、補償制御部（60）が、交流電源（12）の電圧の周期（Ts）に基づいて、有効電圧指令値（Vid）を求める。図５と図６とを比較すると、電源電流（Ipr）において、電源電流（Ipr）の周波数（ここでは５０Hz）より高い周波数を有する、モータ（16）の回転に起因する高調波が、図５では低減されていることがわかる。
以上で説明したように、本実施形態に係る図１の電力変換装置（100）では、補償制御部（60）は、負荷電流（Ir,Is,It）の、モータ（16）の回転に起因する高調波成分を、補償電流（Icr,Ics,Ict）の有効成分が打ち消すように、有効電圧指令値（Vid）を求め、かつ、負荷電流（Ir,Is,It）の、交流電源（12）の電圧の周期（Ts）に起因する高調波成分を、補償電流（Icr,Ics,Ict）の無効成分が打ち消すように、無効電圧指令値（Viq）を求める。また、補償制御部（60）は、交流電源（12）の電圧の周期（Ts）ではなく、モータ（16）の回転周期（Tm）に基づいて、有効電圧指令値（Vid）を求める。このため、モータ（16）を回転させることによって生ずる、電源電流における高調波を減少させることができる。
特に、整流回路から出力される直流電圧が電源周波数に応じた脈動を有するようにした、比較的小さな容量のコンデンサしか用いられない（例えば、電解コンデンサを有さない）電力変換装置において、電源電流における高調波を減少させることができる。この結果、このような電力変換装置を、各国で定められている電源電流における高調波についての規制に適合させることができる。高調波を減少させることができるので、電力変換部におけるコンデンサの容量やリアクトルの大きさを、更に小さくすることもできる。
電流補償部（40）が生成する補償電流（Icr,Ics,Ict）の有効成分は、モータの回転に起因する高調波成分である。このため、電流補償コンデンサ（54）としては、比較的小さな容量のコンデンサを用いることができ、エネルギー蓄積要素としての電解コンデンサを用いる必要はない。
定常時には類似する波形を繰り返し有する加算結果（id*）の位相が、見かけ上、進むように、有効電流制御器（76）は、加算結果（id*）を、モータ（16）の回転周期（Tm）に応じた時間、遅延させる。また、定常時には類似する波形を繰り返し有する、負荷電流の無効成分（iq*）の位相が、見かけ上、進むように、無効電流制御器（78）は、負荷電流の無効成分（iq*）を、交流電源（12）の電圧の周期（Ts）に応じた時間、遅延させる。このため、電流補償部（40）で生じる遅れの影響を抑えることができる。
図７は、図１の有効電流制御器（76）及び無効電流制御器（78）の他の例を示すブロック図である。有効電流制御器（276）は、減算器（83）と、ＰＩＤ制御器（84）と、繰り返し制御器（86）とを有する。無効電流制御器（278）は、減算器（93）と、ＰＩＤ制御器（94）と、繰り返し制御器（96）とを有する。
減算器（83）は、加算器（72）の加算結果であるｄ軸成分（id*）と補償電流の有効成分であるｄ軸成分（id）との間の差（ad2）を求めて出力する。ＰＩＤ制御器（84）は、図４のＰＩＤ制御器（84）と同様に、減算器（83）で求められた差（ad2）についての比例項、積分項、及び微分項の和を求め、制御値（id_out）として出力する。繰り返し制御器（86）は、モータ（16）の１回転周期（Tm）における、ＰＩＤ制御器（84）で求められた制御値（id_out）の複数のサンプル点の値を、複数の周期にわたって各サンプル点毎に累算し、累算結果（id_rpt）を求めて出力する。加算器（85）は、制御値（id_out）と累算結果（id_rpt）との和を、有効電圧指令値（Vid）として求めて出力する。
減算器（93）は、負荷電流の無効成分であるｑ軸成分（iq*）と補償電流の無効成分であるｑ軸成分（iq）との間の差（aq2）を求めて出力する。ＰＩＤ制御器（94）は、図４のＰＩＤ制御器（94）と同様に、減算器（93）で求められた差（aq2）についての比例項、積分項、及び微分項の和を制御値（iq_out）として求め、出力する。繰り返し制御器（96）は、交流電源（12）の電圧の１周期（Ts）における、ＰＩＤ制御器（94）で求められた制御値（iq_out）の複数のサンプル点の値を、複数の周期にわたって各サンプル点毎に累算し、累算結果（iq_rpt）を求めて出力する。加算器（95）は、制御値（iq_out）と累算結果（iq_rpt）との和を、無効電圧指令値（Viq）として求めて出力する。
