JP6443169B2 - 制御装置 - Google Patents

Description

この発明は、アクティブフィルタを制御する技術に関し、特に並列形アクティブフィルタに関する。

従来、電力変換器の代表的な主回路構成としては、商用交流を直流電圧に一旦変換する整流回路、平滑回路と、得られた直流電圧を交流電圧に変換する電圧形インバータとを備えた構成が一般に用いられている。

平滑回路では、ＬＣフィルタを用いて商用周波数による電圧脈動を平滑化する。そしてＬＣフィルタには大型のコンデンサや大型のリアクトルが必要となる。このような大型のコンデンサや大型のリアクトルは、電力変換器の全体としての体積の増加やコストの増加増を招いている。

このため、ＬＣフィルタを小型化し、電力変換器に流れる電流のうち、電圧形インバータで実行されるスイッチングのキャリヤの周波数成分のみを、抑制する主回路構成が提案されている。具体的にはＬＣフィルタの構成要素であるコンデンサの静電容量を小さくし、電解コンデンサの採用を避ける。かかるＬＣフィルタを用いた電力変換器は、例えば特許文献４で紹介される。以下、このようなＬＣフィルタを用いた電力変換器を便宜上、電解コンデンサレス電力変換器と称することにする。

電解コンデンサレス電力変換器では、ＬＣフィルタにコンデンサが設けられてはいるものの、それはエネルギー蓄積要素としての機能をほとんど果たさない。このゆえに、整流回路によって直流電力が得られるものの、それは商用交流の周波数の２倍（商用交流が単相の場合）もしくは６倍（商用交流が三相の場合）で脈動し、高調波成分を有する。

また、電解コンデンサレス電力変換器が出力する交流電圧で交流負荷を駆動すると、当該交流負荷に依存した次数の高調波成分で、瞬時有効電力に脈動が発生する。例えば交流負荷としてモータを採用した場合、当該モータのスロット数をその相数で除した値と、その極対数との公倍数で定まる次数の高調波成分（モータ回転周波数を基本周波数とする：以下、「モータ高調波」と称す）で、瞬時有効電力に上記脈動が発生する。

例えば上記公倍数の最小値は、６スロットで３極対の構成を有する三相モータでは２と３の最小公倍数６を採る。

特許文献１には、ＬＣフィルタの共振を抑制しつつ、モータ高調波の成分のうち、６倍高調波に着目してこれが電源系統に流入するのを抑制するインバータが提案されている。

特許文献２，３には、電力変換器が発生する高調波電流を補償する装置として、アクティブフィルタが紹介されている。そして電源電流に流れる高調波電流が、電源周期に基づいた周期性を持つことに着目して、電流制御が行われている。

なお、後述する実施の形態において言及される技術を紹介する先行技術文献として、非特許文献１を挙げる。

特開２０１３−０８５４４４号公報 特開２０１４−１２１１４５号公報 特開２０１４−２０７７９８号公報 特開２００２−５１５８９号公報

舟橋、山田、「零位相差追従コントローラの一般化」、計測自動制御学会論文集、ｖｏｌ．２８，Ｎｏ．１，５９〜６６頁、１９９２年

特許文献１に示される技術では、６次高調波に着目しているものの、高調波が大きい集中巻モータでは特に、高次に亘ってモータ高調波を抑制する必要がある。電源高調波規格で規定されている高次高調波の次数は４０次程度である。４０次の高調波の周波数は２．４ｋＨｚ（＝６０Ｈｚ×４０）である。他方、空調機が備える冷媒コンプレッサに採用されるモータを駆動する電圧形インバータのスイッチング周波数は、一般的には５ｋＨｚ程度である。よって当該スイッチング周波数を除去するために備えられるＬＣフィルタは、上記４０次の高調波を低減する効果が小さい。また、高調波を抑制する動作に起因して電圧利用率（電圧形インバータにおける出力電圧の入力電圧に対する比）が低下する。

また特許文献２，３に示される技術では、電解コンデンサレス電力変換器が小容量のコンデンサしか用いないので、集中巻モータを駆動する場合には、モータの回転によるトルク変動に伴い直流電圧が脈動する。よって当該脈動に起因する高調波電流が電源系統に流入する。この高調波電流は、電源周期と一致しないので、特許文献２，３で示されたアクティブフィルタの電流制御では、かかる高調波電流は補償されない。

そこで本願ではアクティブフィルタを用いることにより、モータの回転により発生する高調波電流を抑制する技術の提供を目的とする。

この発明にかかる制御装置（７）はアクティブフィルタ（６）を制御する。前記アクティブフィルタは、電力変換器（２）に対し、補償電流（Ｉｃ；ｉｄ，ｉｑ）を駆動信号（Ｇ）に従ったスイッチング動作によって供給する。前記電力変換器は、交流電源（１）から入力した交流の電源電流（Ｉｓ）と前記補償電流との和たる負荷電流（Ｉｏ）に電力変換を行ってモータ（８）へ電力を供給する。

前記制御装置（７）は、駆動信号生成部（７４）と、有効電圧指令生成部（７５Ａ，７５Ｂ，７５Ｃ）とを備える。前記駆動信号生成部は、前記アクティブフィルタの出力電圧（Ｖｒ）の指令値たる電圧指令（Ｖｉｄ，Ｖｉｑ）に基づいて前記駆動信号を生成する。前記有効電圧指令生成部は、前記補償電流のうち瞬時有効電力に寄与する成分たる有効補償電流（ｉｄ）と前記有効補償電流の指令値たる有効補償電流指令（ｉｄ＊）とを含む組に対し、前記モータの回転周期（Ｔｍ）及び前記モータの回転位相（θｍ）並びに前記交流電源の電源周期（Ｔｓ）及び前記交流電源の電源位相（θｓ）とに基づいた電流制御を施して、前記出力電圧のうち前記瞬時有効電力に寄与する成分の指令値たる有効電圧指令（Ｖｉｄ）を求める。

望ましくは前記制御装置は、無効電圧指令生成部（７６Ａ，７６Ｃ）を更に備える。前記無効電圧指令生成部は、前記補償電流のうち瞬時無効電力に寄与する成分たる無効補償電流（ｉｑ）と前記無効補償電流の指令値たる無効補償電流指令（ｉｑ＊）とを含む組に対し、前記電源周期（Ｔｓ）及び前記電源位相（θｓ）に基づいた電流制御を施して、前記出力電圧の前記瞬時無効電力に寄与する成分の指令値たる無効電圧指令（Ｖｉｑ）を求める。

この発明にかかる制御装置によって制御されるアクティブフィルタの動作により、モータの回転により発生する高調波電流が抑制される。

第１の実施の形態にかかる制御装置７の構成及びその周辺の構成を例示するブロック図である。 図１の構成と比較するための構成を示すブロック図である。 比較例について電源電流、負荷電流、補償電流、有効補償電流、無効補償電流の波形を示すグラフである。 第１の実施の形態について電源電流、負荷電流、補償電流、有効補償電流、無効補償電流の波形を示すグラフである。 比較例について電源電流における高調波次数と高調波電流との関係を示すグラフである。 第１の実施の形態について電源電流における高調波次数と高調波電流との関係を示すグラフである。 第２の実施の形態の構成を部分的に示すブロック図である。 並列形アクティブフィルタと設置点との間の構成の等価回路を示す図である。 補償電流指令から補償電流までの周波数特性を示すボード線図である。 第２の実施の形態について電源電流、負荷電流、補償電流、有効補償電流、無効補償電流の波形を示すグラフである。 第２の実施の形態について電源電流における高調波次数と高調波電流との関係を示すグラフである。 第３の実施の形態の構成を部分的に示すブロック図である。 第３の実施の形態について電源電流、負荷電流、補償電流、有効補償電流、無効補償電流の波形を示すグラフである。 第３の実施の形態について電源電流における高調波次数と高調波電流との関係を示すグラフである。 ｄｑ変換器を示すブロック図である。

