JP6112103B2 - 並列形アクティブフィルタの制御装置 - Google Patents

Description

この発明は、アクティブフィルタを制御する技術に関し、特に並列形アクティブフィルタを制御する技術に関する。

従来、ＡＣ／ＡＣ変換器の代表的な主回路構成としては、整流回路によって商用交流を一旦直流電圧に変換して直流リンク部に与え、当該直流電圧を電圧形インバータ部によって交流電圧へ変換する構成が一般に用いられてきた。

直流リンク部に平滑回路を備えるＡＣ／ＡＣ変換器（以下、「平滑回路付き変換器」と称す）においては、商用周波数による電圧脈動を平滑化するために大型のコンデンサやリアクトルが必要となることから、インバータ部の体積増やコスト増を招いている。このため、ＬＣフィルタを小型化し、インバータのキャリア電流成分のみを抑制する主回路構成が提案されている（例えば非特許文献１で紹介される、電解コンデンサレスインバータなど）。

電解コンデンサレスインバータは直流リンク部にＬＣフィルタを持ち、負荷変動、出力周波数変動に対して、ＬＣフィルタの共振周波数で直流電圧が脈動する場合があることが知られている。この直流電圧の脈動を抑制するＡＣ／ＡＣ変換器が、例えば特許文献１に開示されている。

平滑回路付き変換器、電解コンデンサレスインバータのいずれであれ、ＡＣ／ＡＣ変換器は商用交流を提供する電源系統にとっては、高調波電流を発生する負荷として機能する。そこで電源系統への高調波電流の流出を防止する技術として、アクティブフィルタが提案されている。

アクティブフィルタのうち、並列形アクティブフィルタと称されるものは、電源系統に対してＡＣ／ＡＣ変換器と並列に接続され、補償電流を出力する。ＡＣ／ＡＣ変換器への入力電流から抽出される高調波成分とは逆位相の高調波成分が、補償電流の指令値として採用される。補償電流がその指令値と一致するように、アクティブフィルタが制御される（例えば特許文献２〜４参照）。

特開２００８−０２９１５１号公報 特開２０１４−１２１１４５号公報 特開２０１４−２０７７４７号公報 特開２０１４−２０７７９８号公報

高橋、伊東、「コンデンサレスインバータの制御方法」、昭和６３年電気学会全国大会、P624

これまで、平滑回路付きＡＣ／ＡＣ変換器に対してアクティブフィルタが適用されているが、電解コンデンサレスインバータへの適用は想定されてこなかった。

電解コンデンサレスインバータは、直流リンク部での直流電圧が電源周波数の整数倍で変動することを前提として制御される。よってアクティブフィルタを電解コンデンサレスインバータに適用した場合、電源インピーダンスが大きくなるに伴ってアクティブフィルタの補償電流制御が電解コンデンサレスインバータの共振周波数で振動的となる。

よって、電解コンデンサレスインバータで採用される、共振を抑制する制御だけでは、電流や電圧の脈動を抑えることは容易ではない。

従ってこの発明は、電源インピーダンスを考慮して、アクティブフィルタを制御し、以て適切な補償電流を得ることを目的とする。

この発明にかかる制御装置は並列形アクティブフィルタ（６）を制御する。前記並列形アクティブフィルタは、交流電源（１）に対して設置点（Ｐ）において、系統連系リアクトル（４）を介して負荷（２）と並列に接続され、前記系統連系リアクトルに補償電流（Ｉａ）を流す。

この発明にかかる制御装置の第１の態様（７１）は、前記並列形アクティブフィルタが出力する電圧（Ｖｒ）の指令値たる電圧指令値（Ｖｉｄ，Ｖｉｑ）に基づいて、前記並列形アクティブフィルタ（６）を駆動制御する信号（Ｇ）を生成する駆動信号生成回路（７２０）と、前記設置点と前記系統連系リアクトルとの間の部位の電圧（Ｖｉ，Ｖｃ）に対してゲイン（Ｋ₁）での増幅を伴った微分値を、前記補償電流（Ｉａ）と前記負荷（２）に流れる負荷電流（Ｉｏ）とに基づいて得られる値（ｉｄｏ，ｉｑｏ）から減じて、前記電圧指令値（Ｖｉｄ，Ｖｉｑ）を得る減算器（７１８，７１９）とを備える。

この発明にかかる制御装置の第２の態様（７２）は、前記並列形アクティブフィルタが出力する電圧（Ｖｒ）の指令値たる電圧指令値（Ｖｉｄ，Ｖｉｑ）に基づいて、前記並列形アクティブフィルタ（６）を駆動制御する信号を生成する駆動信号生成回路（７２０）と、前記負荷（２）に流れる負荷電流（Ｉｏ）から前記補償電流（Ｉａ）を差し引いた値（Ｉｓｄ，Ｉｓｑ）に対してゲイン（Ｋ₂）での増幅を伴った二階微分値を、前記補償電流と前記負荷電流（Ｉｏ）とに基づいて得られる値（ｉｄｏ，ｉｑｏ）から減じて、前記電圧指令値（Ｖｉｄ，Ｖｉｑ）を得る減算器（７１８，７１９）とを備える。

この発明にかかる制御装置の第３の態様は、その第１の態様又は第２の態様であって、前記補償電流が大きいほど前記ゲインが低下する。

この発明にかかる制御装置の第４の態様は、その第１の態様であって、前記系統連系リアクトル（４）はコンデンサ（９２）を含むローパスフィルタたるキャリアフィルタ（９）を介して前記設置点に接続され、前記部位の電圧は、前記設置点の電圧（Ｖｉ）及び前記コンデンサの電圧（Ｖｃ）の少なくともいずれか一つが採用される。