図８は、図７の繰り返し制御器（86）の構成例を示すブロック図である。図８の繰り返し制御器（86）は、Ｎ個の記憶部（86m）と、スイッチ（86s,86t）とを有する。スイッチ（86s）は、モータ（16）の回転周期（Tm）で一巡するように、モータ（16）の回転位相（ω・tm）に応じてＮ個の記憶部（86m）を順次選択する。各記憶部（86m）は、２π／Ｎずつ異なる位相に対応している。各記憶部（86m）には、その記憶部（86m）に対応する位相の時の制御値（id_out）が毎回入力されることになる。各記憶部（86m）は、前回のサンプル時までに格納している値に、今回のサンプル時の制御値（id_out）の値を加算して累積値を求め、求められた累積値を格納及び出力する。
スイッチ（86t）は、Ｎ個の記憶部（86m）のうちの１つを選択し、その出力を累算結果（id_rpt）として出力する。スイッチ（86t）は、スイッチ（86s）より数サンプル分先行して記憶部（86m）を選択する。これにより、制御等で生じる遅れ時間（ta）を補償することができる。
ここで、Ｎは、モータ（16）の１回転周期（Tm）におけるサンプリング数である。以上の動作を繰り返すことによって、繰り返し制御器（86）は、制御値（id_out）の複数のサンプル点の値を、複数の周期にわたって各サンプル点毎に累算し、累算結果（id_rpt）を求める。図７の繰り返し制御器（96）も繰り返し制御器（86）と同様に構成されている。ただし、繰り返し制御器（96）において、Ｎは、交流電源（12）の電圧の１周期（Ts）におけるサンプリング数である。また、スイッチ（86s）は、交流電源（12）の電圧の周期（Ts）で一巡するように、交流電源（12）の電圧の位相（ω・ts）に応じてＮ個の記憶部（86m）を順次選択する。
図９は、図１の有効電流制御器（76）及び無効電流制御器（78）の更に他の例を示すブロック図である。有効電流制御器（376）は、時間進み補償器（82）と、減算器（83）と、ＰＩＤ制御器（84）と、加算器（85）と、フィードフォワード制御部（88）とを有する。無効電流制御器（378）は、時間進み補償器（92）と、減算器（93）と、ＰＩＤ制御器（94）と、加算器（95）と、フィードフォワード制御部（98）とを有する。時間進み補償器（82,92）、減算器（83,93）、及びＰＩＤ制御器（84,94）は、図４を参照して説明したものと同様であるので、これらについての説明を省略する。
フィードフォワード制御部（88）は、時間進み補償器（82）で遅延した加算結果（id2*）に対して、電流補償部（40）の逆モデルを適用する。具体的には、例えば、フィードフォワード制御部（88）は、時間進み補償器（82）で遅延した加算結果（id2*）を微分し、微分結果に定数Ｌを乗算する。定数Ｌは、例えば、リアクトル（48）のリアクタンス、又は、フィルタ（44）及びリアクトル（48）のリアクタンスである。加算器（85）は、ＰＩＤ制御器（84）で求められた和と、フィードフォワード制御部（88）で求められた値との和を、有効電圧指令値（Vid）として求めて出力する。
フィードフォワード制御部（98）は、時間進み補償器（92）で遅延した加算結果（iq2*）に対して、電流補償部（40）の逆モデルを適用する。つまり、例えば、フィードフォワード制御部（98）は、時間進み補償器（92）で遅延した加算結果（iq2*）に、フィードフォワード制御部（88）と同様の演算を行う。加算器（95）は、ＰＩＤ制御器（94）で求められた和と、フィードフォワード制御部（98）で求められた値との和を、無効電圧指令値（Viq）として求めて出力する。
図１０は、図１の有効電流制御器及び無効電流制御器の更に他の例を示すブロック図である。図１０の有効電流制御器（476）は、時間進み補償器（82）と、減算器（83,87）と、電圧演算器（81）と、記憶部（89）と、加算器（85）とを有する。無効電流制御器（478）は、時間進み補償器（92）と、減算器（93,97）と、電圧演算器（91）と、記憶部（99）と、加算器（95）とを有する。時間進み補償器（82,92）及び減算器（83,93）は、図４を参照して説明したものと同様であるので、その説明を省略する。
