CN116235406A - 功率转换装置及包括该功率转换装置的热泵系统 - Google Patents

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河野雅树
藤原正英
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Abstract

在将驱动信号(Sd)的生成中采用的载波频率设为fsw(kHz)、将功率转换部(10)的最大输入功率设为Pmax(kW)、将驱动信号(Sd)的死区时间设为Td(μs)的情况下，式Td≤(34.00/fsw‑0.145)(1.55‑0.055＊Pmax)成立。

Description

功率转换装置及包括该功率转换装置的热泵系统
技术领域
本公开涉及一种功率转换装置及包括该功率转换装置的热泵系统，该功率转换装置包括：对由交流电源输出的三相交流进行功率转换的功率转换部、以及使补偿电流流入所述交流电源的电流补偿部。
背景技术
在专利文献1中公开了一种功率转换装置，该功率转换装置包括：对由交流电源输出的三相交流进行功率转换的功率转换部、以及使补偿电流流入所述交流电源的电流补偿部。在该功率转换装置中，所述电流补偿部具有电流补偿部用变换器、电流补偿部用电容器、电流补偿部用电抗器、补偿控制部以及驱动信号生成部。所述电流补偿部用变换器具有多个开关元件，所述电流补偿部用电容器连接在所述电流补偿部用变换器的直流侧节点间，所述电流补偿部用电抗器连接在所述电流补偿部用变换器的交流侧与所述交流电源之间，所述补偿控制部求出输出电压指令值，以便利用所述补偿电流降低从所述交流电源供向所述功率转换装置的电源电流中所包含的高次谐波分量，所述驱动信号生成部基于所述输出电压指令值通过三相调制方式生成驱动信号，所述驱动信号用于驱动所述开关元件。
现有技术文献
专利文献
专利文献1：日本公开专利公报特开2015－92813号公报
发明内容
－发明要解决的技术问题－
就专利文献1那样的包括电流补偿部的功率转换装置而言，如果增大死区时间在电流补偿部用变换器的载波周期中所占的比例，则有时不能充分地补偿负载电流中所包含的高次谐波分量。
本公开的目的在于：在包括电流补偿部的功率转换装置中，更有效地补偿负载电流中所包含的高次谐波分量。
－用以解决技术问题的技术方案－
本公开的第一方面为一种功率转换装置，其包括对由交流电源2输出的三相交流进行功率转换的功率转换部10、以及使补偿电流Ia(uvw)流入所述交流电源2的电流补偿部20，其特征在于：所述电流补偿部20具有电流补偿部用变换器21、电流补偿部用电容器22、电流补偿部用电抗器23、补偿控制部26以及驱动信号生成部27，所述电流补偿部用变换器21具有多个开关元件Sr1、Sr2、Ss1、Ss2、St1、St2，所述电流补偿部用电容器22连接在所述电流补偿部用变换器21的直流侧节点21a、21b间，所述电流补偿部用电抗器23连接在所述电流补偿部用变换器21的交流侧与所述交流电源2之间，所述补偿控制部26求出输出电压指令值Vid、Viq，以便利用所述补偿电流Ia(uvw)降低从所述交流电源2供向所述功率转换装置100的电源电流Is(uvw)中所包含的高次谐波分量，所述驱动信号生成部27基于所述输出电压指令值Vid、Viq通过三相调制方式生成驱动信号Sd，所述驱动信号Sd用于驱动所述开关元件Sr1、Sr2、Ss1、Ss2、St1、St2，所述电流补偿部用变换器21通过所述开关元件Sr1、Sr2、Ss1、Ss2、St1、St2的开关动作，经由所述电流补偿部用电抗器23使所述补偿电流Ia(uvw)流入所述交流电源2，在将所述驱动信号Sd的生成中采用的载波频率设为fsw(kHz)、将所述功率转换部10的最大输入功率设为Pmax(kW)、将所述驱动信号Sd的死区时间设为Td(μs)的情况下，下式(1)成立：
Td≤(34.00/fsw－0.145)(1.55－0.055＊Pmax)……(1)。
在第一方面中，与式(1)不成立的情况相比，能够有效地降低电源电流Is(uvw)中所包含的高次谐波分量。因此，容易使电源电流Is(uvw)与IEC(InternationalElectrotechnical Commission，国际电工技术委员会)制定的高次谐波标准即IEC61000-3-2相符。
本公开的第二方面为一种功率转换装置，其包括对由交流电源2输出的三相交流进行功率转换的功率转换部10、以及使补偿电流Ia(uvw)流入所述交流电源2的电流补偿部20，其特征在于：所述电流补偿部20具有电流补偿部用变换器21、电流补偿部用电容器22、电流补偿部用电抗器23、补偿控制部26以及驱动信号生成部27。所述电流补偿部用变换器21具有多个开关元件Sr1、Sr2、Ss1、Ss2、St1、St2，所述电流补偿部用电容器22连接在所述电流补偿部用变换器21的直流侧节点21a、21b间，所述电流补偿部用电抗器23连接在所述电流补偿部用变换器21的交流侧与所述交流电源2之间，所述补偿控制部26求出输出电压指令值Vid、Viq，以便利用所述补偿电流Ia(uvw)降低从所述交流电源2供向所述功率转换装置100的电源电流Is(uvw)中所包含的高次谐波分量，所述驱动信号生成部27基于所述输出电压指令值Vid、Viq通过二相调制方式生成驱动信号Sd，所述驱动信号Sd用于驱动所述开关元件Sr1、Sr2、Ss1、Ss2、St1、St2，所述电流补偿部用变换器21通过所述开关元件Sr1、Sr2、Ss1、Ss2、St1、St2的开关动作，经由所述电流补偿部用电抗器23使所述补偿电流Ia(uvw)流入所述交流电源2，在将所述驱动信号Sd的生成中采用的载波频率设为fsw(kHz)、将所述功率转换部10的最大输入功率设为Pmax(kW)、将所述驱动信号Sd的死区时间设为Td(μs)的情况下，下式(2)成立：
Td≤(45.23/fsw－0.135)(1.48－0.048＊Pmax)……(2)。
在第二方面中，与式(2)不成立的情况相比，能够有效地降低电源电流Is(uvw)中所包含的高次谐波分量。因此，容易使电源电流Is(uvw)与IEC制定的高次谐波标准即IEC61000-3-2相符。
此外，因为在生成驱动信号Sd时采用二相调制方式，所以与采用三相调制方式的情况相比，能够将死区时间设定得较长。
本公开的第三方面为一种功率转换装置，其包括对由交流电源2输出的三相交流进行功率转换的功率转换部10、以及使补偿电流Ia(uvw)流入所述交流电源2的电流补偿部20，其特征在于：所述电流补偿部20具有电流补偿部用变换器21、电流补偿部用电容器22、电流补偿部用电抗器23、补偿控制部26以及驱动信号生成部27，所述电流补偿部用变换器21具有多个开关元件Sr1、Sr2、Ss1、Ss2、St1、St2，所述电流补偿部用电容器22连接在所述电流补偿部用变换器21的直流侧节点21a、21b间，所述电流补偿部用电抗器23连接在所述电流补偿部用变换器21的交流侧与所述交流电源2之间，所述补偿控制部26求出输出电压指令值Vid、Viq，以便利用所述补偿电流Ia(uvw)降低从所述交流电源2供向所述功率转换装置100的电源电流Is(uvw)中所包含的高次谐波分量，所述驱动信号生成部27基于所述输出电压指令值Vid、Viq通过三相调制方式生成驱动信号Sd，所述驱动信号Sd用于驱动所述开关元件Sr1、Sr2、Ss1、Ss2、St1、St2，所述电流补偿部用变换器21通过所述开关元件Sr1、Sr2、Ss1、Ss2、St1、St2的开关动作，经由所述电流补偿部用电抗器23使所述补偿电流Ia(uvw)流入所述交流电源2，在将所述驱动信号Sd的生成中采用的载波频率设为fsw(kHz)、将所述功率转换部10的最大输入功率设为Pmax(kW)、将所述驱动信号Sd的死区时间设为Td(μs)、将流向所述电流补偿部用电抗器23的电流为0A时的所述电流补偿部用电抗器23的电感设为Lac(mH)的情况下，下式(3)和下式(4)成立：
Lac≤16/Pmax……(3)
Td≤(34.00/fsw－0.145)……(4)。
在第三方面中，与式(3)和式(4)中的至少一者不成立的情况相比，能够有效地降低电源电流Is(uvw)中所包含的高次谐波分量。因此，容易使电源电流Is(uvw)与IEC制定的高次谐波标准即IEC61000-3-2相符。