第１の実施の形態．
図１は第１の実施の形態にかかる制御装置７の構成及びその周辺の構成を例示するブロック図である。

制御装置７は並列形アクティブフィルタ６を制御する。並列形アクティブフィルタ６は、電力変換器２に対し、補償電流Ｉｃを供給する。このような供給は、並列形アクティブフィルタ６が駆動信号Ｇに従って行うスイッチング動作によって実現される。

電力変換器２は、交流電源１からは交流の電源電流Ｉｓを、並列形アクティブフィルタ６からは補償電流Ｉｃを、それぞれ入力する。電力変換器２は、負荷電流Ｉｏに電力変換を行って、負荷たるモータ８へと電力を供給する。

本実施の形態での例示では、電力変換器２は、整流回路２１と、電圧形インバータ２３と、ローパスフィルタとして機能するＬＣフィルタ２２とを含む。電圧形インバータ２３はモータ８を制御する。電力変換器２が電解コンデンサレス電力変換器であれば、ＬＣフィルタ２２を構成するコンデンサの静電容量は小さく、電圧形インバータ２３に入力する直流電圧は電源周波数の２倍（交流電源１が単相交流電源の場合）もしくは６倍（交流電源１が三相交流電源の場合）で大きく脈動する。以下、交流電源１が三相の場合を想定して説明する。

なお、ここでは補償電流Ｉｃについて並列形アクティブフィルタ６から交流電源１へ向かう方向を正に採っている。換言すれば、電力変換器２に入力する負荷電流Ｉｏは、電源電流Ｉｓと補償電流Ｉｃとの和である。もちろん、補償電流Ｉｃの向きを当該実施の形態の説明と逆向きに採っても、それは補償電流Ｉｃの極性の符号（正負）が変わるに過ぎない。

電源電流Ｉｓと補償電流Ｉｃとが合流する接続点は、並列形アクティブフィルタ６を設置する設置点として把握される。以下の便宜のため、設置点における電圧を設置点電圧Ｖｏとして予め導入する。

但し設置点と並列形アクティブフィルタ６の間には、実施には連系リアクトル４が設けられる。ここでは連系リアクトル４は一相分のみを図示しているが、実際には三相分設けられる。

補償電流Ｉｃのリプルを除去する観点から、例えば連系リアクトル４と設置点との間に、ローパスフィルタ９が更に設けられることが望ましい。ここではローパスフィルタ９は一相分のみを図示しているが、実際には三相分設けられる。

制御装置７は駆動信号生成部７４を備える。駆動信号生成部７４は、有効電圧指令Ｖｉｄ、無効電圧指令Ｖｉｑに基づいて駆動信号Ｇを生成する。有効電圧指令Ｖｉｄは、並列形アクティブフィルタ６の出力電圧Ｖｒの、瞬時有効電力成分に対応する指令値である。無効電圧指令Ｖｉｑは、出力電圧Ｖｒの、瞬時無効電力成分に対応する指令値である。

制御装置７は有効電圧指令生成部７５Ａを備える。有効電圧指令生成部７５Ａは、有効補償電流ｉｄと、有効補償電流指令ｉｄ＊とを含む組を入力する。有効補償電流ｉｄは、補償電流Ｉｃのうち瞬時有効電力に寄与する成分である。有効補償電流指令ｉｄ＊は、有効補償電流ｉｄの指令値である。

有効電圧指令生成部７５Ａは、有効補償電流ｉｄと、有効補償電流指令ｉｄ＊とを含む組に対し、モータ８の回転周期Ｔｍ及びモータの回転位相θｍ並びに交流電源１の電源周期Ｔｓ及び交流電源１の電源位相θｓに基づいた電流制御を施す。当該電流制御により、有効電圧指令Ｖｉｄが求められる。

回転周期Ｔｍ及び回転位相θｍは公知の技術で、例えばモータ８に流れる電流から求められるので、ここではこれらを求めるための技術の説明を省略する。

制御装置７は無効電圧指令生成部７６Ａを備える。無効電圧指令生成部７６Ａは、無効補償電流ｉｑと、無効補償電流指令ｉｑ＊とを含む組を入力する。無効補償電流ｉｑは、補償電流Ｉｃのうち瞬時無効電力に寄与する成分である。無効補償電流指令ｉｑ＊は、無効補償電流ｉｑの指令値である。

無効電圧指令生成部７６Ａは、無効補償電流ｉｑと、無効補償電流指令ｉｑ＊とを含む組に対し、電源周期Ｔｓ及び電源位相θｓに基づいた電流制御を施す。当該電流制御により、無効電圧指令Ｖｉｑが求められる。

並列形アクティブフィルタ６は例えばインバータ６１とコンデンサ６２とを備える。インバータ６１は補償電流Ｉｃを入出力することにより、コンデンサ６２を直流電圧Ｖｄｃに充放電する。

例えばインバータ６１は電圧形インバータであり、３つの電流経路（不図示）がコンデンサ６２に対して並列に接続され、各々の電流経路において二つのスイッチング素子（不図示）が設けられる。

制御装置７は変圧器７０１、位相検出器７０２、ｄｑ変換器７０３、７１１、ハイパスフィルタ７０４，７０５、減算器７０７、比例積分制御器７０８、加算器７０９を備えている。これらの動作は特許文献３で詳述されているので、以下では簡単な説明を行う。

変圧器７０１は交流電源１の三相電圧Ｖｓの一相分を検出し、これを位相検出器７０２に与える。位相検出器７０２は電源位相θｓを検出し、これをｄｑ変換器７０３，７１１に伝える。

ｄｑ変換器７０３は検出された負荷電流Ｉｏを三相／二相変換する。ｄ軸及びｑ軸は電源位相θｓと同期して回転する回転座標系である。諸量のｄ軸成分は瞬時有効電力に、ｑ軸成分は瞬時無効電力に、それぞれ寄与する成分である。

ｄｑ変換器７０３における三相／二相変換には、負荷電流Ｉｏの二相分、例えば負荷電流ｉｒ，ｉｔを用いる。

ｄｑ変換器７１１は検出された補償電流Ｉｃを三相／二相変換して有効補償電流ｉｄ、無効補償電流ｉｑを得る。

ハイパスフィルタ７０５は、負荷電流Ｉｏのうち瞬時無効電力に寄与する成分の、基本波成分である直流成分を除去して、無効補償電流指令ｉｑ＊を出力する。

ハイパスフィルタ７０４は、負荷電流Ｉｏのうち瞬時有効電力に寄与する成分の、基本波成分である直流成分を除去し、加算器７０９に出力する。

減算器７０７は直流電圧Ｖｄｃとその指令値Ｖｄｃ＊との偏差を求める。比例積分制御器７０８は当該偏差に比例積分制御を行って修正値を求める。当該修正値は加算器７０９によってハイパスフィルタ７０４の出力と加算される。これにより、有効補償電流指令ｉｄ＊が、加算器７０９から得られる。