電圧演算器（81）は、減算器（83）で求められた差（id2*-id）から、リアクトル（48）の値と制御（サンプリング）間隔（Td）を用いてリアクトル電圧（vLd）を、
vLd ＝ L/Td(id2*-id)
によって求める。
記憶部（89）には、今回のサンプリング時のリアクトル電圧の変化量（ΔvLd）が入力される。記憶部（89）は、この入力値を格納し、１サンプル時間遅延させて出力する。減算器（87）は、リアクトル電圧（vLd）と記憶部（89）の出力との間の差を、今回のリアクトル電圧の変化量（ΔvLd）として求め、記憶部（89）に出力して格納させる。記憶部（89）の出力は、前回（１サンプル前）のリアクトル電圧の変化量ΔvLd(-1)である。加算器（85）は、減算器（87）で求められた今回のリアクトル電圧の変化量（ΔvLd）と交流電源（12）の電圧（Vs）との和を、有効電圧指令値（Vid）として求め、出力する。サンプリング間隔（Td）は、補償制御部（60）全体で用いられる間隔であって、例えば、スイッチング素子の制御信号の生成のためのキャリアの周期である。
電圧演算器（91）は、減算器（93）で求められた差（iq2*-iq）から、リアクトル（48）の値と制御（サンプリング）間隔（Td）を用いてリアクトル電圧（vLq）を、
vLq ＝ L/Td(iq2*-iq)
によって求める。
記憶部（99）には、今回のサンプリング時のリアクトル電圧の変化量（ΔvLq）が入力される。記憶部（99）は、この入力値を格納し、１サンプル時間遅延させて出力する。減算器（97）は、リアクトル電圧（vLq）と記憶部（99）の出力との間の差を、今回のリアクトル電圧の変化量（ΔvLq）として求め、記憶部（99）に出力して格納させる。記憶部（99）の出力は、前回（１サンプル前）のリアクトル電圧の変化量ΔvLq(-1)である。加算器（95）は、減算器（97）で求められた今回のリアクトル電圧の変化量（ΔvLq）と交流電源（12）の電圧（Vs）との和を、無効電圧指令値（Viq）として求め、出力する。
図１１は、本発明の実施形態に係る電力変換装置（100）の変形例の構成を示すブロック図である。図１１の電力変換装置（200）は、電流補償部（40）に代えて電流補償部（240）を有する点が、電力変換装置（100）とは異なる。電流補償部（240）は、補償制御部（60）に代えて補償制御部（260）を有する点が、電流補償部（40）とは異なるが、他の点は電流補償部（40）と同様に構成されている。
補償制御部（260）は、遅延制御部（75）を更に有し、加算器（72）に代えて加算器（77）を有し、有効電流制御器（76）に代えて有効電流制御器（576）を有している点の他は、補償制御部（60）と同様の構成要素を有している。補償制御部（260）の位相演算部（62）、ｄｑ変換部（64,66）、ハイパスフィルタ（71）、加算器（72）、減算器（73）、ＰＩ制御器（74）、及び無効電流制御器（78）は、補償制御部（60）における対応する要素と同様であるので、これらについての説明を省略する。
有効電流制御器（576）は、図４の有効電流制御器（76）から時間進み補償器（82）を除いたものである。有効電流制御器（576）は、ＰＩ制御器（74）で求められた電圧補正値（id*）を、ｄ軸成分（id）が打ち消すように、有効電圧指令値（Vid）を求めるための値を求めて出力する。
遅延制御部（75）は、例えば、ハイパスフィルタ（71）から出力された高域成分（imot）の遅延を補償して、遅延が補償された高域成分（Vmot）を求めて出力する。より具体的には、遅延制御部（75）は、図４の有効電流制御器（76）の時間進み補償器（82）と、乗算器とを有する。時間進み補償器（82）は、高域成分（imot）の位相が、見かけ上、進むように、ｄ軸成分（id*）を、モータ（16）の回転周期（Tm）に応じた時間、遅延させる。詳細は、図４を参照して説明した通りである。乗算器は、時間進み補償器（82）で遅延した高域成分に所定のゲインを乗算して、遅延が補償された高域成分（Vmot）として出力する。
