JP6180696B2 - 電力変換装置 - Google Patents
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Description
この電力変換装置において、入出力電力に歪が含まれていると、機器類の騒音や振動の原因となるため、この入出力電力の歪を抑制する対策が行われてきた。この一つとして、パルス幅変調方式が用いられ、高速に制御を行い、出力をできるだけ正弦波に近づけるようにしている。また、ここでは、スイッチング信号を生成するために、キャリア比較方式という手法が行われている。
対称三角波を使用する理由は、対称三角波の持つ高調波成分と非対称三角波の持つ高調波成分との比較から、前者に比べて後者の方が、低次高調波が多くなるからである。
この発明は、非対称波形の信号をキャリア信号として使用し、出力波形の高調波を抑制できる電力変換装置を提供することを目的とするものである。
以下、この発明の実施の形態1による電力変換装置を、図1に基づいて説明する。
図1は、実施の形態1に係る電力変換装置110の概略的な構成図であって、パルス幅変調制御を実現するキャリア比較方式の構成を表している。
この電力変換装置110には、半導体デバイスをスイッチング素子に使用した電力変換回路3を備えており、電力変換回路3には比較手段5が接続され、比較手段5から電力変換回路3に、スイッチング動作を制御するゲート信号が供給される。
図3(a)は、信号の状態を表しており、図において、aはキャリア信号であって、非対称三角波信号である。bは所望の電圧波形の指令値信号である。cは指令値信号bに非対称三角波信号aの2次高調波を重畳した補正後指令値信号を表している。なお、図3(a)中の階段状の波形は、補正後指令値信号cをゼロ次ホールドした信号を表している。図3(b)は、図3(a)に示した非対称三角波信号aと補正後指令値信号cとを用いてパルス幅変調制御して得られた出力信号(ゲート信号)を表している。図3(c)は、図3(b)に示した出力信号を周波数解析した結果であって、ここに示す通り、指令値信号に対して補正を行ったことにより2次高調波スペクトルがほとんど立っていない。この例では、2次高調波だけを指令値に重畳してから変調を行ったが、他の次数の高調波を抑制したい場合にはその次数の高調波を指令値に重畳すれば良い。次数の異なる2つ以上の高調波を同時に重畳することももちろん可能である。この方法では、重畳する高調波の振幅と位相が極めて重要であるが、これを求めることはさほど難しくない。
図4(a)は、信号の状態を表しており、a0は、キャリア信号であって、対称三角波信号である。bは、所望の電圧波形の指令値信号である。なお、図4(a)中の階段状の波形は、補正後指令値信号cをゼロ次ホールドした信号を表している。図4(b)は、図4(a)に示した対称三角波信号a0と指令値信号bとを用いてパルス幅変調制御して得られた出力信号(ゲート信号)を表している。図4(c)は、図4(b)に示した出力信号を周波数解析した結果であって、ここに示す通り、出力波形にキャリア波のスペクトルが含まれているものの、低次高調波のスペクトルはほとんど立っていない。これは対称三角波が偶数次のスペクトルを持っていないためである。
次に、実施の形態2として、指令値信号を補正する具体的な構成について説明する。
図7は、実施の形態2に係る電力変換装置の構成図である。図7において、図1に示した構成と各々同一又は相当部分にはそれぞれ同一の符号を付けて説明する。図7では、電力変換装置110として、電圧型単相インバータを示している。電力変換装置110は、電力変換回路3、電力変換回路3の制御装置100および上位コントローラ103を備えている。上位コントローラ103は電力変換回路3の制御装置100に対して、電圧や電流の指令値を送信する。負荷1がモータである場合には、上位コントローラ103は速度指令や位置指令を制御装置100へ与えることもある。電力変換装置110はこの指令値に基づいて動作する。
プロセッサ101は非対称キャリア信号によって生じる高調波を抑制するために電圧指令に補正を加えた補正後電圧指令を決定する。すなわち、前述の実施の形態1において示した指令値補正手段16に相当し、図示していないが、非対称キャリア信号発生手段4から発生された非対称キャリア信号に関する情報を入手して、補正後電圧指令を決定するものである。