無効電圧指令生成部７６Ａは、減算器７１３と繰り返し制御器７１５とを備える。

減算器７１３は、無効補償電流指令ｉｑ＊から無効補償電流ｉｑを減じた偏差である無効偏差Δｉｑを求める。

繰り返し制御器７１５は、無効偏差Δｉｑに対して繰り返し制御を行う。具体的には繰り返し制御器７１５は、電源周期Ｔｓに亘って無効偏差Δｉｑを累加した結果に所定ゲインを乗じて、無効電圧指令Ｖｉｑを求める。この際の累加において電源位相θｓが利用される。

有効電圧指令生成部７５Ａは、減算器７１２と、繰り返し制御器７１４，７１６と、加算器７１８とを備える。

減算器７１２は、有効補償電流指令ｉｄ＊から有効補償電流ｉｄを減じた偏差である有効偏差Δｉｄを求める。

繰り返し制御器７１６は、有効偏差Δｉｄに対して繰り返し制御を行う。具体的には繰り返し制御器７１６は、繰り返し制御器７１５と類似して、電源周期Ｔｓに亘って有効偏差Δｉｄを累加した結果に所定ゲインを乗じて、有効電圧指令Ｖｉｄについての第１成分ｖｄ１を求める。

繰り返し制御器７１４は、有効偏差Δｉｄに対して繰り返し制御を行う。具体的には繰り返し制御器７１４は、回転周期Ｔｍに亘って有効偏差Δｉｄを累加した結果に所定ゲインを乗じて、有効電圧指令Ｖｉｄについての第２成分ｖｄ２を求める。この際の累加において回転位相θｍが利用される。

繰り返し制御器７１４，７１５，７１６で行われる繰り返し制御それ自体は公知であるので、その動作及び構成の詳細な説明を省略する。

上述の有効偏差Δｉｄの累加や無効偏差Δｉｑの累加の代わりに、例えば特許文献３の図２や図３で示されるように、有効偏差Δｉｄに対してＰＩ制御（比例積分制御）あるいはＰＩＤ制御（比例積分微分制御）を行った値の累加や、無効偏差Δｉｑに対してＰＩ制御あるいはＰＩＤ制御を行った値の累加を行ってもよい（但しこのような累加に採用される周期、位相は繰り返し制御器７１４，７１５，７１６において採用される周期、位相である）。

あるいは特許文献３の図４で示されるように、有効偏差Δｉｄの累加に対して、有効偏差Δｉｄに対してＰＩ制御を行った値を更に加算したり、無効偏差Δｉｑの累加に対して、無効偏差Δｉｑに対してＰＩ制御を行った値を更に加算してもよい。

あるいは繰り返し制御器７１４において、有効偏差Δｉｄの累加の代わりに、有効補償電流指令ｉｄ＊の累加を、回転位相θｍに基づいて回転周期Ｔｍに亘って行ってもよい。この場合、繰り返し制御器７１４の出力から有効補償電流ｉｄを減じて得られる値（これは有効偏差Δｉｄと類似して、有効補償電流ｉｄとその指令値との偏差たる有効偏差とみることができる）に対し、ＰＩ制御あるいはＰＩＤ制御を行って第１成分ｖｄ１を得る。

あるいは繰り返し制御器７１６において、有効偏差Δｉｄの累加の代わりに、有効補償電流指令ｉｄ＊の累加を、電源位相θｓに基づいて電源周期Ｔｓに亘って行ってもよい。この場合、繰り返し制御器７１６の出力から有効補償電流ｉｄを減じて得られる値（これも有効偏差Δｉｄと類似して、有効補償電流ｉｄとその指令値との偏差たる有効偏差とみることができる）に対し、ＰＩ制御あるいはＰＩＤ制御を行って第２成分ｖｄ２を得る。

上述の様にして新たな有効偏差を得るための減算器が、有効電圧指令生成部７５Ａに追加的に設けられてもよい。

あるいは繰り返し制御器７１５において、無効偏差Δｉｑの累加の代わりに、無効補償電流指令ｉｑ＊の累加を電源位相θｓに基づいて電源周期Ｔｓに亘って行ってもよい。この場合、繰り返し制御器７１６の出力から無効補償電流ｉｑを減じて得られる値（これは無効偏差Δｉｑと類似して、無効補償電流ｉｑとその指令値との偏差たる無効偏差とみることができる）に対し、ＰＩ制御あるいはＰＩＤ制御を行って無効電圧指令Ｖｉｑを得る。かかる無効偏差は、無効偏差Δｉｑを得る代わりに、減算器７１３によって得ることができる。

加算器７１８は第１成分ｖｄ１と第２成分ｖｄ２とを加算して、有効電圧指令Ｖｉｄを出力する。

繰り返し制御器７１５，７１６は、それらによる繰り返し制御によって電源周期Ｔｓに基づく高調波電流を補償することに寄与する、電流制御器として機能する。

繰り返し制御器７１４は、その繰り返し制御によって回転周期Ｔｍに基づく高調波電流を補償することに寄与する、電流制御器として機能する。

特許文献２，３等で公知のように、負荷電流Ｉｏの高調波成分を抽出し、当該高調波成分が補償電流Ｉｃで補償される。そして本実施の形態では、補償電流Ｉｃについて上述の様に制御されることにより、電源周期Ｔｓに基づく高調波電流のみならず、回転周期Ｔｍに基づく高調波電流も補償される。よって本実施の形態では、電源電流Ｉｓから高調波電流が除去される効果が高い。

第１成分ｖｄ１と第２成分ｖｄ２とで、補償する高調波電流の帯域が異なるので、繰り返し制御器７１４に入力する有効偏差Δｉｄとしては、有効偏差Δｉｄのうち、その回転周期Ｔｍに基づくモータ高調波の成分を抽出した偏差Δｉｍであることが望ましい。

ハイパスフィルタ７１７は、有効偏差Δｉｄを入力して偏差Δｉｍを出力する。具体的にはハイパスフィルタ７１７は、有効偏差Δｉｄに対して、電源周期Ｔｓの逆数の所定数Ａ倍である周波数の成分を低減し、回転周期Ｔｍの逆数である回転周波数の所定数Ｎ倍である周波数の成分を抽出する抽出処理を行う抽出器として機能する。所定数Ａは例えば、交流電源１が単相交流電源である場合には２であり、交流電源１が三相交流電源である場合には６である。所定数Ｎはモータ８のスロット数をその相数で除した値（即ち相数に対するスロット数の比）と、その極対数との最小公倍数以上に選定される。例えばハイパスフィルタ７１７のカットオフ周波数は５００Ｈｚ（＞５０Ｈｚ×６）程度に選定される。他方、回転周波数に起因するモータ高調波は例えば１４００Ｈｚ程度であり、有効偏差Δｉｄのうちモータ高調波の成分を抽出した偏差Δｉｍはハイパスフィルタ７１７を通過する。

ＬＣフィルタ２２を構成するコンデンサの静電容量が大きく、電力変換器２がいわゆるコンデンサインプット型整流回路を有している場合には、回転周期Ｔｍに起因するモータ高調波は発生しにくい。よって本実施の形態で示される制御装置７は、必ずしも限定される訳ではないものの、電解コンデンサレス電力変換器に適した構成を有しているといえる。

電解コンデンサレス電力変換器を採用することにより、コンデンサインプット型整流回路を有している電力変換器２と比較して、ＬＣフィルタ２２を構成するコンデンサの静電容量を例えば１／５０に、ＬＣフィルタ２２を構成するリアクトルのインダクタンスを１／３に、それぞれ小型化できる。これにより、電力変換器２それ自体が小型化できる。