加算器（77）は、有効電流制御器（76）の出力値に、値（Vmot）を加算して、加算結果を有効電圧指令値（Vid）として求める。ここで、有効電流制御器（76）は、モータ（16）の回転周期（Tm）に基づいて、値を求める。無効電流制御器（78）は、例えば、図４を参照して説明したものである。無効電流制御器（78）に代えて、図７の無効電流制御器（278）、又は、図９の無効電流制御器（378）を用いてもよい。
図１１の補償制御部（260）によると、高域成分（imot）の位相遅れを補償することができ、かつ、変流器（14）での検出遅れや、ハイパスフィルタ（71）による波形歪みの影響を低減することができる。
図１２は、回転周期の推定に関するブロックを示すブロック図である。図１又は図１１の電力変換装置（100,200）は、図１２の回転周期推定器（102）と、周期演算部（104）とを、更に有していてもよい。
回転周期推定器（102）は、ハイパスフィルタ（71）で求められた、負荷電流（Ir,Is,It）の二相への変換後の有効成分の高域成分（imot）から、モータ（16）の極対数（p）や巻線のスロット数を考慮して、モータ（16）の回転周期（Tm）を求める。周期演算部（104）は、インバータ（28）の出力電圧の周期（Tr2）を、
Tr2 ＝ Tm/p
に従って求める。この場合、有効電流制御器（76,276,376）及び無効電流制御器（78,278,378）では、モータ（16）の回転周期（Tm）に代えて、ここで求められたインバータ（28）の出力電圧の周期（Tr2）を用いてもよい。
インバータ（28）の出力電圧の周期（Tr2）はモータ（16）の回転周期（Tm）より短いので、有効電流制御器（76,276,376）や無効電流制御器（78,278,378）において記憶されるデータのサンプル数が少なくて済み、装置の規模を抑えることができる。なお、変換制御部（29）から出力される値に代えて、回転周期推定器（102）で求められた値を、モータ（16）の回転周期（Tm）として用いるようにしてもよい。
図１３は、周期の調整に関するブロックを示すブロック図である。図１又は図１１の電力変換装置（100,200）は、図１３の回転周期推定器（102）と、周期演算部（104）と、減算器（105）と、周期調整器（106）と、加算器（107）とを、更に有していてもよい。回転周期推定器（102）及び周期演算部（104）は、図１２を参照して説明したものと同様である。
減算器（105）は、有効電流制御器（76）等に入力されるｄ軸成分（id*）から、補償電流の有効成分であるｄ軸成分（id）を減算して、減算結果を出力する。周期調整器（106）は、減算結果が零になるように、制御値（ΔT）を求めて出力する。加算器（107）は、回転周期推定器（102）又は変換制御部（29）から出力される、モータ（16）の回転周期（Tm）に、この制御値（ΔT）を加算し、加算結果（Tma）を出力する。周期演算部（104）は、加算結果（Tma）からインバータの出力電圧の周期（Tr2）を求めて出力する。この場合、有効電流制御器（76,276,376）及び無効電流制御器（78,278,378）では、モータ（16）の回転周期（Tm）に代えて、ここで求められた周期（Tr2）を用いる。なお、周期演算部（104）を用いず、加算結果（Tma）を周期（Tr2）として用いてもよい。
ｄ軸成分（id*）と補償電流の有効成分であるｄ軸成分（id）とが一致するように、制御に用いられる周期が調整されるので、高調波電流をより確実に補償することができる。
図１及び図１１において、変換制御部（29）と補償制御部（60）とは、独立した制御部であってもよいし、１つの制御部が変換制御部（29）及び補償制御部（60）として動作してもよい。１つの制御部が変換制御部（29）及び補償制御部（60）として動作する場合には、変換制御部（29）から補償制御部（60）にモータ（16）の回転周期（Tm）等を送信する必要がないので、時間遅れを大幅に減らすことができ、高調波電流をより確実に補償することができる。