本公开的第四方面为一种功率转换装置，其包括对由交流电源2输出的三相交流进行功率转换的功率转换部10、以及使补偿电流Ia(uvw)流入所述交流电源2的电流补偿部20，其特征在于：所述电流补偿部20具有电流补偿部用变换器21、电流补偿部用电容器22、电流补偿部用电抗器23、补偿控制部26以及驱动信号生成部27，所述电流补偿部用变换器21具有多个开关元件Sr1、Sr2、Ss1、Ss2、St1、St2，所述电流补偿部用电容器22连接在所述电流补偿部用变换器21的直流侧节点21a、21b间，所述电流补偿部用电抗器23连接在所述电流补偿部用变换器21的交流侧与所述交流电源2之间，所述补偿控制部26求出输出电压指令值Vid、Viq，以便利用所述补偿电流Ia(uvw)降低从所述交流电源2供向所述功率转换装置100的电源电流Is(uvw)中所包含的高次谐波分量，所述驱动信号生成部27基于所述输出电压指令值Vid、Viq通过二相调制方式生成驱动信号Sd，所述驱动信号Sd用于驱动所述开关元件Sr1、Sr2、Ss1、Ss2、St1、St2，所述电流补偿部用变换器21通过所述开关元件Sr1、Sr2、Ss1、Ss2、St1、St2的开关动作，经由所述电流补偿部用电抗器(23)使所述补偿电流Ia(uvw)流入所述交流电源2，在将所述驱动信号Sd的生成中采用的载波频率设为fsw(kHz)、将所述功率转换部10的最大输入功率设为Pmax(kW)、将所述驱动信号Sd的死区时间设为Td(μs)、将流向所述电流补偿部用电抗器23的电流为0A时的所述电流补偿部用电抗器23的电感设为Lac(mH)的情况下，下式(5)和下式(6)成立：
Lac≤16/Pmax……(5)
Td≤(45.23/fsw－0.135)……(6)。
在第四方面中，与式(5)和式(6)中的至少一者不成立的情况相比，能够有效地降低电源电流Is(uvw)中所包含的高次谐波分量。因此，容易使电源电流Is(uvw)与IEC制定的高次谐波标准即IEC61000-3-2相符。
此外，因为在生成驱动信号Sd时采用二相调制方式，所以与采用三相调制方式的情况相比，能够将死区时间设定得较长。
本公开的第五方面是，在第三或第四方面的基础上，其特征在于：流向所述电流补偿部用电抗器23的电流为峰值电流时的所述电流补偿部用电抗器23的电感相对于流向所述电流补偿部用电抗器23的电流为0A时的所述电流补偿部用电抗器23的电感的比率被设定为1/3以上。
在第五方面中，与将所述比率设定为小于1/3的情况相比，能够更可靠地降低电源电流Is(uvw)中所包含的高次谐波分量，能够稳定地控制补偿电流Ia(uvw)。
本公开的第六方面是，在第一方面到第五方面中任一方面的基础上，其特征在于：在所述交流电源2与所述电流补偿部用电抗器23之间存在有滤波器24，所述滤波器24具有电感比所述电流补偿部用电抗器23小的滤波器用电抗器24a、以及滤波器用电容器24b，所述滤波器24的共振频率被设定为4kHz以上。
在第六方面中，在低于4kHz的频率下，能够减小滤波器24的共振对补偿电流Ia(uvw)的影响，因此在三相交流的频率为50Hz或60Hz的情况下，能够可靠地降低电源电流Is(uvw)中所包含的直到40次的高次谐波分量，能够稳定地控制补偿电流Ia(uvw)。
本公开的第七方面是，在第二或第四方面的基础上，其特征在于：所述驱动信号生成部27基于所述输出电压指令值Vid、Viq生成所述驱动信号Sd，以使以所述电流补偿部用变换器21的交流侧的线间电压的振幅相对于直流侧节点21a、21b间的直流电压Vdc的比例达到70％以上。
在第七方面中，与将该比例设为小于70％的情况相比，在切换调制对象的相时，能够抑制电流补偿部用变换器21的开关元件Sr1、Sr2、Ss1、Ss2、St1、St2的占空比急速变化，因此能够更可靠地降低电源电流Is(uvw)中所包含的高次谐波分量。
本公开的第八方面是，在第二或第四方面的基础上，其特征在于：所述补偿控制部26包括电压指令值计算部29和直流电压指令值计算部28，所述电压指令值计算部29基于所述电流补偿部用变换器21的直流侧节点21a、21b间的直流电压Vdc和直流电压指令值Vdc*计算所述输出电压指令值Vid、Viq，所述直流电压指令值计算部28基于所述输出电压指令值Vid、Viq计算直流电压指令值Vdc*，以使所述直流电压指令值Vdc*成为所述电流补偿部用变换器21的交流侧的线间电压的平均值的两倍以下或基本频率分量的两倍以下。
在第八方面中，与使直流电压指令值Vdc*比所述电流补偿部用变换器21的交流侧的线间电压的平均值的两倍高或基本频率分量的两倍高的情况相比，在切换调制对象的相时，能够抑制电流补偿部用变换器21的开关元件Sr1、Sr2、Ss1、Ss2、St1、St2的占空比急速变化，因此能够更可靠地降低电源电流Is(uvw)中所包含的高次谐波分量。
本公开的第九方面是，在第一方面到第八方面中任一方面的基础上，其特征在于：所述功率转换部10包括整流电路11、功率转换部用逆变器12、功率转换部用电容器14以及功率转换部用电抗器13，所述整流电路11将所述三相交流整流为直流，所述功率转换部用逆变器12将所述直流转换为交流，所述功率转换部用电容器14连接在所述功率转换部用逆变器12的直流侧节点12a、12b间，允许所述整流电路11的输出电压变动，所述功率转换部用电抗器13连接在所述交流电源2与所述功率转换部用电容器14的一端之间。
在第九方面中，因为由功率转换部用电容器14和功率转换部用电抗器13构成滤波器LC1，所以通过适当地设定功率转换部用电容器14的电容，能够抑制由于功率转换部用逆变器12的开关动作而导致流过功率转换部用逆变器12与交流电源2之间的电流随着功率转换部用逆变器12的载波的频率变动。
此外，功率转换部用电容器14允许整流电路11的输出电压变动，由此能够减小补偿电流Ia(uvw)的变动，所以能够更可靠地降低电源电流Is(uvw)中所包含的高次谐波分量。
本公开的第十方面是，在第九方面的基础上，其特征在于：所述电流补偿部用电容器22的电容比所述功率转换部用电容器14的电容大。
在第十方面中，因为能够将电流补偿部用电容器22的电容设定得大到以下程度，所以能够更可靠地降低电源电流Is(uvw)中所包含的高次谐波分量，该程度为：与抑制功率转换部用逆变器12的直流侧节点12a、12b间的直流电压的脉动相比，更能够抑制电流补偿部用变换器21的直流侧节点21a、21b间的直流电压Vdc的脉动这种程度。
本公开的第十一方面是，在第一方面到第十方面中任一方面的基础上，其特征在于：所述电流补偿部用变换器21包括六个单极型晶体管作为所述开关元件Sr1、Sr2、Ss1、Ss2、St1、St2，所述六个单极型晶体管构成三个桥臂，所述驱动信号生成部27生成所述驱动信号Sd，以便使所述电流补偿部用变换器21进行同步整流动作。
在第十一方面中，与使用双极型晶体管作为开关元件Sr1、Sr2、Ss1、Ss2、St1、St2的情况相比，能够降低在开关元件Sr1、Sr2、Ss1、Ss2、St1、St2导通时产生的电压，因此能够抑制因该电压而产生由电流补偿部用变换器21输出的输出电压Va(uvw)相对于输出电压指令值Vid、Viq的误差。因此，能够更可靠地降低电源电流Is(uvw)中所包含的高次谐波分量。
本公开的第十二方面是，在第十一方面的基础上，其特征在于：所述开关元件Sr1、Sr2、Ss1、Ss2、St1、St2是以宽带隙半导体为主要材料的元件，所述开关元件Sr1、Sr2、Ss1、Ss2、St1、St2的导通电阻为100mΩ以下。
在第十二方面中，能够加快开关元件Sr1、Sr2、Ss1、Ss2、St1、St2的开关速度，因此容易缩短死区时间。因此，容易降低电源电流Is(uvw)中所包含的高次谐波分量。
本公开的第十三方面是，在第一方面到第十二方面中任一方面的基础上，其特征在于：所述载波频率是100kHz以下。
在第十三方面中，与使载波频率高于100kHz的情况相比，能够确保较长的死区时间。
本公开的第十四方面为一种热泵系统，其包括第一方面到第十三方面中任一方面所述的功率转换装置，其特征在于：所述三相交流经由三根导线601、602、603输入所述功率转换部10，所述1还包括高次谐波产生源300、400，所述高次谐波产生源300、400使所述三根导线601、602、603中的至少一根导线601、602的电流产生高次谐波。
在第十四方面中，在热泵系统1中，能够有效地降低电源电流Is(uvw)中所包含的高次谐波分量。因此，容易使电源电流Is(uvw)与IEC制定的高次谐波标准即IEC61000-3-2相符。
附图说明
图1是示出空调系统的构成的方框图；
图2是示出本公开的第一实施方式所涉及的功率转换装置的构成的方框图；
图3是电流补偿部用变换器的电路图；
图4是示出在采用三相调制方式时，驱动信号的死区时间与实验时的高次谐波分量的产生量相对于在IEC61000-3-2中规定的高次谐波分量的最大产生量的比之间的关系的曲线图；