この発明にかかる制御装置の第５の態様は、その第４の態様であって、前記補償電流の周波数が高いほど前記ゲインが低下する。

この発明にかかる制御装置の第１の態様乃至第５の態様によれば、交流電源の電源インピーダンスを考慮して並列形アクティブフィルタを制御し、共振の減衰係数を大きくするゲインを設定できるので、適切な補償電流が得られる。

この発明にかかる制御装置の第３の態様乃至第５の態様によれば、共振を抑制する制御が安定する。

第１の実施の形態にかかる制御装置及びその制御対象たる並列形アクティブフィルタ並びにその周辺を示すブロック図である。 諸量の波形を示すグラフである。 諸量の波形を示すグラフである。 諸量の波形を示すグラフである。 平滑回路付き変換器及び電解コンデンサレスインバータの伝達関数を示すグラフである。 図１に示された構成から、特定の構成要素を除去した構成の等価回路を示す回路図である。 図６の等価回路から導かれるブロック線図である。 第１の実施の形態で採用される制御装置を採用した構成を示すブロック線図である。 電解コンデンサレスインバータの伝達関数を示すグラフである。 諸量を示すグラフである。 諸量を示すグラフである。 電源電流に基づいて負帰還を掛ける技術を示すブロック線図である。 第２の実施の形態にかかる制御装置及びその制御対象たる並列形アクティブフィルタ並びにその周辺を示すブロック図である。 系統連系リアクトルの直流重畳特性を例示するグラフである。 補償電流と、ゲイン及び減衰係数との関係を示すグラフである。 諸量を示すグラフである。 補償電流と、ゲイン及び減衰係数との関係を示すグラフである。 第３の実施の形態においてゲインの調整を実現するブロック図である。 第３の実施の形態においてゲインの調整を実現するブロック図である。 第４の実施の形態を説明する回路図である。 図２０に示された構成の等価回路を示す回路図である。 電解コンデンサレスインバータの伝達特性を示すグラフである。 図２１の等価回路から導かれるブロック線図である。 補償電流と、ゲイン及び減衰係数との関係を示すグラフである。 補償電流と、ゲイン及び減衰係数との関係を示すグラフである。 ゲインの周波数特性を示すグラフである。

第１の実施の形態．
図１は第１の実施の形態にかかる制御装置７１、制御装置７１の制御対象たる並列形アクティブフィルタ６、及びその周辺とを示すブロック図である。

三相の交流電源１は電源電流Ｉｓを出力する。並列形アクティブフィルタ６は交流電源１に対し、三相の系統連系リアクトル４を介して、負荷２と並列に接続される。並列形アクティブフィルタ６は系統連系リアクトル４に三相の補償電流Ｉａを出力する。系統連系リアクトル４には補償電流Ｉａが流れることにより三相の電圧Ｖａが発生する。また、並列形アクティブフィルタ６が補償電流Ｉａを出力する際には三相の電圧Ｖｒを系統連系リアクトル４に印加する。

ここでは補償電流Ｉａについて並列形アクティブフィルタ６から交流電源１へ向かう方向を正にとっている。よって交流電源１から流れる三相の電源電流Ｉｓと補償電流Ｉａの和が負荷２へと入力する三相の負荷電流Ｉｏであるとして説明する。

交流電源１の電源インピーダンスをリアクトル３として示した。リアクトル３には電源電流Ｉｓが流れることにより三相の電圧Ｖｂが発生する。リアクトル３が無視できるときに交流電源１が出力する三相の電圧Ｖｓを導入すると、リアクトル３の負荷２側の三相の電圧Ｖｉは、電圧Ｖｓから電圧Ｖｂを差し引いた電圧として把握される。つまり交流電源１が実質的に出力するのは電圧Ｖｓではなく、電圧Ｖｉである。電圧Ｖｒは電圧Ｖｉ，Ｖａの和として把握される。

なお、リアクトル３の負荷２側は、負荷２と、系統連系リアクトル４を介して並列形アクティブフィルタ６とが接続されることから、設置点Ｐとして示した。よって電圧Ｖｉは、以降、設置点電圧Ｖｉと称することがある。これに対して、電圧Ｖｓを、以降、電源電圧Ｖｓと称することがある。

なお、図１では交流電源１、リアクトル３、系統連系リアクトル４を三相分纏めて一相として表現しているので設置点Ｐも一つの点として示されているが、実際には相毎に一つずつ存在し、合計３個存在する。

並列形アクティブフィルタ６は例えばインバータ６１とコンデンサ６２とを備える。インバータ６１は補償電流Ｉａを入出力することにより、コンデンサ６２を直流電圧Ｖｄｃに充放電する。

例えばインバータ６１は電圧形インバータであり、３つの電流経路がコンデンサ６２に対して並列に接続され、各々の電流経路において二つのスイッチング素子が設けられる。

制御装置７１は変圧器７０１、位相検出器７０２、ｄｑ変換器７０３，７０６，７１１、ハイパスフィルタ７０４，７０５、減算器７０７，７１２，７１３，７１８，７１９、比例積分制御器７０８，７１４，７１５、加算器７０９、微分器７１６ａ，７１７ａ、及び駆動信号生成回路７２０を有している。

変圧器７０１は三相の設置点電圧Ｖｉ、より詳細にはそれらの相間電圧を検出し、これを位相検出器７０２に与える。位相検出器７０２は設置点電圧Ｖｉの位相ωｔを検出し、これをｄｑ変換器７０３，７１１に伝える。

ｄｑ変換器７０３は検出された負荷電流Ｉｏを三相／二相変換する。ｄ軸及びｑ軸は位相検出器７０２で検出された位相と同期して回転する回転座標系である。

この際、負荷電流Ｉｏは三相であるので、そのうちの二相分の負荷電流ｉｒ，ｉｔが検出されれば負荷電流Ｉｏのｄ軸成分及びｑ軸成分を得ることができる。図１ではそのように二相分の負荷電流ｉｒ，ｉｔが検出される場合を例示している。