しかも並列形アクティブフィルタ６を採用する場合、電力変換器２が電解コンデンサレス電力変換器であれば、瞬時有効電力に寄与する高調波電流成分を抑制する制御ができる。よって並列形アクティブフィルタ６が補償する電力容量の低減のみならず、コンデンサ６２の静電容量も低減することができる。これは、電力変換器２、並列形アクティブフィルタ６を含めた装置全体について大幅な小型化を招来し、ひいては大幅なコストダウンをも企図できる。

図２は図１の構成と比較するための構成を示すブロック図であり、制御装置７の一部のみを抽出している。即ち、図２は比較例として、有効補償電流ｉｄと有効補償電流指令ｉｄ＊とを含む組から有効電圧指令Ｖｉｄを求める有効電圧指令生成部７５Ｚと、無効補償電流ｉｑと無効補償電流指令ｉｑ＊とを含む組から無効電圧指令Ｖｉｑを求める無効電圧指令生成部７６Ｚとを示している。

有効電圧指令生成部７５Ｚは有効電圧指令生成部７５Ａからハイパスフィルタ７１７、繰り返し制御器７１４、加算器７１８を除いた構成として把握できる。よって比較例における有効電圧指令Ｖｉｄは、ハイパスフィルタ７１７の効果を無視すると、本実施の形態にかかる制御装置７で得られる第１成分ｖｄ１に相当する。無効電圧指令生成部７６Ｚは、無効電圧指令生成部７６Ａと同一の構成であり、よって比較例において生成される無効電圧指令Ｖｉｑは、本実施の形態にかかる制御装置７で得られる無効電圧指令Ｖｉｑと同一である。

図３及び図４は、いずれも電源電流Ｉｓ、負荷電流Ｉｏ、補償電流Ｉｃ、有効補償電流ｉｄ、無効補償電流ｉｑの波形を示すグラフである。図３は比較例について、即ち図１に示された制御装置７において有効電圧指令生成部７５Ａ、無効電圧指令生成部７６Ａをそれぞれ有効電圧指令生成部７５Ｚ、無効電圧指令生成部７６Ｚで置換した場合に得られる諸量を示す。図４は本実施の形態にかかる制御装置７を採用した場合の諸量を示す。

図４に示された無効補償電流ｉｑの波形は、図３に示されたそれと大きな差異は認められない。しかし図４に示された有効補償電流ｉｄの波形は、図３に示されたそれに対して、（電源電流Ｉｓの波形からから把握される）電源周期の１／６の周期の変動に重畳しているモータ高調波が低減されていることが分かる。またこれを反映して、図４に示された電源電流Ｉｓの波形は、図３に示されたそれよりも正弦波に近い。

図５及び図６はいずれも、電源電流Ｉｓにおける高調波次数と高調波電流との関係を示すグラフである。いずれの図においても規格ＪＩＳＣ６１０００−３−２で規定されている高調波電流の限度値（但し有効入力電力が６００Ｗを超える空気調和機に適用されるもの）も併記した。また、これらの図では電源周波数として５０Ｈｚを、モータ高調波の周波数として１４０５Ｈｚを、それぞれ採用した。

図５において各次数の右側の棒グラフは、図２に示された構成を採用した場合における高調波電流を示す。図５において各次数の左側の棒グラフは、図２に示された構成において繰り返し制御器７１４が繰り返し制御器７１５と類似して、電源周期Ｔｓに亘って有効偏差Δｉｄを累加した結果に所定ゲインを乗じて、有効電圧指令Ｖｉｄを求めた場合における高調波電流を示す。

図６において各次数の右側の棒グラフは、本実施の形態にかかる制御装置を用いた場合の高調波電流を示す。図６において各次数の左側の棒グラフは、図２に示された構成を採用した場合における高調波電流を示し、図５において各次数の右側の棒グラフで示されたものと同一である。

図５、図６共に、電源周波数の６ｎ倍の変動を反映し、５，７次、１１，１３次、１７，１９次において高調波電流が大きく現れている。またモータ高調波の周波数が電源周波数のほぼ２８倍であることを反映し、２７次、２９次において高調波電流が大きく現れている。

図５から理解されるように、比較例の構成において、繰り返し制御器７１４が電源周期Ｔｓに基づいても回転周期Ｔｍに基づいても、モータ高調波に起因する２７次、２９次の高調波は上記限度値を超えている。

これは有効補償電流ｉｄに電源周波数の６ｎ倍成分と、モータ高調波が含まれると、回転周期Ｔｍあるいは電源周期Ｔｓのいずれか一方に基づいた繰り返し制御器を行っても、高調波電流補償が不十分とあることを表している。

これに対して図６から理解されるように、本実施の形態にかかる制御装置７を用いた場合には、いずれの次数においても高調波電流が限度値を下回っていることがわかる。

このようにして本実施の形態によれば、アクティブフィルタを用いることにより、モータの回転による発生する高調波電流を抑制できることがわかる。

第２の実施の形態．
図７は第２の実施の形態の構成を部分的に示すブロック図であり、制御装置７の一部のみを抽出している。第２の実施の形態における制御装置７は、第１の実施の形態における制御装置７の有効電圧指令生成部７５Ａを、有効電圧指令生成部７５Ｂに置換して得られる構成を有している。

有効電圧指令生成部７５Ｂも有効電圧指令生成部７５Ａと同様に、有効補償電流ｉｄと、有効補償電流指令ｉｄ＊とを含む組に対し、回転周期Ｔｍ及び回転位相θｍ並びに電源周期Ｔｓ及び電源位相θｓに基づいた電流制御を施す。当該電流制御により、有効電圧指令Ｖｉｄが求められる。

有効電圧指令生成部７５Ｂは減算器７１２及び繰り返し制御器７１６を備える。減算器７１２及び繰り返し制御器７１６の入力及び出力並びに実行される処理は、第１の実施の形態におけるそれぞれの入力及び出力並びに実行される処理と同一である。よって第２の実施の形態において求められる第１成分ｖｄ１も、第１の実施の形態において求められる第１成分ｖｄ１と同一である。

有効電圧指令生成部７５Ｂは有効補償電流指令ｉｄ＊から第２成分ｖｄ２を生成するフィードフォワード制御部７２ｂを備える。フィードフォワード制御部７２ｂは、進み補償器７２１と関数処理器７２２とを備える。

進み補償器７２１は、回転周期Ｔｍに基づいて、所定の遅延時間Ｔａで、有効補償電流指令ｉｄ＊を進相させて進相成分ｉｍ２＊を求める。遅延時間Ｔａの設定については後述する。

第１の実施の形態における繰り返し制御器７１４への入力と同様に、進み補償器７２１には有効補償電流指令ｉｄ＊それ自体では無く、その回転周期Ｔｍに基づく高調波電流の成分を抽出した抽出値ｉｍ１＊が入力することが望ましい。このような成分を抽出する抽出処理を行うため、有効電圧指令生成部７５Ｂはハイパスフィルタ７１７を備える。ハイパスフィルタ７１７の動作それ自体は第１の実施の形態と同じであるので、ここでの説明は省略する。

関数処理器７２２は、進相成分ｉｍ２＊に対して伝達関数Ｇ（ｓ）に従った処理を行って、第２成分ｖｄ２を求める。伝達関数Ｇ（ｓ）については、遅延時間Ｔａの設定と共に、後述する。