图5是示出在采用三相调制方式时以及在采用二相调制方式时，功率转换部的最大输入功率与实验时的高次谐波分量的产生量相对于在IEC61000-3-2中规定的高次谐波分量的最大产生量的比之间的关系的曲线图；
图6是针对多种第二载波频率示出在采用三相调制方式时以及在采用二相调制方式时，电源电流中所包含的高次谐波分量的产生量达到在IEC61000-3-2中规定的最大产生量时的死区时间的表；
图7是与图6的表相对应的曲线图；
图8是示出在采用三相调制方式时，在IEC61000-3-2中规定的最大产生量的曲线图、以及在将第二载波频率设为32kHz、将功率转换部的最大输入功率设为10kW、将死区时间设为0.5μs、1.0μs的情况下与电源电流中所包含的高次谐波分量的各次数相对应的电流值的曲线图；
图9A是示出在将驱动信号的死区时间设为0.5μs、将第二载波频率设为16kHz、将功率转换部的最大输入功率设为10kW、将流向电流补偿部用电抗器的电流为0A时的电流补偿部用电抗器的电感设为1.0mH的情况下的电源电流、补偿电流以及负载电流的时序图；
图9B是在将功率转换部的最大输入功率设为10kW、将流向电流补偿部用电抗器的电流为0A时的电流补偿部用电抗器的电感设为2.2mH的情况下的相当于图9A的图；
图9C是在将功率转换部的最大输入功率设为5kW、将流向电流补偿部用电抗器的电流为0A时的电流补偿部用电抗器的电感设为1.0mH的情况下的相当于图9A的图；
图9D是在将功率转换部的最大输入功率设为5kW、将流向电流补偿部用电抗器的电流为0A时的电流补偿部用电抗器的电感设为2.2mH的情况下的相当于图9A的图；
图10是示出电流补偿部的等效电路的电路图；
图11是示出包括在电流补偿部中的电流控制系统的方框图；
图12A示出传递函数Gp、Gc以及它们的合计的增益线图；
图12B示出传递函数Gp、Gc以及它们的合计的相位线图；
图13A是示出在将峰值电流时电感相对于零电流时电感的比率设为小于1/3的情况下的电流补偿部用电抗器的直流叠加特性的曲线图；
图13B是在将峰值电流时电感相对于零电流时电感的比率设为1/3以上的情况下的相当于图13A的图；
图14A是示例出在将功率转换部的最大输入功率设为10kW、将功率转换部用电容器的电容值设定为吸收整流电路的输出电压变动的情况下的电源电流、负载电流以及补偿电流的时序图；
图14B是在将功率转换部用电容器的电容值设定为允许整流电路的输出电压变动的情况下的相当于图14A的图；
图15A是示例出在将电流补偿部用电容器的电容设为195μF、将功率转换部用电容器的电容设为30μF的情况下的电源电流、补偿电流以及直流电压的时序图；
图15B是在将电流补偿部用电容器的电容设为15μF、将功率转换部用电容器的电容设为30μF的情况下的相当于图15A的图；
图16是示出在与开关元件反向并联地设置作为回流二极管的Si-PiN二极管的情况下流过回流二极管的电流与导通电压之间的关系、以及在开关元件为MOSFET的情况下朝反方向流过开关元件的电流与导通电压之间的关系的曲线图；
图17是采用二相调制方式时的相当于图4的图；
图18是示出在采用二相调制方式时，IEC61000-3-2中规定的最大产生量的曲线图、以及在将第二载波频率设为48kHz、将功率转换部的最大输入功率设为10kW、将死区时间设为0.5μs、1.0μs的情况下与电源电流中所包含的高次谐波分量的各次数相对应的电流值的曲线图；
图19A是示出在将第二载波频率设为48kHz、将功率转换部的最大输入功率设为10kW、将死区时间设为0.5μsec的情况下的直流电压、电源电流、负载电流以及补偿电流的时序图；
图19B是在将死区时间设为1.0μsec的情况下的相当于图19A的图；
图20是示出第二实施方式所涉及的驱动信号生成部的构成的方框图；
图21A是示出在将调制率设为40％的情况下的、电流补偿部用变换器的上臂中的三个开关元件的占空比与相位之间的关系的曲线图；
图21B是在将调制率设为70％的情况下的相当于图21A的图；
图22是第三实施方式的相当于图2的图。
具体实施方式
以下，参照附图对本公开的实施方式进行说明。需要说明的是，以下的实施方式本质上是优选的示例，并没有对本发明、其应用对象或其用途的范围加以限制的意图。
(第一实施方式)
图1示出作为热泵系统的空调系统1。该空调系统1包括本公开的第一实施方式所涉及的功率转换装置100、噪声滤波器200、作为高次谐波产生源的室内机300、作为高次谐波产生源的室外风扇400、以及压缩机500。
功率转换装置100对由交流电源2输出并经由噪声滤波器200输入的三相交流进行功率转换。交流电源2是三相四线制交流电源。三相交流经由第一导线601、第二导线602以及第三导线603这三根导线输入功率转换装置100。
室内机300由从第一导线601和中性线604引出的交流驱动。室内机300使在第一导线601产生高次谐波。
室外风扇400由从第二导线602和中性线604引出的功率驱动。室外风扇400使在第二导线602产生高次谐波。
压缩机500包括电动机501(参照图2)。向该电动机501供给由功率转换装置100进行功率转换后的交流。
图2中也示出，功率转换装置100包括功率转换部10和电流补偿部20。
功率转换部10对由交流电源2输出并经由第一导线601、第二导线602以及第三导线603输入的三相交流进行功率转换。具体而言，功率转换部10包括整流电路11、功率转换部用逆变器12、功率转换部用电抗器13、功率转换部用电容器14以及转换控制部15。
整流电路11将由交流电源2输出的三相交流整流为直流，并输出给第一输出节点11a和第二输出节点11b。详细而言，整流电路11是全波整流电路。整流电路11具有结线为桥状的六个二极管(未图示)。这些二极管的阴极朝向第一输出节点11a侧，并且其阳极朝向第二输出节点11b侧。
功率转换部用逆变器12将由整流电路11输出的直流转换为交流并输出给压缩机500的电动机501。详细而言，功率转换部用逆变器12具有六个开关元件(未图示)和六个回流二极管(未图示)。六个开关元件连结成桥状。也就是说，功率转换部用逆变器12包括连接在其第一直流节点12a与第二直流节点12b之间的三个开关桥臂。开关桥臂是两个开关元件互相串联连接而成的。
在三个开关桥臂中的每个开关桥臂中，上臂的开关元件与下臂的开关元件之间的中点分别与电动机501的各相的线圈(u相、v相、w相线圈)相连接。各开关元件分别与一个回流二极管反向并联连接。
功率转换部用电抗器13的一端连接在整流电路11的第一输出节点11a上，功率转换部用电抗器13的另一端连接在功率转换部用逆变器12的第一直流节点12a上。
功率转换部用电容器14连接在功率转换部用逆变器12的第一直流节点12a与第二直流节点12b之间。因此，功率转换部用电抗器13连接在交流电源2与功率转换部用电容器14的一端之间。
功率转换部用电容器14的电容值设定为：允许整流电路11的输出电压变动，但能够抑制由功率转换部用逆变器12的开关动作引起的纹波电压。纹波电压是与开关元件的开关频率相对应的电压变动。因此，功率转换部用电容器14的电压即DC链路电压中包含与交流电源2的交流电压的频率相对应的脉动分量。
详细而言，功率转换部用电容器14的电容设定为：将功率转换部用电容器14在开关周期间的电压变动幅度抑制在功率转换部用电容器14的电压的平均值的1/10以下。因此，需要功率转换部用电容器14具有的最低限度的电容根据开关频率和在电动机501与功率转换部用电容器14之间流动的电动机电流决定。
通过将功率转换部用电容器14的电容值C设定为满足下式(I)，便能够将功率转换部用电容器14在开关周期间的电压变动幅度抑制在功率转换部用电容器14的电压的平均值的1/10以下。在式(I)中，忽略整流电路11的叠加在DC链路电压上的输出电压变动不计，将DC链路电压的平均值设为VAdc，将电动机电流在交流电为最大功率时的峰值设为Imax，将开关周期设为Ts。
C≥(10·Imax·Ts)/VAdc……(I)
此处，开关周期是开关元件反复进行导通/断开的周期。本第一实施方式中，通过PWM(脉冲宽度调制)控制来控制开关元件，因此开关周期为用于PWM控制的第一载波的载波周期。
功率转换部用电容器14例如由薄膜电容器构成。
功率转换部用电容器14的电容较小，因此在功率转换部用电容器14，整流电路11的输出电压几乎不会被平滑化。其结果是，与交流电源2的频率相对应的脉动分量残留于DC链路电压中。由于交流电源2为三相电源，因此与交流电源2的频率相对应的脉动分量为交流电源2的频率的六倍。
