JP2013141336A - モータ制御装置および空気調和機 - Google Patents

Abstract

【課題】高効率運転を的確に遂行することができるモータ制御装置を提供する。
【解決手段】上アームにＩＧＢＴ、下アームにＭＯＳＦＥＴを備えた三相インバータ回路１７ＡがＰＷＭ制御を行う際、三相インバータ回路１７Ａの変調率が所定の閾値と比べて低い場合は下アームの二相変調（下二相変調）を行い、変調率が所定の閾値と比べて高い場合は上アームの二相変調（上二相変調）を行い、変調率が中間レベルにある場合は上下アームの二相変調（上下二相変調）を行う。これにより、変調率が低い場合は下二相変調を行うことで下アームのＭＯＳＦＥＴに電流をより多く通電させることができるので、導通損失を低減させて三相インバータ回路１７Ａの運転効率を高めることができる。また、変調率が所定の閾値と比べて高い場合には上二相変調を行うことにより、導通損失の増大を抑えて三相インバータ回路１７Ａの運転効率の低下を抑制することができる。
【選択図】図１２

Description

本発明は、直流電力を三相交流電力に変換する三相インバータ回路を用いて、三相同期モータの駆動制御を行うモータ制御装置および空気調和機に関する。

負荷としてモータを搭載した機器では、昨今の地球環境保全の要請から、省資源、省エネルギーを強く求められるようになってきた。こうした要求を満たすために、直流電力を三相交流電力に変換する三相インバータ回路を用いて、三相同期モータの駆動制御を行う技術が汎用されている。

特許文献１には、スイッチング素子であるＩＧＢＴおよびＭＯＳＦＥＴの直列回路を三相分有し、これら直列回路におけるＩＧＢＴとＭＯＳＦＥＴの相互接続点が負荷に接続されるスイッチング回路と、そのスイッチング回路をＰＷＭ制御するための制御部とを備える三相インバータ装置が開示されている。
特許文献１に係る技術では、制御部は、三相分の各直列回路のうち２つの直列回路のそれぞれ一方のスイッチング素子がオン，オフし、残りの１つの直列回路の他方のスイッチング素子がオンする二相通電、または、三相分の前記各直列回路のそれぞれ一方のスイッチング素子が互いに異なる位相でオン，オフし、それと逆相でそれぞれ他方のスイッチング素子がオン，オフする三相通電のいずれかを、負荷の高低に応じて選択的に実行する。

特許文献１に係る技術によれば、三相インバータ回路を構成する上アームおよび下アームのスイッチング素子としてＩＧＢＴおよびＭＯＳＦＥＴを用いる場合でも、二相通電、または、三相通電のいずれかを、負荷の高低に応じて選択的に切り替えて実行することにより、運転効率の向上を図ることができるとしている。

特開２００８−１０４２８２号公報

しかしながら、特許文献１に係る技術では、二相通電、または、三相通電のいずれかを、負荷の高低に応じて選択的に実行させている。このため、低負荷でも周囲温度が高い場合には、高効率運転の遂行に支障を生じるおそれがある。

また、特許文献１に係る技術では、ＰＷＭ制御を行う三相インバータ回路の直流入力電圧に対する交流出力電圧の振幅値の比を表す変調率についての考慮がされていない。このため、仮に変調率が大きくなった場合には、スイッチング素子のスイッチング損失が増大して高効率運転の遂行に支障を生じるおそれがある。

本発明は、前記課題を解決するためになされたものであり、高効率運転を的確に遂行することができるモータ制御装置および空気調和機を提供することを目的とする。

前記課題を解決するために、本発明に係るモータ制御装置は、複数のスイッチング素子を有して直流電力を三相交流電力に変換する三相インバータ回路を用いて三相モータの駆動制御を行うモータ制御装置であって、前記スイッチング素子の温度を検出する温度検出部と、前記三相インバータ回路に流れる回路電流を検出する電流検出部と、前記温度検出部が検出した前記素子の温度と前記電流検出部が検出した前記回路電流とに基づく変調方式を用いる制御を行う変調方式制御部と、を備えることを主要な特徴とする。