有効電圧指令生成部７５Ｂは加算器７１８を備える。加算器７１８は第１の実施の形態と同様に動作する。即ち第１成分ｖｄ１と第２成分ｖｄ２とを加算して、有効電圧指令Ｖｉｄを出力する。

以上のことから、フィードフォワード制御部７２ｂは、伝達関数（Ｇ（ｓ））を有するフィードフォワード制御を、有効補償電流指令ｉｄ＊（望ましくは抽出値ｉｍ１＊）に対して行って第２成分ｖｄ２を求める機能を果たす、と把握できる。

フィードフォワード制御部７２ｂの動作についてより詳細に説明する。図８は、並列形アクティブフィルタ６と設置点との間の構成の等価回路を示す。並列形アクティブフィルタ６の出力電圧Ｖｒと、設置点電圧Ｖｏとを導入した。また制御帯域となる１００〜３０００Ｈｚでは抵抗分の影響がないので無視している。

出力電圧Ｖｒに対する補償電流Ｉｃの伝達関数は下式（１）で表される。

更に、設置点電圧Ｖｏが電源電圧を反映し、外乱のない正弦波電圧であると考えることができる。この場合、設置点電圧Ｖｏは高調波成分を有しないので、式（１）のうち、Ｐ２（ｓ）・Ｖｏ（ｓ）の項は無視できて、下式（２）が得られる。

ここで伝達関数Ｇ（ｓ）は、補償電流Ｉｃから出力電圧Ｖｒを得るための伝達関数であることは明白である。つまり伝達関数Ｇ（ｓ）は、補償電流Ｉｃの指令値たる補償電流指令Ｉｃ＊を導入して式（３）を満足する。

いま、有効補償電流ｉｄについての指令値たる有効補償電流指令ｉｄ＊に対する処理を行うのであるから、式（３）に示されるように、関数処理器７２２によって有効電圧指令Ｖｉｄのうちの第２成分を求めることは妥当な演算である。

関数処理器７２２において発生する遅延時間を考慮すると、関数処理器７２２の処理対象となるデータを、進み補償器７２１によって遅延時間Ｔａだけ進める必要がある。

フィードフォワード制御部７２ｂにおける動作として、非特許文献１で紹介される零位相差追従制御法(Zero Phase Error Tracking Control method : ZPETC)が採用される場合を例に採って説明する。

式（１）の右辺で示されるシステムを離散化した離散時間システムにおいて、零点の一つが不安定零点として、零位相差追従制御法で設計したフィードフォワード制御器を想定すると、その伝達関数Ｇｚ［ｚ］は下式（４）で表される（算出過程は非特許文献１等で公知であるので省略する）。

このように想定されたフィードフォワード制御器に対し、２サンプル先の補償電流指令Ｉｃ＊［ｋ＋２］を与えると、補償電流指令Ｉｃ＊［ｋ］から実際の補償電流Ｉｃ［ｋ］までの伝達関数は、下式（５）で表される。

図９は、式（５）に基づいて、補償電流指令Ｉｃ＊［ｋ］から補償電流Ｉｃ［ｋ］までの周波数特性を示すボード線図である。図９で示されるように、上述の離散時間システムにおいて零点の一つのみを不安定零点とした場合には、２サンプル先の補償電流指令Ｉｃ＊［ｋ＋２］を用いて補償電流指令Ｉｃ＊［ｋ］を求めることにより、補償電流指令Ｉｃ＊［ｋ］と補償電流指令Ｉｃ＊［ｋ］との位相差が零となる。つまり、補償電流指令Ｉｃ＊［ｋ］の補償電流指令Ｉｃ＊［ｋ］への位相における追従誤差が零となる。

よってフィードフォワード制御部７２ｂにおいて、遅延時間Ｔａを２／ｆｃ（ｆｃ：有効補償電流指令ｉｄ＊をサンプリングしてフィードフォワード制御を行うサンプリング周波数）に設定することにより、フィードフォワード制御部７２ｂで位相における追従後差を零にすることができる。

この際、ハイパスフィルタ７１７の遅延時間Ｔｃをも考慮すると、Ｔａ＝２／ｆｃ＋Ｔｃとなる。

図１０は、本実施の形態にかかる制御装置７を採用した場合の、電源電流Ｉｓ、負荷電流Ｉｏ、補償電流Ｉｃ、有効補償電流ｉｄ、無効補償電流ｉｑの波形を示すグラフである。図１１は、本実施の形態について、電源電流Ｉｓにおける高調波次数と高調波電流との関係を示すグラフであり、図５、図６と同様に規格ＪＩＳＣ６１０００−３−２で規定されている高調波電流の限度値も併記した。また、図１１では図５、図６と同様に、電源周波数として５０Ｈｚを、モータ高調波の周波数として１４０５Ｈｚを、それぞれ採用した。

図１１において各次数の右側の棒グラフは、本実施の形態にかかる制御装置７を用いた場合の高調波電流を示す。図１１において各次数の左側の棒グラフは、図２に示された構成を採用した場合における高調波電流を示し、図５において各次数の右側の棒グラフで示されたものと同一である。

図１１から理解されるように、本実施の形態にかかる制御装置７を用いた場合には、いずれの次数においても高調波電流が限度値を下回っていることがわかる。

このようにして本実施の形態によれば、アクティブフィルタを用いることにより、電源周波数に起因した高調波電流だけでなく、モータの回転による発生する高調波電流を抑制できることがわかる。

また、本実施の形態によれば、フィードフォワード制御を採用することで、繰り返し制御を用いるよりも、高速かつ安定した高調波電流の抑制が実現される観点で好適である。具体的には、電源周期Ｔｓとは異なり、回転周期Ｔｍは変動する。本実施の形態では回転周期Ｔｍが変動する周期や幅が大きくても、高調波電流の抑制が高速に実行され、以て安定した高調波電流の抑制が実現される。

なお、上述の離散時間システムにおいて零点の二つのみを不安定零点とした場合には、３サンプル先の補償電流指令Ｉｃ＊［ｋ＋３］を用いて補償電流指令Ｉｃ＊［ｋ］を求めることにより、補償電流指令Ｉｃ＊［ｋ］と補償電流指令Ｉｃ＊［ｋ］との位相差が零となる。この場合には、本実施の形態においてＴａ＝３／ｆｃ＋Ｔｃとすることが望ましい。

進み補償器７２１の構成や動作については、例えば特許文献２で公知であるので、説明は簡単に留める。例えば進み補償器７２１は、回転周期Ｔｍの整数倍の期間、例えばＭ・Ｔｍ（Ｍは正整数）に亘って有効偏差Δｉｄを記憶する。そして進み補償器７２１は、回転位相θｍを得た時点から、遅延時間（Ｍ・Ｔｍ−Ｔａ）だけ遡った時点の有効偏差Δｉｄを出力する。回転周期Ｔｍを一定と見なせば、進み補償器７２１が出力する有効偏差Δｉｄは、遅延時間Ｔａだけ回転位相θｍに対して進相となる。

なるほど、上述の様に回転周期Ｔｍは変動するものの、その進み補償器７２１に対する影響は、進み補償器７２１自身の機能を含めたフィードフォワード制御によって排除されることになる。

第３の実施の形態．
図１２は第３の実施の形態の構成を部分的に示すブロック図であり、制御装置７の一部のみを抽出している。第３の実施の形態における制御装置７は、第１の実施の形態における制御装置７の有効電圧指令生成部７５Ａ及び無効電圧指令生成部７６Ａを、それぞれ有効電圧指令生成部７５Ｃ及び無効電圧指令生成部７６Ｃに置換して得られる構成を有している。