ｄｑ変換器７１１は検出された補償電流Ｉａを三相／二相変換してｄ軸電流ｉｄ、ｑ軸電流ｉｑを得る。この際、補償電流Ｉａも三相であるので、そのうちの二相分が検出されればｄ軸電流ｉｄ、ｑ軸電流ｉｑを得ることができる。図１ではそのように二相分の電流が検出される場合を例示している。

ハイパスフィルタ７０４，７０５はそれぞれ、負荷電流Ｉｏのｄ軸成分及びｑ軸成分の直流成分を除去する。

負荷電流Ｉｏのうち、位相ωｔと同期する成分は、ｄ軸成分、ｑ軸成分のいずれにおいても直流分として現れる。つまり負荷電流Ｉｏに高調波成分が無ければｄ軸成分、ｑ軸成分は直流となる。よって上記ハイパスフィルタ７０４，７０５は、負荷電流Ｉｏのｄ軸成分、ｑ軸成分のうち、高調波成分のみを出力する。

補償電流Ｉａのｄ軸電流ｉｄ、ｑ軸電流ｉｑは、位相のずれなく負荷電流Ｉｏの高調波成分と一致すれば、負荷電流Ｉｏの高調波成分を負担することになり、電源電流Ｉｓには高調波成分が発生しない。従ってハイパスフィルタ７０４，７０５は、後述するｄ軸における修正を無視すれば、補償電流Ｉａのｄ軸電流ｉｄ、ｑ軸電流ｉｑの指令値を出力すると言える。

さて、ｑ軸電流ｉｑの指令値ｉｑ＊はハイパスフィルタ７０５から得ることができる。また、ｑ軸電流ｉｑの指令値ｉｑ＊についてハイパスフィルタ７０５を用いることなく、その直流成分も補償するように構成することで、基本波力率を改善することができる。

他方、ｄ軸電流ｉｄの指令値ｉｄ＊はハイパスフィルタ７０４の出力に対して直流電圧Ｖｄｃの変動に対応するための修正が行われる。具体的には下記のように修正される。

減算器７０７はコンデンサ６２が支える直流電圧Ｖｄｃとその指令値Ｖｄｃ＊との偏差を求める。比例積分制御器７０８は減算器７０７から得られた偏差に比例積分制御を行って修正値を求める。当該修正値はハイパスフィルタ７０４の出力と加算器７０９によって加算される。これにより、直流電圧Ｖｄｃの変動の影響が小さな指令値ｉｄ＊が、加算器７０９から得られる。

減算器７１２，７１３は、それぞれ偏差Δｉｄ，Δｉｑを出力する。偏差Δｉｄはｄ軸電流ｉｄを指令値ｉｄ＊から差し引いて求められる。偏差Δｉｑはｑ軸電流ｉｑを指令値ｉｑ＊から差し引いて求められる。

比例積分制御器７１４，７１５は、それぞれ偏差Δｉｄ，Δｉｑに対して比例積分制御を行って比例演算結果たる値ｉｄｏ，ｉｑｏを出力する。

減算器７１８は、微分器７１６ａの出力を値ｉｄｏから差し引いて電圧指令値Ｖｉｄを出力する。減算器７１９は、微分器７１７ａの出力を値ｉｑｏから差し引いて電圧指令値Ｖｉｑを出力する。

ｄｑ変換器７０６は、設置点電圧Ｖｉを、より詳細にはその相間電圧の二つを入力し、これらを三相／二相変換してｄ軸成分及びｑ軸成分を、それぞれ微分器７１６ａ，７１７ａに出力する。微分器７１６ａ，７１７ａは上述の相間電圧のｄ軸成分及びｑ軸成分に対して、いずれもゲインＫ₁での増幅を伴った微分処理を行って出力する。

指令値ｉｄ＊，ｉｑ＊は、例えばここでは交流電源１が供給する設置点電圧Ｖｉは三相電圧なので、定常状態においては設置点電圧Ｖｉの周期の１／６倍の周期を有して設置点電圧Ｖｉと同期する。

駆動信号生成回路７２０は、電圧指令値Ｖｉｄ，Ｖｉｑに基づいて並列形アクティブフィルタ６を駆動制御する駆動信号Ｇを生成する。かかる機能を有する駆動信号生成回路７２０の構成は周知であるので、ここでの説明は省略する。

本実施の形態での例示では、負荷２はインバータ２３と、インバータ２３で制御されて冷媒（不図示）を圧縮する圧縮機２４とを含む空気調和機である。負荷２は更に、インバータ２３へと直流電源を供給するためにコンバータ２１及びコンバータ２１とインバータ２３との間で並列に接続して設けられるローパスフィルタ２２も含んでいる。

ローパスフィルタ２２はリアクトル２２１とコンデンサ２２２によってチョークインプット型のフィルタとして実現される。具体的にはコンデンサ２２２は、コンバータ２１とインバータ２３との間の直流リンクにおいてインバータ２３と並列に接続されている。またリアクトル２２１はコンデンサ２２２よりもコンバータ２１側において直流リンクの一方の直流母線に直列に接続して設けられている。

従来の公知の並列形アクティブフィルタでは、実質的にはｄｑ変換器７０６及び微分器７１６ａ，７１７ａは設けられていなかった。実施の形態の詳細な説明に入る前に、微分器７１６ａ，７１７ａの不在による不都合についてまず説明する。これは例えば図１においてゲインＫ₁が０の場合に相当する。