由交流电源2与功率转换部用电容器14之间的电感分量和功率转换部用电容器14形成功率转换部用滤波器LC1。所述电感分量包括电抗器13。功率转换部用电容器14的电容被设定为该功率转换部用滤波器LC1使包含在电流中的第一载波频率的分量衰减。此处，第一载波频率是用于生成对功率转换部用逆变器12的控制信号的第一载波的频率。因此，能够抑制由于功率转换部用逆变器12的开关动作而导致流过功率转换部用逆变器12与交流电源2之间的电流随着第一载波的频率变动。
转换控制部15通过控制信号Smd来控制功率转换部用逆变器12的各开关元件的导通/断开。
电流补偿部20使补偿电流Ia(uvw)流入所述交流电源2。此处，补偿电流Ia(uvw)以从交流电源2流向电流补偿部20的方向为负。对于各相而言，交流电源2供给的电源电流Is(uvw)是从交流电源2流向功率转换部10的负载电流Io(uvw)与补偿电流Ia(uvw)之差。
电流补偿部20包括电流补偿部用变换器21、电流补偿部用电容器22、与各相对应的电流补偿部用电抗器23、与各相对应的电流补偿部用滤波器24、电压检测器25、补偿控制部26以及驱动信号生成部27。
如图3所示，电流补偿部用变换器21具有六个开关元件Sr1、Sr2、Ss1、Ss2、St1、St2。开关元件Sr1、Sr2、Ss1、Ss2、St1、St2是单极型晶体管，是以宽带隙半导体为主要材料的MOSFET(metal oxide semiconductor field effect transistor，金属氧化物半导体场效应晶体管)。开关元件Sr1、Sr2、Ss1、Ss2、St1、St2的导通电阻为100mΩ以下。六个开关元件Sr1、Sr2、Ss1、Ss2、St1、St2构成连接在其第一直流侧节点21a与第二直流侧节点21b之间的三个开关桥臂。开关桥臂是由六个开关元件Sr1、Sr2、Ss1、Ss2、St1、St2中的各两个开关元件互相串联连接而成的。
在三个开关桥臂中的每个开关桥臂中，上臂的开关元件Sr1、Ss1、St1与下臂的开关元件Sr2、Ss2、St2之间的中点成为交流侧节点。各开关元件Sr1、Sr2、Ss1、Ss2、St1、St2包括寄生二极管RD。寄生二极管RD成为使电流朝反方向流动的回流元件。
需要说明的是，也可以代替单极型晶体管，使用作为双极型晶体管的IGBT(Insulated Gate Bipolar Transistor，绝缘栅双极型晶体管)作为开关元件Sr1、Sr2、Ss1、Ss2、St1、St2。在此情况下，将回流二极管反向并联连接于开关元件Sr1、Sr2、Ss1、Ss2、St1、St2。
如本第一实施方式那样，在使用单极型晶体管作为开关元件Sr1、Sr2、Ss1、Ss2、St1、St2的情况下，也可以与使用IGBT的情况一样，将正向电压比寄生二极管RD低的回流二极管一个一个地反向并联连接。
电流补偿部用电容器22连接在电流补偿部用变换器21的直流侧节点21a、21b间。电流补偿部用电容器22的电压即电流补偿部用变换器21的直流侧节点21a、21b间的电压成为直流电压Vdc。电流补偿部用电容器22的电容比所述功率转换部用电容器14的电容大。
各相的电流补偿部用电抗器(u相、v相、w相的电流补偿部用电抗器)23的一端分别与电流补偿部用变换器21的任意一个交流侧节点相连接。各电流补偿部用电抗器23的另一端经由所对应的电流补偿部用滤波器24与交流电源2相连接。也就是说，电流补偿部用电抗器23连接在电流补偿部用变换器21的交流侧与交流电源2之间。
各相的电流补偿部用滤波器24位于交流电源2与所述电流补偿部用电抗器23之间。各电流补偿部用滤波器24具有电感比所述电流补偿部用电抗器23小的滤波器用电抗器24a、以及滤波器用电容器24b。各电流补偿部用滤波器24的共振频率设定为4kHz以上。
电压检测器25检测由交流电源2输出的三相电源电压中的二相电源电压的线间电压。
根据如上所述的结构，电流补偿部用变换器21通过开关元件Sr1、Sr2、Ss1、Ss2、St1、St2的开关动作，经由电流补偿部用电抗器23使所述补偿电流Ia(uvw)流入交流电源2。
补偿控制部26根据电流补偿部用变换器21的直流侧节点21a、21b间的直流电压Vdc和从交流电源2流入功率转换部10的负载电流Io(uvw)，求出输出电压指令值Vid、Viq，以便利用补偿电流Ia(uvw)降低被供向功率转换装置100的电源电流Is(uvw)中所包含的高次谐波分量。具体而言，补偿控制部26包括相位检测部26a、第一dq转换部26b、第二dq转换部26c、高通滤波器26d、第一减法部26e、电压控制部26f、第一加法部26g、第二减法部26h、第三减法部26i、第一电流控制部26j以及第二电流控制部26k。
相位检测部26a基于由电压检测器25检测出的线间电压，检测电源电压的相位ωt。需要说明的是，也可以是这样的：电压检测器25检测由交流电源2输出的三相电源电压中的一相电源电压与中性线604的电压之差即相电压，相位检测部26a根据该相电压检测电源电压的相位ωt。
第一dq转换部26b检测与负载电流Io(uvw)成比例的电流il(rst)中的至少二相的电流il(rt)，进行三相/二相转换，得到负载电流Io(uvw)的d轴分量和q轴分量iq*。d轴和q轴是与由相位检测部26a检测出的相位ωt同步的旋转坐标系的坐标轴。d轴分量是有功分量，q轴分量是无功分量。由于电流il(rst)为三相，因此如果能够检测出其中的二相的电流il(rt)，则通过计算剩余的一相，能够得到负载电流Io(uvw)的d轴分量和q轴分量iq*。
第二dq转换部26c检测与流向电流补偿部用电抗器23的电流成比例的电流ia(uvw)中二相的电抗器电流ia(uv)，进行三相/二相转换，得到补偿电流Ia(uvw)的d轴分量id和q轴分量iq。由于电流ia(uvw)为三相，因此如果能够检测出其中的二相的电流ia(uv)，则通过计算剩余的一相，能够得到补偿电流Ia(uvw)的d轴分量id和q轴分量iq。
高通滤波器26d输出由第一dq转换部26b得到的负载电流Io(uvw)的d轴分量的高频分量idh。
第一减法部26e从输出电压指令值Vdc*中减去电流补偿部用变换器21的直流侧节点21a、21b间的直流电压Vdc，输出减法运算结果。
电压控制部26f对由第一减法部26e输出的减法运算结果进行比例积分控制，求出修正值。
第一加法部26g将由高通滤波器26d输出的d轴分量的高频分量idh和由电压控制部26f求出的修正值相加，将相加结果作为d轴分量的指令值id*输出。
第二减法部26h从由第一加法部26g输出的指令值id*中减去由第二dq转换部26c得到的补偿电流Ia(uvw)的d轴分量id，输出减法运算结果。
第三减法部26i从由第一dq转换部26b得到的负载电流Io(uvw)的q轴电流iq*中减去由第二dq转换部26c得到的补偿电流Ia(uv)的q轴电流iq，输出减法运算结果。
第一电流控制部26j生成d轴分量的输出电压指令值Vid，以使由第二减法部26h输出的减法运算结果变小。第一电流控制部26j例如通过比例积分控制生成d轴分量的输出电压指令值Vid。
第二电流控制部26k生成q轴分量的输出电压指令值Viq，以使由第三减法部26i输出的减法运算结果变小。第二电流控制部26k例如通过比例积分控制生成q轴分量的输出电压指令值Viq。
驱动信号生成部27基于所述输出电压指令值Vid、Viq通过三相调制方式生成驱动信号Sd，以便使电流补偿部用变换器21进行同步整流动作，所述驱动信号Sd用于驱动电流补偿部用变换器21的开关元件Sr1、Sr2、Ss1、Ss2、St1、St2。用于生成驱动信号Sd的第二载波的频率即第二载波频率被设定为100kHz以下。在用驱动信号Sd驱动开关元件Sr1、Sr2、Ss1、Ss2、St1、St2时，如果对驱动信号Sd设置死区时间，则会在电流补偿部用变换器21的交流侧的实际输出电压Va(uvw)与所述输出电压指令值Vid、Viq之间产生误差。
在如上所述构成的功率转换装置100中，驱动信号Sd的死区时间与实验时的电源电流Is(uvw)中所包含的高次谐波分量的产生量相对于在IEC61000-3-2中规定的高次谐波分量的最大产生量的比(实验值相对于标准值的比)之间的关系如图4所示，所述IEC61000-3-2是IEC(International Electrotechnical Commission国际电工技术委员会)制定的高次谐波标准。图4示出将第二载波频率设为16kHz、32kHz、48kHz的各种情况。第二载波频率是用于生成驱动信号Sd的第二载波的频率。基于图4所示的关系，能够推测：第二载波频率越高，为了使电源电流Is(uvw)与标准相符，越需要缩短死区时间。