有効電圧指令生成部７５Ｃも有効電圧指令生成部７５Ａと同様に、有効補償電流ｉｄと、有効補償電流指令ｉｄ＊とを含む組に対し、回転周期Ｔｍ及び回転位相θｍ並びに電源周期Ｔｓ及び電源位相θｓに基づいた電流制御を施す。当該電流制御により、有効電圧指令Ｖｉｄが求められる。

無効電圧指令生成部７６Ｃも無効電圧指令生成部７６Ａと同様に、無効補償電流ｉｑと、無効補償電流指令ｉｑ＊とを含む組に対し、電源周期Ｔｓ及び電源位相θｓに基づいた電流制御を施す。当該電流制御により、無効電圧指令Ｖｉｑが求められる。

有効電圧指令生成部７５Ｃは、有効電圧指令生成部７５Ｂの繰り返し制御器７１６及びフィードフォワード制御部７２ｂを、それぞれＰＩ制御器７１４ｂ及びフィードフォワード制御部７２ｃに、それぞれ置換して得られる構成を有している。

つまり、減算器７１２から得られた有効偏差Δｉｄに対して、ＰＩ制御器７１４ｂがＰＩ制御を行って、第１成分ｖｄ１が得られる。

フィードフォワード制御部７２ｃは、ハイパスフィルタ７１７と、進み補償器７２１，７２４と、加算器７２３と、関数処理器７２２とを含む。

ハイパスフィルタ７１７は第２の実施の形態で説明された動作、つまり有効補償電流指令ｉｄ＊から回転周期Ｔｍに基づく高調波電流の成分を抽出した抽出値ｉｍ１＊の出力を行う。

進み補償器７２１は第２の実施の形態で説明された動作、つまり回転周期Ｔｍに基づいて、抽出値ｉｍ１＊を遅延時間Ｔａで進相させ、進相成分ｉｍ２＊を求める。遅延時間Ｔａはハイパスフィルタ７１７の遅延時間Ｔｃを考慮して、第２の実施の形態で説明されたように、例えばＴａ＝２／ｆｃ＋Ｔｃに設定される。

進み補償器７２４は、所定の遅延時間Ｔｂで、電源周期Ｔｓに基づいて有効補償電流指令ｉｄ＊を遅延時間Ｔｂで進相させ、進相成分ｉｄ２＊を求める。遅延時間Ｔｂは第２の実施の形態で説明されたようにして、例えばＴｂ＝２／ｆｃに設定される。

加算器７２３は進相成分ｉｍ２＊，ｉｄ２＊を加算して両者の和ｉ２＊を得る。

関数処理器７２２は和ｉ２＊に対して、第２の実施の形態で説明された伝達関数Ｇ（ｓ）に従った処理を行い、第２成分ｖｄ２を生成する。

第１の実施の形態と同様に、第１成分ｖｄ１と第２成分ｖｄ２とは加算器７１８とは加算器７１８で加算され、その和として有効電圧指令ｖｉｄが得られる。

無効電圧指令生成部７６Ｃは、減算器７１３、加算器７１９、フィードフォワード制御部７３、ＰＩ制御器７１５ｂを備える。

減算器７１３は、第１の実施の形態と同様にして無効偏差Δｉｑを求める。

ＰＩ制御器７１５ｂは、無効偏差Δｉｑに対してＰＩ制御を行って、無効電圧指令Ｖｉｑについての第１成分ｖｑ１を出力する。

フィードフォワード制御部７３は、第２の実施の形態で説明された伝達関数Ｇ（ｓ）を有するフィードフォワード制御を無効補償電流指令ｉｑ＊に対して行って、無効電圧指令Ｖｉｑについての第２成分ｖｑ２を求める。

加算器７１９は、第１成分ｖｑ１と第２成分ｖｑ２との和として、無効電圧指令Ｖｉｑを出力する。

フィードフォワード制御部７３は、進み補償器７３１と関数処理器７３２とを含む。

進み補償器７３１は、電源周期Ｔｓに基づいて、遅延時間Ｔｂで無効補償電流指令ｉｑ＊を進相させて進相成分ｉｍ３＊を求める。関数処理器７３２は、進相成分ｉｍ３＊を伝達関数Ｇ（ｓ）に従って処理して無効補償電流についての第２成分ｖｑ２を求める。

遅延時間Ｔａ，Ｔｂを上述の様に設定し、伝達関数Ｇ（ｓ）を第２の実施の形態と同様に設定することにより、第２の実施の形態と同様にして、第２成分ｖｄ２，ｖｑ２は零位相差追従制御に従って求められる。関数処理器７２２，７３２によってそれぞれ有効補償電流指令ｉｄ＊、無効補償電流指令ｉｑ＊から第２成分ｖｄ２，ｖｑ２を求めることは、式（３）に鑑みて妥当な演算である。

進み補償器７２４，７３１は、第２の実施の形態で説明された進み補償器７２１の構成と類似した構成で実現できる。

例えば進み補償器７２４は、電源周期Ｔｓの整数倍の期間、例えばＪ・Ｔｍ（Ｊは正整数）に亘って抽出値ｉｍ１＊を記憶する。そして進み補償器７２４は、電源位相θｓを得た時点から、遅延時間（Ｊ・Ｔｓ−Ｔｂ）だけ遡った時点の抽出値ｉｍ１＊を出力する。電源周期Ｔｓは一定と見なせば、進み補償器７２４が出力する抽出値ｉｍ１＊は、遅延時間Ｔｂだけ電源位相θｓに対して進相となる。

例えば進み補償器７３１は、電源周期Ｔｓの整数倍の期間、例えばＬ・Ｔｍ（Ｌは正整数）に亘って無効補償電流指令ｉｑ＊を記憶する。そして進み補償器７３１は、電源位相θｓを得た時点から、遅延時間（Ｌ・Ｔｓ−Ｔｂ）だけ遡った時点の無効補償電流指令ｉｑ＊を出力する。電源周期Ｔｓは一定と見なせば、進み補償器７３１が出力する無効補償電流指令ｉｑ＊は、遅延時間Ｔｂだけ電源位相θｓに対して進相となる。

図１３は、本実施の形態にかかる制御装置７を採用した場合の、電源電流Ｉｓ、負荷電流Ｉｏ、補償電流Ｉｃ、有効補償電流ｉｄ、無効補償電流ｉｑの波形を示すグラフである。図１４は、本実施の形態について電源電流Ｉｓにおける高調波次数と高調波電流との関係を示すグラフであり、図５、図６と同様に規格ＪＩＳＣ６１０００−３−２で規定されている高調波電流の限度値も併記した。また、図１４では図５、図６と同様に、電源周波数として５０Ｈｚを、モータ高調波の周波数として１４０５Ｈｚを、それぞれ採用した。

図１４において各次数の右側の棒グラフは、本実施の形態にかかる制御装置７を用いた場合の高調波電流を示す。図１４において各次数の左側の棒グラフは、図２に示された構成を採用した場合における高調波電流を示し、図５において各次数の右側の棒グラフで示されたものと同一である。