図２乃至図４はいずれも、ゲインＫ₁が０の場合の諸量の波形を示すグラフである。いずれも上から第１段目に電源電流Ｉｓを、第２段目に負荷電流Ｉｏを、第３段目に補償電流Ｉａを、それぞれ示している。横軸には時間を採用した。

図２及び図３は、いずれも電源インピーダンスが小さく、リアクトル３として表されたインダクタンス成分Ｌ_bが１０μＨである場合を示す。

図２は負荷２に平滑回路付き変換器が採用される場合を示す。つまりローパスフィルタ２２は平滑回路として機能する。リアクトル２２１のインダクタンスＬ_iを１０００μＨ、コンデンサ２２２の静電容量Ｃ_iを２０００μＦと設定した。

図３は負荷２に電解コンデンサレスインバータが採用される場合を示し、リアクトル２２１のインダクタンスＬ_iを３００μＨ、コンデンサ２２２の静電容量Ｃ_iを４０μＦと設定した。

負荷２に電解コンデンサレスインバータを採用することにより、負荷２を小型化できる。しかも、電解コンデンサレスインバータに採用される公知の制御によって、高調波電流の有効成分を抑制すれば、並列形アクティブフィルタ６が補償すべき電力容量の低減のみならず、並列形アクティブフィルタ６のコンデンサ６２の静電容量をも低減できる。これにより、装置全体で大幅な小型化、コストダウンが図られる。

図２と図３とを比較すると、平滑回路付き変換器が採用される場合は、ローパスフィルタ２２が平滑回路として機能することを反映し、電解コンデンサレスインバータが採用される場合よりも、負荷電流Ｉｏの脈動が大きい。電解コンデンサレスインバータでは負荷電流Ｉｏの脈動を小さくすることで、並列形アクティブフィルタ６の補償に必要な電力容量を小さくできる。電源電流Ｉｓにおける高調波低減の観点からは平滑回路付き変換器、電解コンデンサレスインバータのいずれを採用しても大きな相違はない。

図４は負荷２に電解コンデンサレスインバータが採用される場合を示し、図３に示された場合と同様に、リアクトル２２１のインダクタンス値を３００μＨ、コンデンサ２２２の静電容量を４０μＦと設定した。但し、インダクタンス成分Ｌ_bを２３０μＨとした。これは高調波電流についてのＪＩＳ規格ＪＩＳＣ６１０００−３−２において設定される高調波電流の測定条件に鑑みた値である。

図３と比較して、図４に示される諸量は非常に大きく脈動していることがわかる。かかる脈動は電源インピーダンスを含めたローパスフィルタ２２の共振によるものと考えられる。リアクトル３はコンバータ２１を介してリアクトル２２１に直列に接続されるからである。

かかる脈動は当然、望ましくない。つまり、負荷２に電解コンデンサレスインバータが採用される場合には、電源インピーダンスを考慮すれば、従来のアクティブフィルタの制御方法のみでは諸量の脈動を抑制することが容易ではない。

より具体的にこれを説明するため、図５に、インダクタンス成分Ｌ_bを２３０μＨとした場合の、並列形アクティブフィルタが出力する電圧Ｖｒに対する、設置点電圧Ｖｉの伝達関数Ｇ_a（ｓ）を示す。平滑回路付き変換器及び電解コンデンサレスインバータの伝達関数Ｇ_a（ｓ）をそれぞれグラフＧ１，Ｇ２で示した。上述の諸量を用いて計算すれば、電解コンデンサレスインバータの共振周波数はＬ_b＝０μＨのときに１３５０Ｈｚ程度であり（不図示）、Ｌ_b＝２３０μＨのときには１１５０Ｈｚ程度となり、平滑回路付き変換器を採用した場合と比較して減衰係数も小さいことが看取される。

より詳細にこの現象を考察する。図６は図１に示された構成から、微分器７１６ａ，７１７ａ、減算器７１８，７１９、ｄｑ変換器７０６を除去した構成の等価回路を示す。図７は図６の等価回路から導かれるブロック線図である。但し、系統連系リアクトル４のインダクタンスＬ_a、インバータ２３のインピーダンスＺ_i（図６及び後述の式では抵抗成分Ｒ_iとして把握している）を導入した。ブロック１０は交流電源１から見たブロック線図を示す。またブロック７０は微分器７１６ａ，７１７ａ、減算器７１８，７１９、ｄｑ変換器７０６を除去した制御装置７１に対応する。ブロック７０の中のハイパスフィルタを示すブロック（図中で「ＨＰＦ」と表記）は、図１のハイパスフィルタ７０４，７０５に相当し、伝達関数Ｇ_c（ｓ）を示すブロックは図１の比例積分制御器７１４，７１５に相当する。また図１の電圧指令値Ｖｉｄ，Ｖｉｑに基づいて正常にインバータ６１が動作するとして、電圧Ｖｒは電圧指令値Ｖｉｄ，Ｖｉｑに相当する。

図７から、伝達関数Ｇ_a（ｓ）は式（１）で表される。但し、共振角周波数ω₀及び減衰係数ζ₀を併記した。

図５や式（１）から看取されるように、並列形アクティブフィルタ６の制御では、負荷２のローパスフィルタ２２に基づいた共振点および反共振点が存在する。この共振現象はローパスフィルタ２２、系統連系リアクトル４だけでなく、リアクトル３として示される電源インピーダンスにも依存する。

図８は、本実施の形態で採用される制御装置７１を採用した構成を示すブロック線図である。伝達関数Ｇ_c（ｓ）を示すブロックは図１の比例積分制御器７１４，７１５に相当するので、当該ブロックから出力される電圧は図１の値ｉｄｏ，ｉｑｏに相当する。よって伝達関数Ｇ_c（ｓ）を示すブロックから出力されるのは電圧Ｖｒとしてではなく、電圧Ｖｒｏとして示した。換言すれば図７のブロック線図は、図８のブロック線図においてＫ₁＝０である場合に相当し、電圧ＶｒはＫ₁＝０の場合に電圧Ｖｒｏと等しい。