また、本発明に係るモータ制御装置は、複数のスイッチング素子を有して直流電力を三相交流電力に変換する三相インバータ回路を用いて三相モータの駆動制御を行うモータ制御装置であって、前記三相インバータ回路に流れる回路電流を検出する電流検出部と、前記三相インバータ回路の入力側に印加される直流電圧を検出する電圧検出部と、前記電流検出部が検出した前記回路電流と前記電圧検出部が検出した前記直流電圧とに基づいて、前記直流電圧に対する前記三相モータへ印加される交流電圧の振幅値の比を表す変調率を演算する変調率演算部と、前記変調率演算部が演算した前記変調率に基づく変調方式を用いる制御を行う変調方式制御部と、を備えることを主要な特徴とする。

また、本発明に係るモータ制御装置は、複数のスイッチング素子を有して直流電力を三相交流電力に変換する三相インバータ回路を用いて三相モータの駆動制御を行うモータ制御装置であって、前記スイッチング素子の温度を検出する温度検出部と、前記三相インバータ回路に流れる回路電流を検出する電流検出部と、前記三相インバータ回路の入力側に印加される直流電圧を検出する電圧検出部と、前記電流検出部が検出した前記回路電流と前記電圧検出部が検出した前記直流電圧とに基づいて、前記直流電圧に対する前記三相モータへ印加される交流電圧の振幅値の比を表す変調率を演算する変調率演算部と、前記温度検出部が検出した前記素子の温度と前記変調率演算部が演算した前記変調率とに基づく変調方式を用いる制御を行う変調方式制御部と、を備えることを主要な特徴とする。

本発明に係るモータ制御装置によれば、高効率運転を的確に遂行することができる。

本発明の第１実施形態に係るモータ制御装置の全体構成を表すブロック図である。 三相変調を用いて三相インバータ回路１７Ａを駆動した場合の出力電圧波形を表わす図である。 上下６０度固定二相変調を用いて三相インバータ回路１７Ａを駆動した場合の出力電圧波形を表わす図である。 上固定１２０度二相変調を用いて三相インバータ回路１７Ａを駆動した場合の出力電圧波形を表わす図である。 下固定１２０度二相変調を用いて三相インバータ回路１７Ａを駆動した場合の出力電圧波形を表わす図である。 ＩＧＢＴとＭＯＳＦＥＴの電流に対する電圧の関係を表す特性図である。 ＩＧＢＴとＭＯＳＦＥＴの電流に対する損失の関係を表す特性図である。 上アームにＩＧＢＴを配置し、下アームにＭＯＳＦＥＴを配置した三相インバータ回路における、各変調方式でのＭＯＳＦＥＴの接合部温度（チャネル温度）と回路損失との関係を示す特性図である。 変調率が小のときに下固定相１２０度二相変調を用いて三相インバータ回路１７Ａを駆動した場合の出力電圧波形を表わす図である。 変調率が中のときに下固定相１２０度二相変調を用いて三相インバータ回路１７Ａを駆動した場合の出力電圧波形を表わす図である。 変調率が大のときに下固定相１２０度二相変調を用いて三相インバータ回路１７Ａを駆動した場合の出力電圧波形を表わす図である。 本発明の第２実施形態に係るモータ制御装置の全体構成を表すブロック図である。 三相インバータ回路１７Ａにおける変調率に対する変調方式の関係を表すテーブルである。 変調率が１のときに三相変調を用いて三相インバータ回路１７Ａを駆動した場合の出力電圧波形を表わす図である。 変調率が１のときに下固定１２０度二相変調を用いて三相インバータ回路１７Ａを駆動した場合の出力電圧波形を表わす図である。 過変調時に上下６０度固定二相変調を用いて三相インバータ回路１７Ａを駆動した場合の出力電圧波形を表わす図である。 過変調時に下固定１２０度二相変調を用いて三相インバータ回路１７Ａを駆動した場合の出力電圧波形を表わす図である。 本発明の第３実施形態に係るモータ制御装置の三相インバータ回路に用いられる直流電源であって、交流側にリアクタを備えて直流出力電圧を制御するコンバータ回路の構成を示すブロック図である。 本発明の第３実施形態に係るモータ制御装置の三相インバータ回路に用いられる直流電源であって、直流側にリアクタを備えて直流出力電圧を制御するコンバータ回路の構成を示すブロック図である。 本発明の第４実施形態に係るモータ制御装置の三相インバータ回路に用いられる直流電源であって、全波倍電圧制御が可能はコンバータ回路の構成を示すブロック図である。 本発明の第５実施形態に係るモータ制御装置の全体構成を表すブロック図である。 Ｓｉ−ＭＯＳＦＥＴ、ＳＪ−ＭＯＳＦＥＴ、およびＳｉＣ−ＭＯＳＦＥＴの素子温度とオン抵抗との関係を表す特性図である。 本発明の第１０実施形態に係るモータ制御装置の全体構成を表すブロック図である。 本発明の第１１実施形態に係るモータ制御装置において、ＭＯＳＦＥＴに対してＳｉＣ−ＳＢＤを逆並列接続した回路構成図である。