此外，在按以上所述构成的功率转换装置100中，功率转换部10的最大输入功率与实验时的电源电流Is(uvw)中所包含的高次谐波分量的产生量相对于在IEC61000-3-2中规定的高次谐波分量的最大产生量的比(实验值相对于标准值的比)之间的关系如图5所示。图5表示将第二载波频率设为16kHz、将死区时间设为3.0μs，在生成驱动信号Sd时采用三相调制方式的情况和采用二相调制方式的情况。基于图5所示的关系，能够推测出：功率转换部10的最大输入功率越大，高次谐波分量的产生量越大。
图6是针对多种第二载波频率示出在将功率转换部10的最大输入功率设为10kW的情况下，电源电流Is(uvw)中所包含的高次谐波分量的产生量达到在IEC61000-3-2中规定的最大产生量时的死区时间(μs)的表。图7是与图6的表相对应的曲线图。图6和图7示出在生成驱动信号Sd时采用三相调制方式的情况和采用二相调制方式的情况下的死区时间。
图8示出在将第二载波频率设为32kHz、将功率转换部10的最大输入功率设为10kW、将死区时间设为0.5μs、1.0μs的情况下与电源电流Is(vw)中所包含的高次谐波分量的各次数相对应的电流值。在将死区时间设为1.0μs的情况下，35次的高次谐波分量超过在IEC61000-3-2中规定的最大产生量。在将死区时间设为0.5μs的情况下，所有次数的高次谐波分量都小于在IEC61000-3-2中规定的最大产生量。
基于上述图4～图8所示的信息，发明人们推导出，通过将驱动信号Sd的死区时间设定为使下式(II)成立，能够有效地降低电源电流Is(uvw)中所包含的高次谐波分量，能够容易地使电源电流Is(uvw)与IEC61000-3-2相符。
以下，在式(II)中，将第二载波频率设为fsw(kHz)，将所述功率转换部10的最大输入功率设为Pmax(kW)，将所述驱动信号Sd的死区时间设为Td(μs)。
Td≤(34.00/fsw－0.145)(1.55－0.055＊Pmax)……(II)
在本第一实施方式中，驱动信号生成部27生成驱动信号Sd，以使所述式(II)成立。
此外，在本第一实施方式中，驱动信号生成部27生成驱动信号Sd，以便除了式(II)以外，下面的式(III)和式(IV)也成立。
在式(III)和式(IV)中，将第二载波频率设为fsw(kHz)，将功率转换部10的最大输入功率设为Pmax(kW)，将驱动信号Sd的死区时间设为Td(μs)，将流向电流补偿部用电抗器23的电流为0A时的电流补偿部用电抗器23的电感设为Lac(mH)。
Lac≤16/Pmax……(III)
Td≤(34.00/fsw－0.145)……(IV)
图9A示出在将驱动信号Sd的死区时间设为0.5μs、将第二载波频率设为16kHz、将功率转换部10的最大输入功率设为10kW、将流向电流补偿部用电抗器23的电流为0A时的电流补偿部用电抗器23的电感设为1.0mH的情况下的电源电流Is(uvw)、补偿电流Ia(uvw)以及负载电流Io(uvw)。图9B是在将驱动信号Sd的死区时间设为0.5μs、将第二载波频率设为16kHz、将功率转换部10的最大输入功率设为10kW、将流向电流补偿部用电抗器23的电流为0A时的电流补偿部用电抗器23的电感设为2.2mH的情况下的相当于图9A的图。图9C是在将驱动信号Sd的死区时间设为0.5μs、将第二载波频率设为16kHz、将功率转换部10的最大输入功率设为5kW、将流向电流补偿部用电抗器23的电流为0A时的电流补偿部用电抗器23的电感设为1.0mH的情况下的相当于图9A的图。图9D是在将驱动信号Sd的死区时间设为0.5μs、将第二载波频率设为16kHz、将功率转换部10的最大输入功率设为5kW、将流向电流补偿部用电抗器23的电流为0A时的电流补偿部用电抗器23的电感设为2.2mH的情况下的相当于图9A的图。
在图9B中，由于电流补偿部用电抗器23的电感比图9A的情况大，所以与负载电流Io(uvw)的变化相对应的补偿电流Ia(uvw)的变化的斜率比图9A中的斜率SLA平缓，电源电流Is(uvw)中所包含的高次谐波分量增加，电源电流Is(uvw)的波形失真。因此，难以使电源电流Is(uvw)与IEC61000-3-2相符。在图9D中，也由于电流补偿部用电抗器23的电感比图9C的情况大，所以与负载电流Io(uvw)的变化相对应的补偿电流Ia(uvw)的变化的斜率比图9C中的斜率SLC平缓。但是，因为功率转换部10的最大输入功率小，所以电源电流Is(uvw)中所包含的高次谐波分量和电源电流Is(uvw)的波形失真与图9A大致相同。因此，容易使电源电流Is(uvw)与IEC61000-3-2相符。
此外，由于电流补偿部用变换器21经由电流补偿部用电抗器23和电流补偿部用滤波器24与电源系统相连接，因此电流补偿部20的电路能够以图10所示的等效电路表示。在图10中，设电源电流Is(uvw)为is，负载电流Io(uvw)为ii，电源电压为Vs，电流补偿部用变换器21输出的输出电压va(uvw)为va，流向电流补偿部用电抗器23的电抗器电流ia(uvw)为ia，电流补偿部用电抗器23的电感为La，滤波器用电抗器24a的电感为Lf，滤波器用电容器24b的电容为Cf，流过滤波器用电抗器24a的电流为if，流过滤波器用电容器24b的电流为ic，滤波器用电容器24b的电压为vc。ia相对于va的传递函数Gp由下式(V)表示。
[数学式1]
Figure BDA0004146415740000181
如式(V)所示，如果电流补偿部用电抗器23的电感比滤波器用电抗器24a的电感大，传递函数Gp的特性就会成为与电流补偿部用电抗器23的电感大致成反比的特性。
此外，补偿控制部26基于检测出的电抗器电流ia(uvw)，用第一电流控制部26j和第二电流控制部26k进行反馈控制，以使由该电抗器电流ia(uvw)计算出的电流值id、iq与通过从负载电流Io(uvw)中提取高次谐波分量而得到的指令值id*、iq*一致。如果将电流补偿部用变换器21输出的输出电压Va(uvw)相对于电抗器电流ia(uvw)的传递函数设为Gc，则能够将电流补偿部20中包含的电流控制系统表示为图11所示的那样。
图12A示出传递函数Gp、Gc以及它们的合计的增益线图，图12B示出传递函数Gp、Gc以及它们的合计的相位线图。如果第一电流控制部26j和第二电流控制部26k的增益特性一定不变，则电流补偿部20整体的增益特性就会随着电流补偿部用电抗器23的电感而变化。在图12A中，在用虚线包围的部位产生了电流补偿部用滤波器24的共振。
为了确保电流控制的稳定性，电流补偿部用电抗器23的直流叠加特性最好为平坦的特性。如果在流向电流补偿部用电抗器23的电流为峰值电流时确保稳定性，则在该电流小时控制性能会降低，电源电流Is(uvw)中所包含的高次谐波分量会增大。通过将峰值电流时电感相对于零电流时电感的比率设定为1/3以上，能够确保电流控制的稳定性，降低高次谐波电流，所述峰值电流时电感是流向电流补偿部用电抗器23的电流为峰值电流时的所述电流补偿部用电抗器23的电感，所述零电流时电感是流向所述电流补偿部用电抗器23的电流为0A时的所述电流补偿部用电抗器23的电感。
在本第一实施方式中，将峰值电流时电感相对于零电流时电感的比率设定为1/3以上。
在图13A中，峰值电流Ipeak为12A，零电流时电感Lzero为2.2mH，峰值电流时电感Lpeak为0.6mH。因此，峰值电流时电感Lpeak相对于零电流时电感Lzero的比率为小于1/3。
在图13B中，峰值电流Ipeak为12A，零电流时电感Lzero为1.3mH，峰值电流时电感Lpeak为0.6mH。因此，峰值电流时电感Lpeak相对于零电流时电感Lzero的比率为1/3以上。
图12A和图12B中也示出，由于将电流补偿部用滤波器24的共振频率设定为4kHz以上，所以在小于4kHz的频率下，能够减小电流补偿部用滤波器24的共振对补偿电流Ia(uvw)的影响。因此，在三相交流的频率为50Hz或60Hz的情况下，能够可靠地降低电源电流Is(uvw)中所包含的直到40次的高次谐波分量，能够稳定地控制补偿电流Ia(uvw)。
如所述式(V)所示，优选将滤波器用电抗器24a的电感设定得比电流补偿部用电抗器23的电感小。
在本第一实施方式中，因为将功率转换部用电容器14的电容值设定得小到允许整流电路11的输出电压变动那种程度，所以能够做到：与将功率转换部用电容器14的电容值设定得大到吸收整流电路11的输出电压变动的情况相比，减小整流电路11的输出电流的变动幅度，抑制补偿电流Ia(uvw)的峰值。