そして図７で示された構成と比較して、設置点電圧ＶｉをゲインＫ₁で増幅して微分した値を減算することにより、電圧Ｖｒｏを補正して電圧Ｖｒを得ている。当該微分を行う微分ブロック（図中「Ｋ₁ｓ」と表記）は、図１の微分器７１６ａ，７１７ａに対応する。また、当該減算は図１の減算器７１８，７１９での減算に対応する。

これにより、伝達関数Ｇ_a（ｓ）は式（２）で表される。但し、共振角周波数ω₁及び減衰係数ζ₁を併記した。Ｋ₁＝０であれば、ω₁＝ω₀，ζ₁＝ζ₀である。

図９は、図４と同様に、インダクタンスＬ_iを３００μＨ、静電容量Ｃ_iを４０μＦ、インダクタンス成分Ｌ_bを２３０μＨとした場合の伝達関数Ｇ_a（ｓ）を示すグラフである。但し、グラフＧ４は図７のブロック線図に対応し、従来の技術での伝達関数Ｇ_a（ｓ）を示す。グラフＧ３は図８のブロック線図に対応し、設置点電圧ＶｉをゲインＫ₁での増幅を伴って微分した場合の伝達関数Ｇ_a（ｓ）を示す。

ゲインＫ₁を所定の値に設定することで、減衰係数ζ₁を高めることができる。グラフＧ６は、減衰係数ζ₁が０．３となるようにゲインＫ₁を設定した場合を示している。このようにして、並列形アクティブフィルタ６はローパスフィルタ２２の共振に対して安定した補償特性とすることができる。

図１０は図９のグラフＧ６を得るように設定されたゲインＫ₁を採用した場合の諸量を示すグラフである。図２〜図４と同様に、上から第１段目に電源電流Ｉｓを、第２段目に負荷電流Ｉｏを、第３段目に補償電流Ｉａを、それぞれ示している。横軸には時間を採用した。このように、本実施の形態によれば、電源電流Ｉｓから高調波成分を効果的に除去することができ、正弦波状の電流波形が得られる。

但し、ゲインＫ₁は、減衰係数ζ₁を適切な値に設定することが望まれる。図１１は減衰係数ζ₁が０．０３となるようにゲインＫ₁を設定した場合の諸量を示すグラフである。図２〜図４と同様に、上から第１段目に電源電流Ｉｓを、第２段目に負荷電流Ｉｏを、第３段目に補償電流Ｉａを、それぞれ示している。横軸には時間を採用した。図１１に示された波形は、図１０に示された波形と比較して、共振の影響が残っていることがわかる。しかしながら、本実施の形態のように、設置点電圧ＶｉをゲインＫ₁の増幅を伴って微分して並列形アクティブフィルタ６が系統連系リアクトル４へ出力する電圧Ｖｒに対して負帰還を掛けることにより、ゲインＫ₁を設定するという自由度が高められ、かつゲインＫ₁の設定如何によって適切に電源電流Ｉｓから高調波成分を効果的に除去することができる。

第２の実施の形態．
図１２は電源電流Ｉｓに基づいて電圧Ｖｒに対して負帰還を掛ける技術を示すブロック線図である。図７のブロック線図に対し、ゲインＫ₂での増幅を伴った二階微分（図１２において「Ｋ₂ｓ²」と表記されたブロックで実行される）を行った結果（二階微分値）を電圧Ｖｒｏから減じて、電圧Ｖｒを得ている点で異なっている。図７のブロック線図は図１２においてＫ₂＝０である場合に相当し、そこにおいて示された電圧Ｖｒは、図１２のブロック線図における電圧Ｖｒｏと等しい。

これにより、伝達関数Ｇ_a（ｓ）は式（３）で表される。但し、共振角周波数ω₂及び減衰係数ζ₂を併記した。

式（３）においてＫ₁＝Ｋ₂／Ｌ_bとおけば、式（２）が得られる。また、ω₂＝ω₁，ζ₂＝ζ₁が成立する。これは、電源電圧Ｖｓから設置点電圧Ｖｉを差し引いて電圧Ｖｂが求められること、及び電圧Ｖｂは電源電流Ｉｓの微分値とインダクタンス成分Ｌ_bとの積であることからの当然の帰結である。

このように、図１２のブロック線図は図８のブロック線図と等価である。しかしながらこれを実現するための構成において、電源電流Ｉｓを直接に測定するには新たな電流センサの追加が必要となる。そこで、Ｉｓ＝Ｉｏ−Ｉａの関係を用いて、新たな電流センサの追加を必要とせずに、図１２のブロック線図を実現する。

図１３は第２の実施の形態にかかる制御装置７２と、制御装置７２の制御対象たる並列形アクティブフィルタ６及びその周辺とを示すブロック図である。図１２でも制御装置７２がブロック線図として示されている。

第１の実施の形態にかかる制御装置７１と比較して、制御装置７２は微分器７１６ａ，７１７ａに代えて微分器７１６ｂ，７１７ｂを有し、更に減算器７１０を有している。

減算器７１０は、負荷電流Ｉｏから補償電流Ｉａを相毎に減じ、その結果（これは電源電流Ｉｓの推定値と把握することもできる）をｄｑ変換器７０６へ出力する。但し三相平衡が得られることを想定して、当該減算は二相分で足りる。ｄｑ変換器７０６は第１の実施の形態と同様に三相／二相変換を行い、そのｄ軸成分及びｑ軸成分を、それぞれ微分器７１６ｂ，７１７ｂに与える。