図8は、この発明の実施の形態3に係る電力変換装置の構成を示す図である。電力変換回路の制御装置100は、非対称キャリア信号発生手段4、比較手段5、高調波電圧歪補正手段6を備えている。図8に示した高調波電圧歪補正手段6は、図7に示したメモリ102に記憶されたプログラムを実行するプロセッサ101、または図示していないシステムLSI等の処理回路によって実現される。また、複数のプロセッサ101および複数のメモリ102が連携して前述の機能を実行しても良いし、複数の処理回路が連携して前述の機能を実行してもよい。また、複数のプロセッサ101および複数のメモリ102と、複数の処理回路との組み合わせにより連携して前述の機能を実行しても良い。
非対称キャリア信号を用いて正弦波状の指令値信号をそのままパルス幅変調すると、指令値信号の周波数がキャリア信号の周波数に接近した際に、出力信号に含まれる高調波が増大することは既に説明した通りであるが、このことを数式的に表現すると以下のように説明できる。
図9の計算では高速フーリエ変換のアルゴリズムを用いているが、高速フーリエ変換を行うと高調波の振幅スペクトルと位相スペクトルが同時に求まるので、求めた高調波信号を電圧指令から差し引いて補正を行う。この図9のような計算結果を計算機シミュレーションで得ることによって、実施の形態3では、図9に示される計算結果をもとに電圧指令値信号の補正を行っている。
図11は、この発明の実施の形態4の電力変換装置110の構成図である。実施の形態3との相違点として、高調波電圧歪補正手段6は、減算器6aと、電圧指令を非対称キャリア信号によってパルス幅変調する比較手段6dと、この比較手段6dによって生成されたパルス列をフーリエ変換して高調波スペクトルを計算する高調波演算手段6cから構成されているところである。この高調波電圧歪補正手段6においては、電圧指令から高調波信号を差し引くことで補正後電圧指令を決定している。
高調波スペクトルを計算する方法としては、一例としては、パルス幅変調の結果得られるパルスを実際にフーリエ変換する方法がある。その他には、複素二重フーリエ級数やスイッチング関数を用いる計算法がある。実際には、パルスを実際にフーリエ変換するほうが簡単に高調波を求められるので、この高調波演算手段6cでは単に高調波を演算して出力するものとする。
実施の形態2から4ではフィードフォワード制御的な構成を示したが、フィードバック制御で非対称キャリア信号による高調波歪を抑制することも可能である。
図12は、この発明の実施の形態5に係る電力変換装置の構成図である。図12では電流検出手段7を新たに備え、電流検出手段7によって得られる検出電流または検出電圧から、非対称キャリア信号によって生じる高調波電流歪を、高調波抽出手段6eで抽出し、これをもとに電圧指令に対して補正を加える構成となっている。具体的な高調波の抽出方法としてはフーリエ変換を使う方法を使用できる。
このような場合に関しては、二つのPID制御器を用いて補正電圧を決定するのが良い。一つ目のPID制御器は2次高調波電流の余弦成分I2cを零にするためものであり、重畳する2次高調波電圧の余弦成分を決定する。二つ目のPID制御器は正弦成分I2sを零にするためのものであり、重畳する2次高調波電圧の正弦成分を決定する。余弦成分と正弦成分が判れば、式(3)に示される2次高調波の振幅V2hと位相θ2を計算することができるので、あとは実施の形態2および3と同様の補正を加えれば良い。
この方法は、電流や電圧を検出しながら、高調波歪が小さくなるように指令値を操作するので、非対称キャリア信号以外にも高調波歪が増大する外乱要因があるような場合にも有効である。
実施の形態2および3では、フィードフォワード補償とフィードバック補償を個別に説明してきたが、もちろん、フィードフォワード補償とフィードバック補償を併用することも可能である。
図13は、この発明の実施の形態6の電力変換装置の構成図である。図13では、電流検出手段7と高調波電圧歪補正手段6を備えており、高調波電圧歪補正手段6の内容として、高調波参照手段6b、高調波抽出手段6eおよび制御手段6fを備え、実施の形態3で説明したフィードフォワード補償と、実施の形態5で説明したフィードバック補償の両方を行っている。すなわち、実施の形態3において説明したように、指令信号に基づいてこの二通りの制御系を組み合わせて使用することにより指令信号の補正をより確実に行うことができるため、高調波をより効果的に低減することが可能となる。
図14は、この発明の実施の形態7に係る電力変換装置の構成を示す図である。
この実施の形態7は、前述の実施の形態1から6に説明した非対称キャリア信号を使用したパルス幅変調を行う電力変換装置を使用し、さらに、1シャント電流検出を行うようにしたものである。このため、多相電力変換回路31は直流電力と多相交流電力とを双方向に供給可能なDC−AC変換器であり、直流母線側に流れる直流母線電流を検出する直流母線電流検出手段7bと、DC−AC変換器のスイッチングパターンと前記直流母線電流から多相交流側に流れる多相交流電流を復元する相電流復元部8を備えている。