以下、本発明に係るモータ制御装置の複数の実施形態、および、本発明に係るモータ制御装置を搭載した空気調和機について、図面を参照しながら詳細に説明する。
なお、複数の実施形態を説明するための図において、共通の構成要素には原則として共通の符号を付し、その重複した内容説明を省略する。

《第１実施形態》
〈本発明の第１実施形態に係るモータ制御装置の全体構成〉
はじめに、本発明の第１実施形態に係るモータ制御装置の全体構成について、図１を参照して説明する。図１は、本発明の第１実施形態に係るモータ制御装置１１Ａの全体構成を表すブロック図である。

第１実施形態に係るモータ制御装置１１Ａについて、三相インバータ回路１７Ａを用いて三相同期モータ１５（本発明の“三相モータ”に相当する。具体的には、例えば直流ブラシレスモータなどを用いる。）の駆動制御を行う場合を例に挙げて説明する。

第１実施形態に係るモータ制御装置１１Ａは、第１〜第６のスイッチング素子ＳＩup，ＳＭun，ＳＩvp，ＳＭvn，ＳＩwp，ＳＭwnに係る接合部温度Ｔｊと、三相インバータ回路１７Ａに流れる回路電流Ｉｏとに基づいて、三相インバータ回路１７Ａの駆動に用いる変調方式を切り替えることにより、高効率運転の的確な遂行を図るものである。

詳しく述べると、第１実施形態に係るモータ制御装置１１Ａは、図１に示すように、直流電源１３と、ＰＷＭ駆動によって三相同期モータ１５の駆動制御を行う三相インバータ回路１７Ａと、電磁誘導式の架線電流センサ１９と、接合部温度検出部２１と、変調方式制御部２３と、インバータ駆動回路２５と、を備えて構成されている。

直流電源１３は、例えば蓄電池である。ただし、直流電源１３として、詳しくは後記するように、例えばコンバータ回路１００Ａ（図１８参照）などを採用してもよい。

三相インバータ回路１７Ａは、パルス幅変調波信号（ＰＷＭ信号）に基づいて、直流電源１３から与えられた直流電力を、ｕ相・ｖ相・ｗ相の擬似正弦波である三相交流電力に変換し、変換後の擬似正弦波である三相交流電力を三相同期モータ１５へ供給することで、三相同期モータ１５の駆動制御を行う機能を有する。

三相インバータ回路１７Ａは、図１に示すように、第１〜第６のスイッチング素子ＳＩup，ＳＭun，ＳＩvp，ＳＭvn，ＳＩwp，ＳＭwnを有する。
なお、以下の説明において、第１〜第６のスイッチング素子ＳＩup，ＳＭun，ＳＩvp，ＳＭvn，ＳＩwp，ＳＭwnを総称する場合は、“第１〜第６のスイッチング素子ＳＩup〜ＳＭwn”と略記する。
第１、第３、第５のスイッチング素子（上アームのスイッチング素子）ＳＩup，ＳＩvp，ＳＩwpとしては、ＩＧＢＴ構造の半導体素子を用いる。一方、第２、第４、第６のスイッチング素子（下アームのスイッチング素子）ＳＭun，ＳＭvn，ＳＭwnとしては、ＭＯＳＦＥＴ構造の半導体素子を用いる。