微分器７１６ｂ，７１７ｂは図１２において「Ｋ₂ｓ²」と表記されたブロックに対応し、ゲインＫ₂での増幅を伴った二階微分を行う。

このような構成により、制御装置７２は図１２のブロック線図を実現することができる。

上述のように、Ｋ₁＝Ｋ₂／Ｌ_bの関係のもと、式（２）、（３）は等価であり、従って制御装置７２の機能は制御装置７１の機能と等価である。よって第２の実施の形態においてもゲインＫ₂を設定する自由度が存在し、第１の実施の形態と同じ効果を得ることができる。

第３の実施の形態．
系統連系リアクトル４は、インバータ６１のスイッチングに伴うキャリア電流による損失を抑えるため、ダスト系、アモルファス、フェライトなどの、高周波用の鉄心が一般的に用いられている。

このような高周波用鉄心は、平滑回路付き変換器におけるローパスフィルタ２２のリアクトル２２１に採用される珪素鋼板とは異なり、直流電流に対する飽和が顕著となる。

図１４は系統連系リアクトル４の直流重畳特性を例示するグラフであり、横軸には補償電流Ｉａをとり、縦軸にはインダクタンスＬ_aをとった。かかる直流重畳特性からは、補償電流Ｉａが０Ａ近傍で得られるインダクタンスＬ_aの値に比べて、１５Ａ近傍で得られるインダクタンスＬ_aの値は、３０％程度にまで低下する。

よって、補償電流Ｉａの大きさに関わらずゲインＫ₁を一定とした場合、式（１）からもわかるように減衰係数ζ₁が増大することになる。

図１５は補償電流Ｉａと、ゲインＫ₁及び減衰係数ζ₁との関係を示したものであり、図１４で示された直流重畳特性に基づいている。左縦軸にはゲインＫ₁を、右縦軸には減衰係数ζ₁を、それぞれとっている。ゲインＫ₁を一定値２×１０^-4とした場合、補償電流Ｉａの増加に伴って減衰係数ζ₁は０．２から０．４へと２倍に増加する。

従って、ゲインＫ₁を一定とした場合には、補償電流Ｉａが小さいときには共振を抑制するための減衰効果が不十分だったり、補償電流Ｉａが大きいときには過減衰が生じて並列形アクティブフィルタ６の動作が不安定になったりする恐れがある。

図１６は、図１０と同じ諸元を採用するものの、減衰係数ζ₁は図１０で示された場合の二倍（ζ₁＝０．６）である場合の諸量を示すグラフである。図１０と同様に、上から第１段目に電源電流Ｉｓを、第２段目に負荷電流Ｉｏを、第３段目に補償電流Ｉａを、それぞれ示している。このような減衰係数ζ₁の選定は過減衰の発生を招来し、電源電流Ｉｓを歪ませてしまうことになる。

そこで、補償電流Ｉａの値に応じてゲインＫ₁を設定することで、補償電流Ｉａの値によらずに減衰係数ζ₁を一定に保つことが、共振を抑制する制御が安定する観点で望ましい。

図１７は、図１５と同様に、補償電流Ｉａと、ゲインＫ₁及び減衰係数ζ₁との関係を示したものであり、図１４で示された直流重畳特性に基づいている。左縦軸にはゲインＫ₁を、右縦軸には減衰係数ζ₁を、それぞれとっている。但し補償電流Ｉａの値に応じてゲインＫ₁を調整することで、補償電流Ｉａの値によらずに減衰係数ζ₁が一定に保たれる。

このようなゲインＫ₁の調整は、具体的には図１に示された構成において、補償電流Ｉａのｄ軸成分たるｄ軸電流ｉｄ、ｑ軸成分たるｑ軸電流ｉｑに基づいて、それぞれ微分器７１６ａ，７１７ａがゲインＫ₁を調整すればよい。

図１８はかかるゲインＫ₁の調整を実現するブロック図であり、設置点電圧Ｖｉの相間電圧のｄ軸成分Ｖｓｄとｑ軸成分Ｖｓｑが、それぞれ微分器７１６ａ，７１７ａに入力する。微分器７１６ａ，７１７ａはいずれも補償電流Ｉａの実効値Ｉａｒに基づいて、それぞれゲインＫ₁を調節する。

上述のようなゲインＫ₁の設定は、ゲインＫ₂の設定においても採用されることが望ましいのは明白である。

図１９はかかるゲインＫ₂の調整を実現するブロック図であり、電源電流Ｉｓ（より正確には減算器７１０から得られた電源電流Ｉｓの推定値）のｄ軸成分Ｉｓｄとｑ軸成分Ｉｓｑが、それぞれ微分器７１６ｂ，７１７ｂに入力する。微分器７１６ｂ，７１７ｂはいずれも補償電流Ｉａの実効値Ｉａｒに基づいて、それぞれゲインＫ₂を調節する。

第４の実施の形態．
図２０は、本実施の形態を説明する回路図であり、図１に示された構成のうち、設置点Ｐ近傍を示している。本実施の形態では、補償電流Ｉａのリプルを除去する観点から、系統連系リアクトル４はキャリアフィルタ９を介して設置点Ｐに接続される。図２１は図２０に示された構成の等価回路を示す。

キャリアフィルタ９は、リアクトル９１とコンデンサ９２によってローパスフィルタとして実現される。具体的にはコンデンサ９２は三相分がＹ結線され、それぞれのコンデンサ９２が、各相毎のリアクトル９１を介して設置点Ｐに接続される。

なお、リアクトル９１のインダクタンスＬ_f、コンデンサ９２の静電容量Ｃ_fを導入し、リアクトル９１を設置点Ｐへ流れる電流Ｉｄ、コンデンサ９２へ流れる電流Ｉｃ、コンデンサ９２が支持する電圧Ｖｃをも導入した。電圧Ｖｃも設置点電圧Ｖｉも、系統連系リアクトル４の交流電源１との間の部位における電圧として把握できる。