すなわち、図14に示すように、第一の電圧指令作成手段9において、別途供給される電流指令および周波数指令に基づいて第一の電圧指令が作成される。この第一の電圧指令は、高調波電圧歪補正手段6において、高調波による電圧歪分が補正されて補正後の第一の電圧指令が設定される。
一方、第二の電圧指令作成手段10においては、多相交流電流を復元するために必要な電流検出待ち時間が確保された第二の電圧指令を出力する。
負荷に供給される電力を制御するのは前述の第一の電圧指令の役割だが、インバータの最終的な出力電圧は第一の電圧指令と第二の電圧指令の両方を加味した時間平均によって決定される。多くの場合、第一の電圧指令と第二の電圧指令のベクトルの方向は一致しないため、前述の第二の電圧指令を出力する期間が長ければ長いほど、インバータが出力可能な最大電圧は減少する。
この実施の形態7では非対称キャリア信号を用いることで、第二の電圧指令の出力期間を極力短くし、電源電圧の利用率を向上させている。
第二の電圧指令が比較手段5に送られると、比較手段5から多相電力変換回路31と相電流復元部8に対して直流母線電流の検出の指令が出される。
電圧形三相インバータの上下スイッチは基本的には相補的に動作する。つまり、多相電力変換回路31の、上側のスイッチがオンのときは下側のスイッチがオフ、下側のスイッチがオンのときは上側のスイッチがオフとなる。また、電圧形三相インバータの電流経路は、ゲート信号によって決定され、例えば、u相上側のゲート信号がオン、v相上側およびw相上側のゲート信号がオフであった場合、インバータは、V1という電圧ベクトルを出力するが、インバータの直流母線部に流れる電流は、三相モータのu相電流に等しくなる。したがって、電圧ベクトルV1を出力しているときに直流母線電流を検出すると、u相電流の値を得ることができる。また、u相上側およびv相上側のゲート信号がオン、w相上側のゲート信号がオフであった場合、インバータはV2という電圧ベクトルを出力するが、インバータの直流母線部に流れる電流は三相モータのw相電流に等しくなる。
図15においては、非対称キャリア信号の信号減少期間のほうが信号増加期間よりも短いので、信号減少期間で第二の電圧指令Vu2*、Vv2*、Vw2*を出力し、信号増加期間で第一の電圧指令Vu1*、Vv1*、Vw1*を出力している。
図15において、インバータの電圧ベクトルはV1、V2、V7、V2、V1の順に変化する。三相電流を復元するには、 V0とV7以外の電圧ベクトルを所定の期間、出力し続ける必要がある。ここでは電流検出に必要な待ち時間をTwとしている。なお、Twをどの程度の長さに設定すれば良いかについては、直流母線電流の波形から判断することができる。
前述の通り、第一の電圧指令は一般的な制御法で求まり、高調波歪の補正については実施の形態6までに説明した方法で行うことができる。
前述の通り、インバータの最終的な出力電圧は第一の電圧指令と第二の電圧指令の両方を加味した時間平均によって決定される。第二の電圧指令を平均値が零の高周波電圧信号とすれば、出力電圧はおおよそ第一の電圧指令に等しくなるのだが、そうした場合、2つのデメリットが生じる。1つは第二の電圧指令を出力している期間の分だけ、出力可能な最大電圧が下がるということである。もう1つは高周波電圧を印加することによってトルク脈動や振動、騒音と言った問題が生じる恐れがあることである。このようなデメリットを回避するため、この実施の形態では第二の電圧指令の平均値が零になることにはこだわらず、第二の電圧指令を以下のように決定する。
まず、第一の電圧指令Vu1*、Vv1*、Vw1*の大小関係を調べる。そして、第二の電圧指令は第一の電圧指令が大きい相の順番で、キャリア信号の最大値、キャリア信号の中間値、キャリア信号の最小値に設定する。例えば、図15の場合、第一の電圧指令が最も大きいのはu相で、次に大きいのはv相、最も小さいのはw相となるので、第二のu相電圧指令Vu2*はキャリア信号の最大値、第二のv電圧指令Vv2*はキャリア信号の中間値、第二のw相電圧指令Vw2*はキャリア信号の最小値とする。
このように第二の電圧指令を決定すると、第一の電圧指令と第二の電圧指令のベクトルの位相差が小さくなる。これにより、第二の電圧指令による最大電圧の低下が小さく抑えられるので、電源電圧を有効に活用できる。高周波電圧を印加するわけでもないので、トルク脈動や振動、騒音といった問題も生じにくい。