図１４から理解されるように、本実施の形態にかかる制御装置７を用いた場合には、いずれの次数においても高調波電流が限度値を下回っていることがわかる。

このようにして本実施の形態によれば、繰り返し制御器を用いなくても、ＰＩ制御器を用いて、第２の実施の形態と同様の効果が得られる。

第４の実施の形態．
上記実施の形態においてハイパスフィルタ７１７が担っていた、回転周波数の成分を抽出する抽出処理は、他の構成によって実現することができる。

図１５は、第１の実施の形態において採用されたハイパスフィルタ７１７に代替する、ｄｑ変換器７１７ｂを示すブロック図である。ｄｑ変換器７１７ｂは回転位相θｍのＮ倍の位相Ｎ・θｍに基づく座標変換を行い、入力された有効偏差Δｉｄのうち位相Ｎ・θｍと同相の成分を偏差Δｉｍ＊として出力する。このようにしてｄｑ変換器７１７ｂは、モータ高調波の成分を抽出する抽出処理を行う抽出器として機能する。

第２の実施の形態、第３の実施の形態においてもハイパスフィルタ７１７をｄｑ変換器７１７ｂに置換して、有効補償電流指令ｉｄ＊から抽出値ｉｍ１＊を得ることができる。

第５の実施の形態．
図９に示されたように、零位相差追従制御法では、振幅に誤差が生じる。但し、モータ高調波を補償する場合には、補償する対象となる周波数成分を１つと見なせる。よって、第２の実施の形態において、式（４）におけるゲインＫを、モータ高調波の周波数に応じて可変することが望ましい。これにより、第２成分ｖｄ２は有効補償電流指令ｉｄ＊に対し、位相だけでなく振幅においても追従性が向上する。

第３の実施の形態においても同様にして、第２成分ｖｄ２の有効補償電流指令ｉｄ＊に対する追従性、第２成分ｖｑ２の無効補償電流指令ｉｑ＊に対する追従性は、位相だけでなく振幅においても向上する。

変形．
第１の実施の形態では有効電圧指令生成部７５Ａと無効電圧指令生成部７６Ａとが対となって、第２の実施の形態では有効電圧指令生成部７５Ｂと無効電圧指令生成部７６Ａとが対となって、第３の実施の形態では有効電圧指令生成部７５Ｃと無効電圧指令生成部７６Ｃとが対となって、それぞれ制御装置７に採用されている。

他方、瞬時有効電力と瞬時無効電力とは位相が直行するので、有効電圧指令ｖｉｄと、無効電圧指令ｖｉｑとは独立して求めることができる。

よって制御装置７は、無効電圧指令生成部７６Ｃを、有効電圧指令生成部７５Ａ，７５Ｂのいずれか一方と組み合わせて採用することができる。同様に、制御装置７は、有効電圧指令生成部７５Ｃを、無効電圧指令生成部７６Ａと組み合わせて採用することができる。

１ 交流電源
２ 電力変換器
６ 並列形アクティブフィルタ
７ 制御装置
８ モータ
７２ｂ，７２ｃ，７３ フィードフォワード制御部
７４ 駆動信号生成部
７５Ａ，７５Ｂ，７５Ｃ 有効電圧指令生成部
７６Ａ，７６Ｃ 無効電圧指令生成部
７１２，７１３ 減算器
７１４，７１５，７１６ 繰り返し制御器
７１４ｂ，７１５ｂ ＰＩ制御器
７１７ ハイパスフィルタ
７１７ｂ ｄｑ変換器
７１８，７１９，７２３ 加算器
７２１，７２４，７３１ 補償器
７２２，７３２ 関数処理器

Claims (14)