並列形アクティブフィルタ６に基づいて設けられるインバータ６１のスイッチング周波数は、負荷２に設けられるインバータ２３のスイッチング周波数の３倍以上に選定される。同様の観点で、キャリアフィルタ９の共振周波数は、ローパスフィルタ２２の共振周波数の３倍以上に選定される。

よって例えばインバータ２３のスイッチング周波数が５ｋＨｚ程度であると、インバータ６１のスイッチング周波数は１５〜２０ｋＨｚ程度に設定され、ローパスフィルタ２２の共振周波数は１．１ｋＨｚ程度に設定され、キャリアフィルタ９の共振周波数は４ｋＨｚ以上に設定される。

図２２は、リアクトル３のインダクタンス成分Ｌ_bを２３０μＨとし、負荷２に電解コンデンサレスインバータを採用した場合の、並列形アクティブフィルタ６が出力する電圧Ｖｒに対する設置点電圧Ｖｉの伝達関数Ｇ_a（ｓ）を示すグラフである。グラフＧ５はキャリアフィルタ９を設けない場合の伝達特性を、グラフＧ６はキャリアフィルタ９を設けた場合の伝達特性を、それぞれ示す。ここではローパスフィルタ２２の共振周波数ｆ_a及びキャリアフィルタ９の共振周波数ｆ_bは、それぞれ１．１ｋＨｚ及び４．５ｋＨｚに設定される。

図２３は図２１の等価回路から導かれるブロック線図である。ここでは第１の実施の形態とは異なり、設置点電圧Ｖｉと共に、電圧ＶｃをゲインＫ₁での増幅を伴って微分した負帰還を採用している。電圧Ｖｃに基づいたかかる負帰還は、具体的にはコンデンサ９２の三相分の電圧を取得し、これらを設置点電圧Ｖｉと同様に、ｄｑ変換器による三相／二相変換し、微分器７１６ａ，７１７ａと同じ機能を有するブロックにて処理し、処理された二つの値を減算器７１８，７１９においてそれぞれ値ｉｄｏ，ｉｑｏから減算すればよいことは明白である。図２３ではこのような負帰還を採用する制御装置をブロック７３で示した。但し、設置点電圧Ｖｉに基づいて負帰還を行う経路を破線で示した。

以下、電圧Ｖｃに基づく負帰還の影響を見る。つまり一旦は、設置点電圧Ｖｉによる負帰還を無視して考察する。なお簡素化のために、キャリアフィルタ９の共振周波数ｆ_bでは、インバータ２３のインピーダンスＺ_iの逆数（１／Ｚ_i）を非常に小さいとして無視する。

電圧Ｖｒに対する電圧Ｖｃの伝達関数Ｇ_b（ｓ）を式（４）に示す。上述のように、伝達関数Ｇ_b（ｓ）には設置点電圧Ｖｉによる負帰還は考慮されていない。式（４）では共振角周波数ω₃及び減衰係数ζ₃を併記した。

式（４）から、設置点電圧Ｖｉの代わりに電圧Ｖｃを用い、これをゲインＫ₁での増幅を伴って微分した負帰還を採用しても共振が抑制できることがわかる。

つまり設置点電圧Ｖｉと電圧Ｖｃとの少なくともいずれか一方にゲインＫ₁での増幅を伴って微分した負帰還を採用することにより、上述の共振を抑制できる。

但し、減衰係数ζ₃は、キャリアフィルタ９の備えるコンデンサ９２の静電容量Ｃｆの影響により、減衰係数ζ₁よりも大きくなる傾向にある。例えばＫ₁＝２×１０^-4、Ｃ_i＝４０μＦ、Ｌ_i＝３５０μＨ、Ｒ_i＝１００Ω、Ｌ_a＝３００μＨ、Ｌ_b＝２３０μＨ、Ｌ_f＝１００μＨ、Ｃ_f＝９μＦとすると、式（２），（４）からそれぞれζ₁＝０．３１，ζ₃＝１．３９と求まり、ζ₃＝４．５ζ₁となる。

図２４は、補償電流Ｉａと、ゲインＫ₁及び減衰係数ζ₁，ζ₃との関係を示すグラフであり、減衰係数ζ₁については図１５のそれと一致する。図２４からも理解されるように、減衰係数ζ₃は減衰係数ζ₁よりも、補償電流Ｉａの増大に対して増大する傾斜が高くなる。つまりキャリアフィルタ９を設けることにより、第１の実施の形態と比較して、過減衰となりやすい。

よって本実施の形態では、第３の実施の形態で示されたような、補償電流Ｉａの値に応じてゲインＫ₁を設定することが、補償電流Ｉａの値によらずに減衰係数ζ₃を一定に保ち、ひいては共振を抑制する制御が安定する観点で望ましい。

図２５は、図２４と同様に、補償電流Ｉａと、ゲインＫ₁及び減衰係数ζ₁，ζ₃との関係を示すグラフである。補償電流Ｉａの値に応じてゲインＫ₁を調整することで、補償電流Ｉａの値によらずに減衰係数ζ₁，ζ₃が一定に保たれる。

さて、図２２に示されるように、設置点電圧Ｖｉと共に、電圧ＶｃをゲインＫ₁での増幅を伴って微分した負帰還を採用することができる。この場合、式（２）の伝達関数Ｇ_a（ｓ）と、式（４）の伝達関数Ｇ_b（ｓ）の両方を考慮する必要がある。

具体的には、上述のように減衰係数ζ₃は減衰係数ζ₁の数倍となるので、減衰係数ζ₃を小さく制限すべくゲインＫ₁を設定すると、減衰係数ζ₁が小さくなりすぎ、電解コンデンサレスインバータを負荷２に採用した場合にローパスフィルタ２２の共振を抑制することが不十分となることも考えられる。