图14A示例出在将功率转换部10的最大输入功率设为10kW、将功率转换部用电容器14的电容值设定为吸收整流电路11的输出电压变动即采用了所谓的电容输入型的情况下的电源电流Is(uvw)、负载电流Io(uvw)以及补偿电流Ia(uvw)。图14B是在将功率转换部10的最大输入功率设为10kW、将功率转换部用电容器14的电容值设定为允许整流电路11的输出电压变动的情况下的相当于图14A的图。
在图14A中，补偿电流Ia(uvw)的有效值为6.8A，补偿电流Ia(uvw)的峰值为15.3A。相对于此，在图14B中，补偿电流Ia(uvw)的有效值为4.5A，补偿电流Ia(uvw)的峰值为11.0A。也就是说，能够将补偿电流Ia(uvw)的有效值和峰值抑制到图14A的情况的2/3。
此外，与将电流补偿部用电容器22的电容设为功率转换部用电容器14的电容以下的情况相比，能够抑制电流补偿部用变换器21的直流侧节点21a、21b间的直流电压Vdc的脉动，所以能够更可靠地降低电源电流Is(uvw)中所包含的高次谐波分量。
图15A示例出在将电流补偿部用电容器22的电容设为195μF、将功率转换部用电容器14的电容设为30μF的情况下的电源电流Is(uvw)、补偿电流Ia(uvw)以及直流电压Vdc。图15B是在将电流补偿部用电容器22的电容设为15μF、将功率转换部用电容器14的电容设为30μF的情况下的相当于图15A的图。
在图15B中，与图15A相比，直流电压Vdc的变动幅度变大，电源电流Is(uvw)的失真变大。
在本第一实施方式中，因为使用单极型晶体管作为电流补偿部用变换器21的开关元件Sr1、Sr2、Ss1、Ss2、St1、St2进行同步整流动作，所以与使用双极型晶体管作为开关元件Sr1、Sr2、Ss1、Ss2、St1、St2的情况相比，能够降低开关元件Sr1、Sr2、Ss1、Ss2、St1、St2导通时产生的导通电压。因此，能够抑制起因于该导通电压而在电流补偿部用变换器21输出的输出电压Va(uvw)中产生误差，能够更可靠地降低电源电流Is(uvw)中所包含的高次谐波分量。
图16是示出在与开关元件Sr1、Sr2、Ss1、Ss2、St1、St2反向并联地设置了作为回流二极管的Si－PiN(Silicon p-intrinsic-n)二极管的情况下流过回流二极管的电流与导通电压之间的关系、以及在开关元件Sr1、Sr2、Ss1、Ss2、St1、St2为MOSFET的情况下朝反方向流过开关元件Sr1、Sr2、Ss1、Ss2、St1、St2的电流与导通电压之间的关系的曲线图。
此处，将流过开关元件Sr1、Sr2、Ss1、Ss2、St1、St2的电流的峰值设为12A(在图16中用符号ip表示)，将一般的二极管的导通电压设为Vf，将MOSFET的导通电压设为Vsd。于是，Vf为1.8V，相对于此，如果导通电阻为100mΩ，则如以下的式(VI)所示，Vsd为1.1V。
Vsd＝11A＊0.1Ω＝1.1V……(VI)
因此，根据本第一实施方式，使驱动信号生成部27生成驱动信号Sd，以使所述式(II)～(IV)成立，所以能够有效地降低电源电流Is(uvw)中所包含的高次谐波分量。因此，容易使电源电流Is(uvw)与IEC61000-3-2相符。
由于将峰值电流时电感Lpeak相对于零电流时电感Lzero的比率设定为1/3以上，所以与将该比率设定为小于1/3的情况相比，能够更可靠地降低电源电流Is(uvw)中所包含的高次谐波分量，能够稳定地控制补偿电流Ia(uvw)。
由于将开关元件Sr1、Sr2、Ss1、Ss2、St1、St2设为以宽带隙半导体为主要材料的元件，并将开关元件Sr1、Sr2、Ss1、Ss2、St1、St2的导通电阻设为100mΩ以下，所以容易加快开关元件Sr1、Sr2、Ss1、Ss2、St1、St2的开关速度，缩短死区时间。因此，容易降低电源电流Is(uvw)中所包含的高次谐波分量。
由于将第二载波频率设定为100kHz以下，因此与设定为高于100kHz的情况相比，能够确保较长的死区时间。
(第二实施方式)
在本第二实施方式中，驱动信号生成部27基于输出电压指令值Vid、Viq通过二相调制方式生成驱动信号Sd，以便使电流补偿部用变换器21进行同步整流动作。其它结构与第一实施方式相同。
在驱动信号Sd的生成中采用二相调制方式的情况下，驱动信号Sd的死区时间与实验时电源电流Is(uvw)中所包含的高次谐波分量的产生量相对于在IEC61000-3-2中规定的高次谐波分量的最大产生量的比(实验值相对于标准值的比)之间的关系如图17所示。图17示出将第二载波频率设为16kHz、32kHz、48kHz的各种情况。基于图17所示的关系，能够推测出：第二载波频率越高，为了使电源电流Is(uvw)与标准相符，越需要缩短死区时间。
图18示出在采用二相调制方式，并将第二载波频率设为48kHz、将功率转换部10的最大输入功率设为10kW、将死区时间设为0.5μsec、1.0μsec的情况下电源电流Is(uvw)中所包含的高次谐波分量的电流值。在将死区时间设为1.0μsec的情况下，8次、34次、35次以及40次的高次谐波分量超过在IEC61000-3-2中规定的最大产生量。在将死区时间设为0.5μsec的情况下，所有次数的高次谐波分量都小于在IEC61000-3-2中规定的最大产生量。
图19A示出在将第二载波频率设为48kHz、将功率转换部10的最大输入功率设为10kW、将死区时间设为0.5μsec的情况下的直流电压Vdc、电源电流Is(uvw)、负载电流Io(uvw)以及补偿电流Ia(uvw)。图19B是在将第二载波频率设为48kHz、将功率转换部10的最大输入功率设为10kW、将死区时间设为1.0μsec的情况下的相当于图19A的图。如上所述，在图19A中，与图19B相比，电源电流Is(uvw)中所包含的高次谐波分量降低。
基于上述图6、图7以及图17～图19所示的信息，发明人推导出，通过将所述驱动信号Sd的死区时间设定为使下式(VII)成立，能够有效地降低电源电流Is(uvw)中所包含的高次谐波分量，能够容易使电源电流Is(uvw)与IEC61000-3-2相符。
以下，在式(VII)中，将第二载波频率设为fsw(kHz)，将功率转换部10的最大输入功率设为Pmax(kW)，将驱动信号Sd的死区时间设为Td(μs)。
Td≤(45.23/fsw－0.135)(1.48－0.048＊Pmax)……(VII)
在本第二实施方式中，驱动信号生成部27生成驱动信号Sd，以使所述式(VII)成立。
此外，在本第二实施方式中，驱动信号生成部27生成驱动信号Sd，以便除了式(VII)以外，下面的式(VIII)和式(IX)也成立。
在式(VIII)和式(IX)中，将第二载波频率设为fsw(kHz)，将功率转换部10的最大输入功率设为Pmax(kW)，将驱动信号的死区时间设为Td(μs)，将流向电流补偿部用电抗器23的电流为0A时的电流补偿部用电抗器23的电感设为Lac(mH)。
Lac≤16/Pmax……(VIII)
Td≤(45.23/fsw－0.135)……(IX)
在本第二实施方式中，驱动信号生成部27基于输出电压指令值Vid、Viq生成驱动信号Sd，以使交流侧的线间电压的振幅相对于直流电压Vdc的比例达到70％以上。具体而言，如图20所示，驱动信号生成部27具有调制率计算部27a、限制器27b以及PWM调制部27c。
调制率计算部27a基于由第一电流控制部26j和第二电流控制部26k生成的输出电压指令值Vid、Viq，计算相位ψ和调制率ks。调制率ks是指交流侧的线间电压的振幅(最大值)相对于直流电压Vdc的比例。
如果将相位ψ的值设为ψ、将输出电压指令值Vid，Viq设为Vid、Viq，则能够通过以下的式(X)计算ψ。
ψ＝tan－1(Viq/Vid)……(X)
如果将调制率ks设为ks，则能够基于以下的式(XI)和(XII)计算ks。此处，Vi是电流补偿部用变换器21的交流侧的线间电压的有效值。
Vi＝Vid/cosψ……(XI)
[数学式2]
Figure BDA0004146415740000231
限制器27b在由调制率计算部27a计算出的调制率ks为0.7以上的情况下，直接输出由调制率计算部27a计算出的调制率ks，另一方面，在调制率ks低于0.7的情况下，将0.7作为调制率ks输出。
PWM调制部27c基于由限制器27b输出的相位ψ和调制率ks，生成驱动信号Sd。在由PWM调制部27c生成驱动信号Sd时，使用第二载波。作为第二载波的载波频率即第二载波频率，采用100Hz以下的频率。
在本第二实施方式中，因为将调制率ks设为70％以上，所以与将调制率ks设为小于70％的情况相比，在切换调制对象的相时，能够抑制电流补偿部用变换器21的开关元件Sr1、Sr2、Ss1、Ss2、St1、St2的占空比急速变化。因此，能够更可靠地降低电源电流Is(uvw)中所包含的高次谐波分量。