図１及び図１１において、インバータ（28）及び補償電流生成部（52）のスイッチング素子は、例えば、ＩＧＢＴ（insulated gate bipolar transistor）、ＧＴＯ（gate turn off thyristor）、ＭＯＳＦＥＴ（metal oxide semiconductor field-effect transistor）等である。これらのスイッチング素子として、ワイドバンドギャップ素子を用いてもよい。ワイドバンドギャップ素子は、例えば、2.2eV程度以上のバンドギャップを持つ素子である。その例としては、ＳｉＣ、ＧａＮ、ダイヤモンド等を用いたスイッチング素子が挙げられる。
ワイドバンドギャップ素子は、シリコンを用いたデバイスと比較して、抵抗値を大幅に小さくできるので、損失を減らすことができる。また、スイッチング速度を高速化できるので、ＬＣフィルタ（24,26,44）の小型化を図ることができる。このため、高調波抑制機能を有する電力変換装置を小型化でき、高調波抑制機能を有する電力変換装置の割合が高くなることが期待でき、電源系統の高調波障害を減少させることができる。インバータ（28）にワイドバンドギャップ素子を用いる場合には、ＬＣフィルタの小型化により、ＬＣフィルタの共振周波数が高くなり、モータによる高調波の減衰効果が小さくなる可能性がある。しかし、電流補償部（40）が高調波抑制機能を有するので、電源系統の高調波障害を抑えることができる。
また、ＭＯＳＦＥＴなどのユニポーラ素子を用いて，インバータ（28）及び補償電流生成部（52）に同期整流動作をさせてもよい。同期整流させることで，通電損失を低減でき、かつ、スイッチング素子に接続された還流ダイオードを省略することができる。
本明細書における各機能ブロックは、典型的にはハードウェアで実現され得る。例えば各機能ブロックは、ＩＣ（集積回路）の一部として半導体基板上に形成され得る。ここでＩＣは、ＬＳＩ（large-scale integrated circuit）、ＡＳＩＣ（application-specific integrated circuit）、ゲートアレイ、ＦＰＧＡ（field programmable gate array）等を含む。代替としては各機能ブロックの一部又は全ては、ソフトウェアで実現され得る。例えばそのような機能ブロックは、プロセッサ及びプロセッサ上で実行されるプログラムによって実現され得る。換言すれば、本明細書で説明される各機能ブロックは、ハードウェアで実現されてもよいし、ソフトウェアで実現されてもよいし、ハードウェアとソフトウェアとの任意の組合せで実現され得る。
本発明の多くの特徴及び優位性は、記載された説明から明らかであり、よって添付の特許請求の範囲によって、本発明のそのような特徴及び優位性の全てをカバーすることが意図される。更に、多くの変更及び改変が当業者には容易に可能であるので、本発明は、図示され記載されたものと全く同じ構成及び動作に限定されるべきではない。したがって、全ての適切な改変物及び等価物は本発明の範囲に入るものとされる。
以上説明したように、本発明は、電力変換装置等について有用である。
12 交流電源
16 モータ
20 電力変換部
22 整流回路
26 コンデンサ
28 インバータ
40 電流補償部
48 リアクトル
52 補償電流生成部
54 電流補償コンデンサ
56 駆動信号生成部
60,260 補償制御部
75 遅延制御部
76,276,376,476,576 有効電流制御器
78,278,378,478 無効電流制御器
100,200 電力変換装置
第１の電力変換装置は、電力変換部（20）と、電流補償部（40）とを有する。前記電力変換部（20）は、交流電源（12）から出力された交流を整流して、脈動する直流を出力する整流回路（22）と、前記直流を交流に変換してモータ（16）を駆動するインバータ（28）と、前記インバータ（28）の入力ノード間に接続され、上記交流電源（12）の電圧が周期的に変動することに起因する上記直流における電圧変動を吸収できるような静電容量を有さない小容量コンデンサ（26）とを有する。