しかしそのような場合でも、電解コンデンサレスインバータの制御自体で、共振を抑制するゲインを高く設定することが可能なので、並列形アクティブフィルタ６と電解コンデンサレスインバータの双方で共振抑制制御を協調し、ＡＣ／ＡＣ変換器全体での安定化を図ることができる。

あるいは、ゲインＫ₁を補償電流Ｉａの周波数に依存して修正することも望ましい。図２６はゲインＫ₁の周波数特性を示すグラフである。同図において共振周波数ｆ₁，ｆ₃はそれぞれω₁／２π，ω₃／２πに等しい。ゲインＫ₁は一次遅れ要素の特性を持つ関数Ｋ₁(s)＝Ｋ／（１＋ｓＴ）や、ローパスフィルタの特性を持つ関数Ｋ₁(s)＝ω_c／（ｓ＋ω_c）とする。同図においてカットオフ周波数ｆ_cはω_c／２πに等しい。

またゲインＫ₁が増大すると減衰係数ζ₁，ζ₃のいずれも増大する。よって通常はω₁＜ω₃となるので、ω₁＜ω_c＜ω₃と選定することにより、高い共振角周波数ω₃に対応する減衰係数ζ₃を小さくしつつ、低い共振角周波数ω₁に対応する減衰係数ζ₁を大きくすることができる。これは共振を抑制する制御が安定する観点で望ましい。

上記の制御装置７１，７２はマイクロコンピュータと記憶装置を含んで構成される。マイクロコンピュータは、プログラムに記述された各処理ステップ（換言すれば手順）を実行する。上記記憶装置は、例えばＲＯＭ(Read Only Memory)、ＲＡＭ(Random Access Memory)、書き換え可能な不揮発性メモリ（ＥＰＲＯＭ(Erasable Programmable ROM)等）、ハードディスク装置などの各種記憶装置の一つ又は複数で構成可能である。当該記憶装置は、各種の情報やデータ等を格納し、またマイクロコンピュータが実行するプログラムを格納し、また、プログラムを実行するための作業領域を提供する。なお、マイクロコンピュータは、プログラムに記述された各処理ステップに対応する各種手段として機能するとも把握でき、あるいは、各処理ステップに対応する各種機能を実現するとも把握できる。また、制御装置７１，７２はこれに限らず、制御装置７１，７２によって実行される各種手順、あるいは実現される各種手段又は各種機能の一部又は全部をハードウェアで実現しても構わない。

１ 交流電源
４ 系統連系リアクトル
６ 並列形アクティブフィルタ
７１，７２ 制御装置
７１８，７１９ 減算器
７２０ 駆動信号生成回路
９ キャリアフィルタ
９２ コンデンサ

Claims (5)

1. 交流電源（１）に対して設置点（Ｐ）において、系統連系リアクトル（４）を介して負荷（２）と並列に接続され、前記系統連系リアクトルに補償電流（Ｉａ）を流す並列形アクティブフィルタ（６）を制御する制御装置（７１）であって、
   前記並列形アクティブフィルタが出力する電圧（Ｖｒ）の指令値たる電圧指令値（Ｖｉｄ，Ｖｉｑ）に基づいて、前記並列形アクティブフィルタ（６）を駆動制御する信号（Ｇ）を生成する駆動信号生成回路（７２０）と、
   前記設置点と前記系統連系リアクトルとの間の部位の電圧（Ｖｉ，Ｖｃ）に対してゲイン（Ｋ₁）での増幅を伴った微分値を、前記補償電流（Ｉａ）と前記負荷（２）に流れる負荷電流（Ｉｏ）とに基づいて得られる値（ｉｄｏ，ｉｑｏ）から減じて、前記電圧指令値（Ｖｉｄ，Ｖｉｑ）を得る減算器（７１８，７１９）と
   を備える、並列形アクティブフィルタの制御装置。
2. 交流電源（１）に対して設置点（Ｐ）において負荷（２）と並列に接続され、前記設置点へ補償電流（Ｉａ）を流す並列形アクティブフィルタ（６）を制御する制御装置（７２）であって、
   前記並列形アクティブフィルタが出力する電圧（Ｖｒ）の指令値たる電圧指令値（Ｖｉｄ，Ｖｉｑ）に基づいて、前記並列形アクティブフィルタ（６）を駆動制御する信号を生成する駆動信号生成回路（７２０）と、
   前記負荷（２）に流れる負荷電流（Ｉｏ）から前記補償電流（Ｉａ）を差し引いた値（Ｉｓｄ，Ｉｓｑ）に対してゲイン（Ｋ₂）での増幅を伴った二階微分値を、前記補償電流と前記負荷電流（Ｉｏ）とに基づいて得られる値（ｉｄｏ，ｉｑｏ）から減じて、前記電圧指令値（Ｖｉｄ，Ｖｉｑ）を得る減算器（７１８，７１９）と
   を備える、並列形アクティブフィルタの制御装置。
3. 前記補償電流が大きいほど前記ゲインが低下する、請求項１又は請求項２に記載の並列形アクティブフィルタの制御装置。
4. 前記系統連系リアクトル（４）はコンデンサ（９２）を含むローパスフィルタたるキャリアフィルタ（９）を介して前記設置点に接続され、
   前記部位の電圧は、前記設置点の電圧（Ｖｉ）及び前記コンデンサの電圧（Ｖｃ）の少なくともいずれか一つが採用される、請求項１記載の並列形アクティブフィルタの制御装置。
5. 前記補償電流の周波数が高いほど前記ゲインが低下する、請求項４記載の並列形アクティブフィルタの制御装置。

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