1. 交流電源（１）から入力した交流の電源電流（Ｉｓ）と補償電流（Ｉｃ；ｉｄ，ｉｑ）との和たる負荷電流（Ｉｏ）に電力変換を行ってモータ（８）へ電力を供給する電力変換器（２）に対し、前記補償電流を駆動信号（Ｇ）に従ったスイッチング動作によって供給するアクティブフィルタ（６）を制御する制御装置（７）であって、
   前記アクティブフィルタの出力電圧（Ｖｒ）の指令値たる電圧指令（Ｖｉｄ，Ｖｉｑ）に基づいて前記駆動信号を生成する駆動信号生成部（７４）と、
   前記補償電流のうち瞬時有効電力に寄与する成分たる有効補償電流（ｉｄ）と前記有効補償電流の指令値たる有効補償電流指令（ｉｄ＊）とを含む組に対し、前記モータの回転周期（Ｔｍ）及び前記モータの回転位相（θｍ）並びに前記交流電源の電源周期（Ｔｓ）及び前記交流電源の電源位相（θｓ）とに基づいた電流制御を施して、前記出力電圧のうち前記瞬時有効電力に寄与する成分の指令値たる有効電圧指令（Ｖｉｄ）を求める有効電圧指令生成部（７５Ａ，７５Ｂ，７５Ｃ）と
   を備える制御装置。
2. 請求項１記載の制御装置であって、
   前記補償電流のうち瞬時無効電力に寄与する成分たる無効補償電流（ｉｑ）と前記無効補償電流の指令値たる無効補償電流指令（ｉｑ＊）とを含む組に対し、前記電源周期（Ｔｓ）及び前記電源位相（θｓ）に基づいた電流制御を施して、前記出力電圧の前記瞬時無効電力に寄与する成分の指令値たる無効電圧指令（Ｖｉｑ）を求める無効電圧指令生成部（７６Ａ，７６Ｃ）
   を更に備える制御装置。
3. 請求項１または請求項２記載の制御装置であって、
   前記有効電圧指令生成部（７５Ａ）は、
   前記有効補償電流指令（ｉｄ＊）に基づく値（Δｉｄ）を前記電源周期（Ｔｓ）に亘って累加した結果に所定ゲインを乗じて第１成分（ｖｄ１）を求める第１繰り返し制御器（７１６）と、
   前記値を前記回転周期（Ｔｍ）に亘って累加した結果に所定ゲインを乗じて第２成分（ｖｄ２）を求める第２繰り返し制御器（７１４）と、
   前記第１成分と前記第２成分とを加算して前記有効電圧指令（Ｖｉｄ）を出力する加算器（７１８）と
   を有する制御装置。
4. 請求項３記載の制御装置であって、
   前記値（Δｉｄ）に対して、前記電源周期（Ｔｓ）の逆数の第１の所定数（Ａ）倍である周波数の成分を低減し、前記回転周期（Ｔｍ）の逆数の第２の所定数（Ｎ）倍である周波数の成分を抽出する抽出処理を行い、前記抽出処理が施された前記値（Δｉｍ）を前記第２繰り返し制御器（７１４）に与える抽出器（７１７，７１７ｂ）
   を更に備え、
   前記第１の所定数は、前記交流電源（１）が単相交流電源であれば２であり、前記交流電源が三相交流電源であれば６であり、
   前記第２の所定数は、前記モータ（８）の極対数と、前記モータの相数に対するスロット数の比との最小公倍数以上に設定される、制御装置。
5. 請求項１又は請求項２記載の制御装置であって、
   前記有効電圧指令生成部（７５Ｂ）は、
   前記有効補償電流指令（ｉｄ＊）に基づく値（Δｉｄ）を前記電源周期（Ｔｓ）に亘って累加した結果に所定ゲインを乗じて第１成分（ｖｄ１）を求める第１繰り返し制御器（７１６）と、
   前記出力電圧（Ｖｒ）の前記補償電流（Ｉｃ）に対する伝達関数（Ｇ（ｓ））を有するフィードフォワード制御を前記有効補償電流指令に対して行って第２成分（ｖｄ２）を求めるフィードフォワード制御部（７２ｂ）と、
   前記第１成分と前記第２成分とを加算して前記有効電圧指令（Ｖｉｄ）を出力する加算器（７１８）と
   を有する制御装置。
6. 請求項５記載の制御装置であって、
   前記フィードフォワード制御部（７２ｂ）は、
   前記回転周期（Ｔｍ）に基づいて、前記フィードフォワード制御で位相の追従誤差を零とする遅延時間（Ｔａ）で、前記有効補償電流指令（ｉｄ＊，ｉｍ１＊）を進相させて進相成分（ｉｍ２＊）を求める進み補償器（７２１）と、
   前記進相成分を前記伝達関数に従って処理して前記第２成分（ｖｄ２）を求める関数処理器（７２２）と
   を含む制御装置。
7. 請求項６記載の制御装置であって、
   前記フィードフォワード制御部（７２ｂ）は、
   前記有効補償電流指令（ｉｄ＊）に対して、前記電源周期（Ｔｓ）の逆数の第１の所定数（Ａ）倍である周波数の成分を低減し、前記回転周期（Ｔｍ）の逆数の第２の所定数（Ｎ）倍である周波数の成分を抽出する抽出処理を行い、前記抽出処理が施された前記有効補償電流指令（ｉｍ１＊）を前記進み補償器（７２１）に与える抽出器（７１７，７１７ｂ）
   を更に含み、
   前記第１の所定数は、前記交流電源（１）が単相交流電源であれば２であり、前記交流電源が三相交流電源であれば６であり、
   前記第２の所定数は、前記モータ（８）の極対数と、前記モータの相数に対するスロット数の比との最小公倍数以上に設定される、制御装置。
8. 請求項１又は請求項２記載の制御装置であって、
   前記有効電圧指令生成部（７５Ｃ）は、
   前記有効補償電流指令（ｉｄ＊）から前記有効補償電流（ｉｄ）を減じた偏差である有効偏差（Δｉｄ）を求める減算器（７１２）と、
   前記有効偏差に対して比例積分制御を行って第１成分（ｖｑ１）を出力するＰＩ制御器（７１４ｂ）と、
   前記出力電圧（Ｖｒ）の前記補償電流（Ｉｃ）に対する伝達関数（Ｇ（ｓ））を有するフィードフォワード制御を前記有効補償電流指令に対して行って第２成分（ｖｄ２）を求めるフィードフォワード制御部（７２ｃ）と、
   前記第１成分と前記第２成分との和として前記有効電圧指令（Ｖｉｄ）を出力する加算器（７１８）と
   を有する、制御装置。
9. 請求項８記載の制御装置であって、
   前記フィードフォワード制御部（７２ｃ）は、
   前記電源周期（Ｔｓ）に基づいて、前記フィードフォワード制御で位相の追従誤差を零とする第１の遅延時間（Ｔｂ）で、前記有効補償電流指令を進相させて第１の進相成分（ｉｄ２＊）を求める第１の進み補償器（７２４）と、
   前記有効補償電流指令（ｉｄ＊）に対して、前記電源周期（Ｔｓ）の逆数の第１の所定数（Ａ）倍である周波数の成分を低減し、前記回転周期（Ｔｍ）の逆数の第２の所定数（Ｎ）倍である周波数の成分を抽出する抽出処理を行い、前記抽出処理が施された前記有効補償電流指令（ｉｍ１＊）を出力する抽出器（７１７，７１７ｂ）と、
   前記回転周期（Ｔｍ）に基づいて、前記フィードフォワード制御で位相の追従誤差を零とする第２の遅延時間（Ｔａ）で、前記抽出処理が施された前記有効補償電流指令を進相させて第２の進相成分（ｉｍ２＊）を求める第２の進み補償器（７２１）と、
   前記第１の進相成分と前記第２の進相成分との和（ｉ２＊）を前記伝達関数（Ｇ（ｓ））に従って処理して前記第２成分（ｖｄ２）を求める関数処理器（７２２）と
   を含み、
   前記第１の所定数は、前記交流電源（１）が単相交流電源であれば２であり、前記交流電源が三相交流電源であれば６であり、
   前記第２の所定数は、前記モータ（８）の極対数と、前記モータの相数に対するスロット数の比との最小公倍数以上に設定される、制御装置。
10. 請求項３〜４のいずれか一つに記載の制御装置であって、
    前記補償電流のうち瞬時無効電力に寄与する成分たる無効補償電流（ｉｑ）の指令値たる無効補償電流指令（ｉｑ＊）に基づく値（Δｉｑ）を前記電源周期（Ｔｓ）に亘って累加した結果に所定ゲインを乗じて、前記出力電圧（Ｖｒ）のうち前記瞬時無効電力に寄与する成分の指令値たる無効電圧指令（Ｖｉｑ）を求める第３繰り返し制御器（７１５）と
    を有する無効電圧指令生成部（７６Ａ）
    を更に備える制御装置。
11. 請求項５〜９のいずれか一つに記載の制御装置であって、
    前記補償電流のうち瞬時無効電力に寄与する成分たる無効補償電流（ｉｑ）の指令値たる無効補償電流指令（ｉｑ＊）に基づく値（Δｉｑ）を前記電源周期（Ｔｓ）に亘って累加した結果に所定ゲインを乗じて、前記出力電圧（Ｖｒ）のうち前記瞬時無効電力に寄与する成分の指令値たる無効電圧指令（Ｖｉｑ）を求める第３繰り返し制御器（７１５）と
    を有する無効電圧指令生成部（７６Ａ）
    を更に備える制御装置。
12. 請求項３〜９のいずれか一つに記載の制御装置であって、
    前記補償電流のうち瞬時無効電力に寄与する成分たる無効補償電流（ｉｑ）を、前記無効補償電流の指令値たる無効補償電流指令（ｉｑ＊）から減じた偏差である無効偏差（Δｉｑ）を求める減算器（７１３）と、
    前記出力電圧（Ｖｒ）のうち前記瞬時無効電力に寄与する成分の指令値たる無効電圧指令（Ｖｉｑ）を、前記無効電圧指令の第１成分（ｖｑ１）と前記無効電圧指令の第２成分（ｖｑ２）との和として出力する加算器（７１９）と
    前記無効偏差に対して比例積分制御を行って、前記無効電圧指令の前記第１成分を出力する第２のＰＩ制御器（７１５ｂ）と、
    前記出力電圧（Ｖｒ）の前記補償電流（Ｉｃ）に対する伝達関数（Ｇ（ｓ））を有するフィードフォワード制御を前記無効補償電流指令に対して行って前記無効電圧指令の前記第２成分を求めるフィードフォワード制御部（７３）と、
    を有する、制御装置。
13. 請求項１２記載の制御装置であって、
    前記フィードフォワード制御部（７３）は、
    前記電源周期（Ｔｓ）に基づいて、前記フィードフォワード制御で位相の追従誤差を零とする遅延時間（Ｔｂ）で、前記無効補償電流指令（ｉｑ＊）を進相させて進相成分（ｉｍ３＊）を求める進み補償器（７３１）と、
    前記進相成分を前記伝達関数に従って処理して前記無効電圧指令の前記第２成分（ｖｑ２）を求める関数処理器（７３２）と
    を含む制御装置。
14. 請求項５〜９、１１〜１３のいずれか一つに記載の制御装置であって、
    前記伝達関数（Ｇ（ｓ））のゲイン（Ｋ）は前記回転周期（Ｔｍ）の逆数の所定数（Ｎ）倍に応じて異なり、
    前記所定数は、前記モータ（８）の極対数と、前記モータの相数に対するスロット数の比との最小公倍数以上に設定される、制御装置。