图21A示出在将调制率ks设为40％的情况下的、电流补偿部用变换器21的上臂中的三个开关元件Sr1、Ss1、St1的占空比与相位之间的关系。图21B是在将调制率ks设为70％的情况下的相当于图21A的图。与将调制率ks设为40％的情况相比，在将调制率ks设为70％以上的情况下，在切换调制对象的相时，电流补偿部用变换器21的开关元件Sr1、Ss1、St1的占空比的变化量变小。
因此，根据本第二实施方式，使驱动信号生成部27生成驱动信号Sd，以使所述式(VII)～(IX)成立，所以能够有效地降低电源电流Is(uvw)中所包含的高次谐波分量。因此，容易使电源电流Is(uvw)与IEC61000-3-2相符。
(第三实施方式)
图22示出本公开的第三实施方式所涉及的功率转换装置100。
在本第三实施方式中，驱动信号生成部27不包括限制器27b，PWM调制部27c基于由调制率计算部27a输出的调制率ks生成驱动信号Sd。
补偿控制部26还包括直流电压指令值计算部28。
直流电压指令值计算部28基于d轴分量的输出电压指令值Vid计算直流电压指令值Vdc*，以使直流电压指令值Vdc*成为电流补偿部用变换器21的交流侧的线间电压的平均值的两倍以下。具体而言，直流电压指令值计算部28具有平均值计算部28a和乘法部28b。
平均值计算部28a计算d轴分量的输出电压指令值Vid的平均值。
乘法部28b将由平均值计算部28a计算出的平均值乘以规定增益KVI，计算直流电压指令值Vdc*。规定增益KVI被设定为2以下。
补偿控制部26的相位检测部26a、第一dq转换部26b、第二dq转换部26c、高通滤波器26d、第一减法部26e、电压控制部26f、第一加法部26g、第二减法部26h、第三减法部26i、第一电流控制部26j以及第二电流控制部26k构成基于直流电压Vdc和直流电压指令值Vdc*计算输出电压指令值Vid、Viq的电压指令值计算部29。
需要说明的是，也可以是：直流电压指令值计算部28基于电流补偿部用变换器21的交流侧的线间电压的有效值计算直流电压指令值Vdc*，以使直流电压指令值Vdc*成为电流补偿部用变换器21的交流侧的线间电压的平均值的两倍以下。电流补偿部用变换器21的交流侧的线间电压的有效值与d轴分量的输出电压指令值Vid之间的关系如所述式(XI)所示。
其他结构与第二实施方式相同，因此对相同的结构标注相同的附图标记并省略其详细说明。
因此，根据本第三实施方式，计算直流电压指令值Vdc*，以使直流电压指令值Vdc*成为电流补偿部用变换器21的交流侧的线间电压的平均值的两倍以下，所以交流侧的线间电压的振幅相对于直流电压Vdc的比例达到70％以上。因此，与使直流电压指令值Vdc*比所述电流补偿部用变换器21的交流侧的线间电压的平均值的两倍高的情况相比，在切换调制对象的相时，能够抑制电流补偿部用变换器21的开关元件Sr1、Sr2、Ss1、Ss2、St1、St2的占空比急速变化，能够更可靠地降低电源电流Is(uvw)中所包含的高次谐波分量。
(其它变形例)
在上述第一～第三实施方式中，将高次谐波产生源与第一导线601、第二导线602以及第三导线603中的第一导线601和第二导线602相连接，但也可以仅与第一导线601、第二导线602以及第三导线603中的一根导线相连接，还可以与三根导线都连接。
在上述第三实施方式中，直流电压指令值计算部28计算直流电压指令值Vdc*，以使直流电压指令值Vdc*成为电流补偿部用变换器21的交流侧的线间电压的平均值的两倍以下，不过，也可以进行计算，以使直流电压指令值Vdc*成为电流补偿部用变换器21的交流侧的线间电压的基本频率分量的两倍以下。也就是说，也可以是：平均值计算部28a计算d轴分量的输出电压指令值Vid的基本频率分量。
在上述第一实施方式中，驱动信号生成部27生成了驱动信号Sd，来满足式(II)～(IV)，但也可以生成驱动信号Sd，仅满足式(III)和式(IV)，不满足式(II)。此外，也可以生成驱动信号Sd，来满足式(II)，不满足式(III)和式(IV)这两者或其中一者。
在第二实施方式中，驱动信号生成部27生成了驱动信号Sd，来满足式(VII)～(IX)，但也可以生成驱动信号Sd，仅满足式(VIII)和式(IX)不满足式(VII)。此外，也可以生成驱动信号Sd，来满足式(VII)，不满足式(VIII)和式(IX)这两者或其中一者。
在上述第一～第三实施方式中，将功率转换装置100设置在空调系统1中，但也可以设置在用于调节温度或湿度等的其他热泵系统中。具体而言，也可以设置在制热和热水供给系统、调节内部温度的陈列柜、冷藏机、冷冻机、热水器等热泵系统中。
－产业实用性－
综上所述，本公开对功率转换装置及包括该功率转换装置的热泵系统很有用，该功率转换装置包括：对由交流电源输出的三相交流进行功率转换的功率转换部、以及使补偿电流流入所述交流电源的电流补偿部。
－符号说明－
1 空调系统(热泵系统)
2 交流电源
10 功率转换部
11 整流电路
12 功率转换部用逆变器
12a 第一直流节点
12b 第二直流节点
13 功率转换部用电抗器
14 功率转换部用电容器
20 电流补偿部
21 电流补偿部用变换器
21a、21b 直流节点
22 电流补偿部用电容器
23 电流补偿部用电抗器
24 电流补偿部用滤波器
24a 滤波器用电抗器
24b 滤波器用电容器
26 补偿控制部
27 驱动信号生成部
28 直流电压指令值计算部
29 电压指令值计算部
100 功率转换装置
300 室内机(高次谐波产生源)
400 室外风扇(高次谐波产生源)
601 第一导线
602 第二导线
603 第三导线
Ia(uvw) 补偿电流
Io(uvw) 负载电流
Vid、Viq 输出电压指令值
Vdc 直流电压
Vdc＊ 直流电压指令值
Sr1、Sr2、Sr3、Sr4、Sr5、Sr6 开关元件
Sd 驱动信号

Claims (14)

1.一种功率转换装置，其包括对由交流电源(2)输出的三相交流进行功率转换的功率转换部(10)、以及使补偿电流(Ia(uvw))流入所述交流电源(2)的电流补偿部(20)，其特征在于：
所述电流补偿部(20)具有电流补偿部用变换器(21)、电流补偿部用电容器(22)、电流补偿部用电抗器(23)、补偿控制部(26)以及驱动信号生成部(27)，
所述电流补偿部用变换器(21)具有多个开关元件(Sr1、Sr2、Ss1、Ss2、St1、St2)，
所述电流补偿部用电容器(22)连接在所述电流补偿部用变换器(21)的直流侧节点(21a、21b)间，
所述电流补偿部用电抗器(23)连接在所述电流补偿部用变换器(21)的交流侧与所述交流电源(2)之间，
所述补偿控制部(26)求出输出电压指令值(Vid、Viq)，以便利用所述补偿电流(Ia(uvw))降低从所述交流电源(2)供向所述功率转换装置(100)的电源电流(Is(uvw))中所包含的高次谐波分量，
所述驱动信号生成部(27)基于所述输出电压指令值(Vid、Viq)通过三相调制方式生成驱动信号(Sd)，所述驱动信号(Sd)用于驱动所述开关元件(Sr1、Sr2、Ss1、Ss2、St1、St2)，
所述电流补偿部用变换器(21)通过所述开关元件(Sr1、Sr2、Ss1、Ss2、St1、St2)的开关动作，经由所述电流补偿部用电抗器(23)使所述补偿电流(Ia(uvw))流入所述交流电源(2)，
在将所述驱动信号(Sd)的生成中采用的载波频率设为fsw(kHz)、将所述功率转换部(10)的最大输入功率设为Pmax(kW)、将所述驱动信号(Sd)的死区时间设为Td(μs)的情况下，下式(1)成立：
Td≤(34.00/fsw－0.145)(1.55－0.055＊Pmax)……(1)。
2.一种功率转换装置，其包括对由交流电源(2)输出的三相交流进行功率转换的功率转换部(10)、以及使补偿电流(Ia(uvw))流入所述交流电源(2)的电流补偿部(20)，其特征在于：
所述电流补偿部(20)具有电流补偿部用变换器(21)、电流补偿部用电容器(22)、电流补偿部用电抗器(23)、补偿控制部(26)以及驱动信号生成部(27)，
所述电流补偿部用变换器(21)具有多个开关元件(Sr1、Sr2、Ss1、Ss2、St1、St2)，
所述电流补偿部用电容器(22)连接在所述电流补偿部用变换器(21)的直流侧节点(21a、21b)间，
所述电流补偿部用电抗器(23)连接在所述电流补偿部用变换器(21)的交流侧与所述交流电源(2)之间，
所述补偿控制部(26)求出输出电压指令值(Vid、Viq)，以便利用所述补偿电流(Ia(uvw))降低从所述交流电源(2)供向所述功率转换装置(100)的电源电流(Is(uvw))中所包含的高次谐波分量，