次に、非対称キャリア信号の決定方法について説明する。まず、インバータの発熱の観点からキャリア信号の周波数fcを決定する。キャリア信号の周期Tcは、Tc=1/fcで求められる。信号増加期間と信号減少期間のうち短い方の期間を、2Twと同じか、2Twよりもわずかに長い値に設定するのが良い。図15では、信号減少期間をほぼ2Tw、信号増加期間をほぼTc−2Twに設定している。
この実施の形態において説明した第二の電圧指令と非対称キャリア信号の設定法は、相電流復元を確実かつ簡単に行い、かつ電流検出タイミングのズレと制御遅延を最小限にするために行ったものである。
また、この発明は一般的な計算機による実装が容易である。この発明は、非対称キャリア信号を用いた1シャント電流復元技術と併用可能であり、安価な装置構成で振動や騒音の小さいモータ駆動システムを提供する。また、キャリア信号の周波数を高めずとも非対称三角波による高調波を抑制することが可能となるため、スイッチング損失が低減されて放熱部品を小型化することが可能となる。
Claims (8)
- 半導体デバイスのスイッチング動作によって電力変換を行う電力変換回路、キャリア信号が最大値から最小値へと変化するのに要する信号減少期間と最小値から最大値へと変化するのに要する信号増加期間が異なる非対称キャリア信号を発生する非対称キャリア信号発生手段、指令値を発生する指令値発生手段、前記非対称キャリア信号発生手段からの前記非対称キャリア信号と前記指令値発生手段の前記指令値を受け、前記指令値を前記非対称キャリア信号に基づいて補正して補正後指令値を出力する指令値補正手段、および前記指令値補正手段からの前記補正後指令値と前記非対称キャリア信号とを比較して前記電力変換回路の前記スイッチング動作のゲート信号を決定する比較手段を備えたことを特徴とする電力変換装置。
- 前記指令値補正手段は、前記非対称キャリア信号によって生じる高調波を用いて前記電力変換回路の出力の指令値を補正する高調波電圧歪補正手段であって、前記高調波電圧歪補正手段は、前記高調波のうち2次高調波を抑制するようにしたことを特徴とする請求項1に記載の電力変換装置。
- 前記高調波電圧歪補正手段は、減算器を備え、前記減算器において前記指令値から前記高調波を差し引いて前記補正後指令値を前記比較手段に出力することを特徴とする請求項2に記載の電力変換装置。
- 前記高調波電圧歪補正手段は、前記指令値をもとに前記非対称キャリア信号によって生じる高調波成分を参照して補正信号を出力する高調波参照手段を備え、前記補正信号を用いて前記指令値を補正して前記補正後指令値を出力することを特徴とする請求項3に記載の電力変換装置。
- 前記高調波電圧歪補正手段は、前記指令値と前記非対称キャリア信号から高調波を演算する高調波演算手段を備え、算出された高調波信号を前記指令値から差し引いて前記補正後指令値を出力することを特徴とする請求項3に記載の電力変換装置。
- 前記電力変換回路の出力を検出する検出手段と、前記検出手段から取得した検出値から前記非対称キャリア信号によって生じる高調波歪を抽出する高調波抽出手段と、前記高調波抽出手段の出力によって補正信号を設定する制御手段とを備えたことを特徴とする請求項3に記載の電力変換装置。
- 前記高調波電圧歪補正手段は、前記指令値をもとに前記非対称キャリア信号によって生じる高調波成分を参照して補正信号を出力する高調波参照手段を備え、前記補正信号を用いて前記指令値を補正して第一の補正信号を設定すると共に、前記制御手段にて設定される補正信号を第二の補正信号とし、前記第一の補正信号と前記第二の補正信号とを用いて前記指令値を補正して前記補正後指令値を出力することを特徴とする請求項6に記載の電力変換装置。
- 前記電力変換回路が、直流電力と多相交流電力とを双方向に供給可能な多相電力変換回路であって、
前記指令値発生手段は、指令値として第一の指令を発生し、
前記多相電力変換回路に設けられた直流母線電流検出手段、前記多相電力変換回路のスイッチングパターンと前記直流母線電流検出手段によって検出された直流母線電流から多相交流側に流れる相電流を復元する相電流復元部、前記相電流の復元のための第二の指令を出力する第二の指令作成手段、および前記指令値補正手段からの前記補正後指令値と前記第二の指令のどちらの指令を前記比較手段へ送信するか選択する電圧指令選択手段を備え、前記電圧指令選択手段は前記非対称キャリア信号の前記信号増加期間と前記信号減少期間のうち、短い方の期間で前記第二の指令を出力することを特徴とする請求項1に記載の電力変換装置。
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