前記電流補償部（40）は、電流補償コンデンサ（54）と、入力に前記交流電源（12）が接続され、出力に前記電流補償コンデンサ（54）が接続され、駆動信号（Scd）に従ってスイッチング動作を行って、前記交流電源（12）との間で流れる補償電流（Icr,Ics,Ict）の制御を行う補償電流生成部（52）と、前記交流電源（12）から前記整流回路（22）に流入する負荷電流（Ir,Is,It）に含まれる、前記モータ（16）の回転に起因する高調波成分と、前記交流電源（12）の電圧の周期（Ts）に起因する高調波成分を、前記補償電流（Icr,Ics,Ict）が打ち消すように、出力電圧指令値（Vid,Viq）を求める補償制御部（60;260）と、前記出力電圧指令値（Vid,Viq）に基づいて、前記駆動信号（Scd）を生成する駆動信号生成部（56）とを有する。

Claims (10)

  1. 電力変換部（20）と、
    電流補償部（40）とを備え、
    前記電力変換部（20）は、
    交流電源（12）から出力された交流を整流して、脈動する直流を出力する整流回路（22）と、
    前記直流を交流に変換してモータ（16）を駆動するインバータ（28）と、
    前記インバータ（28）の入力ノード間に接続された小容量コンデンサ（26）とを有し、
    前記電流補償部（40）は、
    電流補償コンデンサ（54）と、
    入力に前記交流電源（12）が接続され、出力に前記電流補償コンデンサ（54）が接続され、駆動信号（Scd）に従ってスイッチング動作を行って、前記交流電源（12）との間で流れる補償電流（Icr,Ics,Ict）の制御を行う補償電流生成部（52）と、
    前記交流電源（12）から前記整流回路（22）に流入する負荷電流（Ir,Is,It）に含まれる、前記モータ（16）の回転に起因する高調波成分と、前記交流電源（12）の電圧の周期（Ts）に起因する高調波成分を、前記補償電流（Icr,Ics,Ict）が打ち消すように、出力電圧指令値（Vid,Viq）を求める補償制御部（60;260）と、
    前記出力電圧指令値（Vid,Viq）に基づいて、前記駆動信号（Scd）を生成する駆動信号生成部（56）とを有する
    ことを特徴とする電力変換装置。
  2. 請求項１において、
    前記整流回路（22）の出力ノードと前記インバータ（28）の前記入力ノードの１つとの間に接続されたリアクトル（24）を更に有し、
    前記リアクトル（24）のインダクタンス及び前記小容量コンデンサ（26）のキャパシタンスは、前記リアクトル（24）と前記小容量コンデンサ（26）とで構成されるフィルタが、前記インバータ（28）の制御信号の生成に用いられるキャリアの周波数と同じ周波数の電流成分を減衰させるように、設定されている
    ことを特徴とする電力変換装置。
  3. 請求項１において、
    前記出力電圧指令値（Vid,Viq）は、有効電圧指令値（Vid）と無効電圧指令値（Viq）とを含み、
    前記補償制御部（60;260）は、
    前記交流電源（12）から前記整流回路（22）に流入する負荷電流（Ir,Is,It）の、前記モータ（16）の回転に起因する高調波成分を、前記補償電流（Icr,Ics,Ict）の有効成分が打ち消すように、前記有効電圧指令値（Vid）を求め、かつ、前記負荷電流（Ir,Is,It）の、前記交流電源（12）の電圧の周期（Ts）に起因する高調波成分を、前記補償電流（Icr,Ics,Ict）の無効成分が打ち消すように、前記無効電圧指令値（Viq）を求める
    ことを特徴とする電力変換装置。
  4. 請求項３において、
    前記補償制御部（60）は、
    前記負荷電流の有効成分から高域成分（imot）を抽出して出力するハイパスフィルタ（71）と、
    前記電流補償コンデンサ（54）の電圧（Vdc）をその指令値（Vdc*）から減算した減算結果に基づいて求められた電圧補正値（Vcn）を、前記ハイパスフィルタ（71）の出力に加算し、加算結果（id*）を出力する加算器（72）と、
    前記補償電流の有効成分（id）が前記加算結果（id*）を打ち消すように、前記有効電圧指令値（Vid）を求める有効電流制御器（76;276;376;476）と、