所述驱动信号生成部(27)基于所述输出电压指令值(Vid、Viq)通过二相调制方式生成驱动信号(Sd)，所述驱动信号(Sd)用于驱动所述开关元件(Sr1、Sr2、Ss1、Ss2、St1、St2)，
所述电流补偿部用变换器(21)通过所述开关元件(Sr1、Sr2、Ss1、Ss2、St1、St2)的开关动作，经由所述电流补偿部用电抗器(23)使所述补偿电流(Ia(uvw))流入所述交流电源(2)，
在将所述驱动信号(Sd)的生成中采用的载波频率设为fsw(kHz)、将所述功率转换部(10)的最大输入功率设为Pmax(kW)、将所述驱动信号(Sd)的死区时间设为Td(μs)的情况下，下式(2)成立：
Td≤(45.23/fsw－0.135)(1.48－0.048＊Pmax)……(2)。
3.一种功率转换装置，其包括对由交流电源(2)输出的三相交流进行功率转换的功率转换部(10)、以及使补偿电流(Ia(uvw))流入所述交流电源(2)的电流补偿部(20)，其特征在于：
所述电流补偿部(20)具有电流补偿部用变换器(21)、电流补偿部用电容器(22)、电流补偿部用电抗器(23)、补偿控制部(26)以及驱动信号生成部(27)，
所述电流补偿部用变换器(21)具有多个开关元件(Sr1、Sr2、Ss1、Ss2、St1、St2)，
所述电流补偿部用电容器(22)连接在所述电流补偿部用变换器(21)的直流侧节点(21a、21b)间，
所述电流补偿部用电抗器(23)连接在所述电流补偿部用变换器(21)的交流侧与所述交流电源(2)之间，
所述补偿控制部(26)求出输出电压指令值(Vid、Viq)，以便利用所述补偿电流(Ia(uvw))降低从所述交流电源(2)供向所述功率转换装置(100)的电源电流(Is(uvw))中所包含的高次谐波分量，
所述驱动信号生成部(27)基于所述输出电压指令值(Vid、Viq)通过三相调制方式生成驱动信号(Sd)，所述驱动信号(Sd)用于驱动所述开关元件(Sr1、Sr2、Ss1、Ss2、St1、St2)，
所述电流补偿部用变换器(21)通过所述开关元件(Sr1、Sr2、Ss1、Ss2、St1、St2)的开关动作，经由所述电流补偿部用电抗器(23)使所述补偿电流(Ia(uvw))流入所述交流电源(2)，
在将所述驱动信号(Sd)的生成中采用的载波频率设为fsw(kHz)、将所述功率转换部(10)的最大输入功率设为Pmax(kW)、将所述驱动信号(Sd)的死区时间设为Td(μs)、将流向所述电流补偿部用电抗器(23)的电流为0A时的所述电流补偿部用电抗器(23)的电感设为Lac(mH)的情况下，下式(3)和下式(4)成立：
Lac≤16/Pmax……(3)
Td≤(34.00/fsw－0.145)……(4)。
4.一种功率转换装置，其包括对由交流电源(2)输出的三相交流进行功率转换的功率转换部(10)、以及使补偿电流(Ia(uvw))流入所述交流电源(2)的电流补偿部(20)，其特征在于：
所述电流补偿部(20)具有电流补偿部用变换器(21)、电流补偿部用电容器(22)、电流补偿部用电抗器(23)、补偿控制部(26)以及驱动信号生成部(27)，
所述电流补偿部用变换器(21)具有多个开关元件(Sr1、Sr2、Ss1、Ss2、St1、St2)，
所述电流补偿部用电容器(22)连接在所述电流补偿部用变换器(21)的直流侧节点(21a、21b)间，
所述电流补偿部用电抗器(23)连接在所述电流补偿部用变换器(21)的交流侧与所述交流电源(2)之间，
所述补偿控制部(26)求出输出电压指令值(Vid、Viq)，以便利用所述补偿电流(Ia(uvw))降低从所述交流电源(2)供向所述功率转换装置(100)的电源电流(Is(uvw))中所包含的高次谐波分量，
所述驱动信号生成部(27)基于所述输出电压指令值(Vid、Viq)通过二相调制方式生成驱动信号(Sd)，所述驱动信号(Sd)用于驱动所述开关元件(Sr1、Sr2、Ss1、Ss2、St1、St2)，
所述电流补偿部用变换器(21)通过所述开关元件(Sr1、Sr2、Ss1、Ss2、St1、St2)的开关动作，经由所述电流补偿部用电抗器(23)使所述补偿电流(Ia(uvw))流入所述交流电源(2)，
在将所述驱动信号(Sd)的生成中采用的载波频率设为fsw(kHz)、将所述功率转换部(10)的最大输入功率设为Pmax(kW)、将所述驱动信号(Sd)的死区时间设为Td(μs)、将流向所述电流补偿部用电抗器(23)的电流为0A时的所述电流补偿部用电抗器(23)的电感设为Lac(mH)的情况下，下式(5)和下式(6)成立：
Lac≤16/Pmax……(5)
Td≤(45.23/fsw－0.135)……(6)。
5.根据权利要求3或4所述的功率转换装置，其特征在于：
流向所述电流补偿部用电抗器(23)的电流为峰值电流时的所述电流补偿部用电抗器(23)的电感相对于流向所述电流补偿部用电抗器(23)的电流为0A时的所述电流补偿部用电抗器(23)的电感的比率被设定为1/3以上。
6.根据权利要求1到5中任一项权利要求所述的功率转换装置，其特征在于：
在所述交流电源(2)与所述电流补偿部用电抗器(23)之间存在有滤波器(24)，所述滤波器(24)具有电感比所述电流补偿部用电抗器(23)小的滤波器用电抗器(24a)、以及滤波器用电容器(24b)，所述滤波器(24)的共振频率被设定为4kHz以上。
7.根据权利要求2或4所述的功率转换装置，其特征在于：
所述驱动信号生成部(27)基于所述输出电压指令值(Vid、Viq)生成所述驱动信号(Sd)，以使所述电流补偿部用变换器(21)的交流侧的线间电压的振幅相对于直流侧节点(21a、21b)间的直流电压(Vdc)的比例达到70％以上。
8.根据权利要求2或4所述的功率转换装置，其特征在于：
所述补偿控制部(26)包括电压指令值计算部(29)和直流电压指令值计算部(28)，所述电压指令值计算部(29)基于所述电流补偿部用变换器(21)的直流侧节点(21a、21b)间的直流电压(Vdc)和直流电压指令值(Vdc*)计算所述输出电压指令值(Vid、Viq)，
所述直流电压指令值计算部(28)基于所述输出电压指令值(Vid、Viq)计算直流电压指令值(Vdc*)，以使所述直流电压指令值(Vdc*)成为所述电流补偿部用变换器(21)的交流侧的线间电压的平均值的两倍以下或基本频率分量的两倍以下。
9.根据权利要求1到8中任一项权利要求所述的功率转换装置，其特征在于：
所述功率转换部(10)包括整流电路(11)、功率转换部用逆变器(12)、功率转换部用电容器(14)以及功率转换部用电抗器(13)，
所述整流电路(11)将所述三相交流整流为直流，
所述功率转换部用逆变器(12)将所述直流转换为交流，
所述功率转换部用电容器(14)连接在所述功率转换部用逆变器(12)的直流侧节点(12a、12b)间，允许所述整流电路(11)的输出电压变动，
所述功率转换部用电抗器(13)连接在所述交流电源(2)与所述功率转换部用电容器(14)的一端之间。
10.根据权利要求9所述的功率转换装置，其特征在于：
所述电流补偿部用电容器(22)的电容比所述功率转换部用电容器(14)的电容大。
11.根据权利要求1到10中任一项权利要求所述的功率转换装置，其特征在于：
所述电流补偿部用变换器(21)包括六个单极型晶体管作为所述开关元件(Sr1、Sr2、Ss1、Ss2、St1、St2)，所述六个单极型晶体管构成三个桥臂，
所述驱动信号生成部(27)生成所述驱动信号(Sd)，以使所述电流补偿部用变换器(21)进行同步整流动作。
12.根据权利要求11所述的功率转换装置，其特征在于：
所述开关元件(Sr1、Sr2、Ss1、Ss2、St1、St2)是以宽带隙半导体为主要材料的元件，
所述开关元件(Sr1、Sr2、Ss1、Ss2、St1、St2)的导通电阻为100mΩ以下。
13.根据权利要求1到12中任一项权利要求所述的功率转换装置，其特征在于：
所述载波频率是100kHz以下。
14.一种热泵系统，其包括权利要求1到13中任一项权利要求所述的功率转换装置，其特征在于：
所述三相交流经由三根导线(601、602、603)输入所述功率转换部(10)，
所述热泵系统(1)还包括高次谐波产生源(300、400)，所述高次谐波产生源(300、400)使所述三根导线(601、602、603)中的至少一根导线(601、602)的电流产生高次谐波。
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