    前記補償電流の無効成分（iq）が前記負荷電流の無効成分（iq*）を打ち消すように、前記無効電圧指令値（Viq）を求める無効電流制御器（78;278;378;478）とを有する
    ことを特徴とする電力変換装置。
  5. 請求項４において、
    前記有効電流制御器（76;376;476）は、前記加算結果（id*）の位相が、見かけ上、進むように、前記加算結果（id*）を、前記モータ（16）の回転周期（Tm）に応じた時間、遅延させる第１時間進み補償器（82）を有し、前記第１時間進み補償器（82）で遅延した加算結果（id2*）に基づいて、前記有効電圧指令値（Vid）を求め、
    前記無効電流制御器（78;378;478）は、前記負荷電流の無効成分（iq*）の位相が、見かけ上、進むように、前記負荷電流の無効成分（iq*）を、前記交流電源（12）の電圧の周期（Ts）に応じた時間、遅延させる第２時間進み補償器（92）を有し、前記第２時間進み補償器（92）で遅延した前記負荷電流の無効成分（iq2*）に基づいて、前記無効電圧指令値（Viq）を求める
    ことを特徴とする電力変換装置。
  6. 請求項５において、
    前記有効電流制御器（76）は、
    前記第１時間進み補償器（82）で遅延した加算結果（id2*）と前記補償電流の有効成分（id）との間の差を求める第１減算器（83）と、
    少なくとも、前記第１減算器（83）で求められた差に比例する値を、前記有効電圧指令値（Vid）として求める第１演算器（84）とを更に有し、
    前記無効電流制御器（78）は、
    前記第２時間進み補償器（92）で遅延した前記負荷電流の無効成分（iq2*）と前記補償電流の無効成分（iq）との間の差を求める第２減算器（93）と、
    少なくとも、前記第２減算器（93）で求められた差に比例する値を、前記無効電圧指令値（Viq）として求める第２演算器（94）とを更に有する
    ことを特徴とする電力変換装置。
  7. 請求項５において、
    前記有効電流制御器（376）は、
    前記第１時間進み補償器（82）で遅延した加算結果（id2*）と前記補償電流の有効成分（id）との間の差を求める第１減算器（83）と、
    少なくとも、前記第１減算器（83）で求められた差に比例する値を求める第１演算器（84）と、
    前記第１時間進み補償器（82）で遅延した加算結果（id2*）に基づく値を求める第１フィードフォワード制御部（88）と、
    前記第１演算器（84）で求められた値と前記第１フィードフォワード制御部（88）で求められた値との和を、前記有効電圧指令値（Vid）として求める第１加算器（85）とを更に有し、
    前記無効電流制御器（378）は、
    前記第２時間進み補償器（92）で遅延した前記負荷電流の無効成分（iq2*）と前記補償電流の無効成分（iq）との間の差を求める第２減算器（93）と、
    少なくとも、前記第２減算器（93）で求められた差に比例する値を求める第２演算器（94）と、
    前記第２時間進み補償器（92）で遅延した前記負荷電流の無効成分（iq2*）に基づく値を求める第２フィードフォワード制御部（98）と、
    前記第２演算器（94）で求められた値と前記第２フィードフォワード制御部（98）で求められた値との和を、前記無効電圧指令値（Viq）として求める第２加算器（95）とを更に有する
    ことを特徴とする電力変換装置。
  8. 請求項５において、
    前記電流補償部（40）は、前記交流電源（12）と補償電流生成部（52）との間にリアクトル（48）を更に有し、
    前記有効電流制御器（476）は、
    前記第１時間進み補償器（82）で遅延した加算結果（id2*）と前記補償電流の有効成分（id）との間の差を求める第１減算器（83）と、
    前記第１減算器（83）で求められた差に対応する、前記リアクトル（48）の電圧（vLd）を求める第１電圧演算器（81）と、
    入力値を格納し、１サンプル時間遅延させて出力する第１記憶部（89）と、
    前記第１減算器（83）で求められた差に対応する前記リアクトル（48）の電圧（vLd）と前記第１記憶部（89）の出力との間の差を求め、前記第１記憶部（89）に格納させる第２減算器（87）と、
    前記第２減算器（87）で求められた差と前記交流電源（12）の電圧との和を、前記有効電圧指令値（Vid）として求める第１加算器（85）とを更に有し、
    前記無効電流制御器（478）は、
    前記第２時間進み補償器（92）で遅延した前記負荷電流の無効成分（iq2*）と前記補償電流の無効成分（iq）との間の差を求める第３減算器（93）と、
    前記第３減算器（93）で求められた差に対応する前記リアクトル（48）の電圧（vLq）を求める第２電圧演算器（91）と、
    入力値を格納し、１サンプル時間遅延させて出力する第２記憶部（99）と、
    前記第３減算器（93）で求められた差に対応する前記リアクトル（48）の電圧（vLq）と前記第２記憶部（99）の出力との間の差を求め、前記第２記憶部（99）に格納させる第４減算器（97）と、
    前記第４減算器（97）で求められた差と前記交流電源（12）の電圧との和を、前記無効電圧指令値（Viq）として求める第２加算器（95）とを更に有する
    ことを特徴とする電力変換装置。
  9. 請求項４において、
    前記有効電流制御器（276）は、
    前記加算結果（id*）と前記補償電流の有効成分（id）との間の差を求める第１減算器（83）と、
    少なくとも、前記第１減算器（83）で求められた差に比例する値を、制御値（id_out）として求める第１演算器（84）と、
    前記モータ（16）の１回転周期（Tm）における、前記第１演算器（84）で求められた前記制御値（id_out）の複数のサンプル点の値を、前記モータ（16）の複数の回転周期にわたって各サンプル点毎に累算し、累算結果（id_rpt）を求める第１繰り返し制御器（86）と、
    前記第１演算器（84）で求められた前記制御値（id_out）と前記第１繰り返し制御器（86）で求められた前記累算結果（id_rpt）との和を、前記有効電圧指令値（Vid）として求める第１加算器（85）とを有し、
    前記無効電流制御器（278）は、
    前記負荷電流の無効成分（iq*）と前記補償電流の無効成分（iq）との間の差を求める第２減算器（93）と、
    少なくとも、前記第２減算器（93）で求められた差に比例する値を、制御値（iq_out）として求める第２演算器（94）と、
    前記交流電源（12）の電圧の１周期（Ts）における、前記第２演算器（94）で求められた前記制御値（iq_out）の複数のサンプル点の値を、前記交流電源（12）の電圧の複数の周期にわたって各サンプル点毎に累算し、累算結果（iq_rpt）を求める第２繰り返し制御器（96）と、
    前記第２演算器（94）で求められた前記制御値（iq_out）と前記第２繰り返し制御器（96）で求められた前記累算結果（iq_rpt）との和を、前記無効電圧指令値（Viq）として求める第２加算器（95）とを有する
    ことを特徴とする電力変換装置。
  10. 請求項３において、
    前記補償制御部（260）は、
    前記負荷電流の有効成分から高域成分（imot）を抽出して出力するハイパスフィルタ（71）と、
    前記ハイパスフィルタ（71）から出力された高域成分（imot）の遅延を補償して、遅延が補償された高域成分（Vmot）を求める遅延制御部（75）と、
    前記電流補償コンデンサ（54）の電圧（Vdc）をその指令値（Vdc*）から減算した減算結果に基づいて求められた電圧補正値（id*）を、前記補償電流の有効成分（id）が打ち消すように、前記有効電圧指令値（Vid）を求めるための値を求める有効電流制御器（576）と、
    前記遅延が補償された高域成分（Vmot）を前記有効電流制御器（76）で求められた値に加算して、加算結果を前記有効電圧指令値（Vid）として求める加算器（77）と、
    前記負荷電流の無効成分（iq*）を、前記補償電流の無効成分（iq）が打ち消すように、前記無効電圧指令値（Viq）を求める無効電流制御器（78）とを有する
    ことを特徴とする電力変換装置。
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