第１および第２のスイッチング素子ＳＩup，ＳＭunは、第１の接続点Ｎｄ１を介して直列接続されている。第１および第２のスイッチング素子ＳＩup，ＳＭunのそれぞれには、還流ダイオードDupおよび寄生ダイオードDunが逆並列接続されている。第１の接続点Ｎｄ１は、三相同期モータ１５のｕ相動力線に接続されている。以下の説明において、第１のスイッチング素子ＳＩupを第１の上アームＵＡ１と呼び、第２のスイッチング素子ＳＭunを第１の下アームＬＡ１と呼ぶ場合がある。

第３および第４のスイッチング素子ＳＩvp，ＳＭvnは、第２の接続点Ｎｄ２を介して直列接続されている。第３および第４のスイッチング素子ＳＩvp，ＳＭvnのそれぞれには、還流ダイオードDvpおよび寄生ダイオードDvnが逆並列接続されている。第２の接続点Ｎｄ２は、三相同期モータ１５のｖ相動力線に接続されている。以下の説明において、第３のスイッチング素子ＳＩvpを第２の上アームＵＡ２と呼び、第４のスイッチング素子ＳＭvnを第２の下アームＬＡ２と呼ぶ場合がある。

第５および第６のスイッチング素子ＳＩwp，ＳＭwnは、第３の接続点Ｎｄ３を介して直列接続されている。第５および第６のスイッチング素子ＳＩwp，ＳＭwnのそれぞれには、還流ダイオードDwpおよび寄生ダイオードDwnが逆並列接続されている。第３の接続点Ｎｄ３は、三相同期モータ１５のｗ相動力線に接続されている。以下の説明において、第５のスイッチング素子ＳＩwpを第３の上アームＵＡ３と呼び、第６のスイッチング素子ＳＭwnを第３の下アームＬＡ３と呼ぶ場合がある。

第１および第２のスイッチング素子ＳＩup，ＳＭunの直列接続回路、第３および第４のスイッチング素子ＳＩvp，ＳＭvnの直列接続回路、および、第５および第６のスイッチング素子ＳＩwp，ＳＭwnの直列接続回路のそれぞれは、正の直流母線ＰＬおよび負の直流母線ＮＬの間に、相互に並列に接続されている。

架線電流センサ１９は、図１に示すように、負の直流母線ＮＬに近接させて設けられている。負の直流母線ＮＬは接地されている。架線電流センサ１９は、直流電源１３から三相インバータ回路１７Ａへと流れる回路電流Ｉｏを検出する機能を有する。架線電流センサ１９は、本発明の“電流検出部”に相当する。架線電流センサ１９で検出された回路電流Ｉｏは、後記する接合部温度推定部３１および変調方式制御部２３の変調方式判定部３７へとそれぞれ送られる。

接合部温度検出部２１は、第１〜第６のスイッチング素子ＳＩup〜ＳＭwnの接合部温度Ｔｊを検出する機能を有する。接合部温度検出部２１は、本発明の“温度検出部”に相当する。
なお、第１〜第６のスイッチング素子ＳＩup〜ＳＭwnの接合部温度を“スイッチング素子に係る接合部温度”と総称する場合がある。接合部温度検出部２１は、温度実測部３０および接合部温度推定部３１からなる。

温度実測部３０は、第１〜第６のスイッチング素子ＳＩup，ＳＭun，ＳＩvp，ＳＭvn，ＳＩwp，ＳＭwnが実装された基板（不図示）の温度を実測する機能を有する。温度実測部３０は、直流電源Ｖｄｄと接地端子との間に、プルアップ抵抗３３およびサーミスタ３５を直列接続して構成されている。プルアップ抵抗３３およびサーミスタ３５は、基板上に直接実装されている。これは、例えばヒートシンクなどにプルアップ抵抗３３およびサーミスタ３５を基板に対して間接的に設ける場合と比べて、基板温度の検出精度が高まり、ひいてはスイッチング素子に係る接合部温度Ｔｊの推定精度が高まるからである。プルアップ抵抗３３およびサーミスタ３５の接続点Ｐ１の電位（基板温度情報）は、接合部温度推定部３１へと送られる。なお、サーミスタ３５は、ＭＯＳＦＥＴを実装している基板の温度を検出するために、同ＭＯＳＦＥＴと同一基板に実装するものを想定している。

接合部温度推定部３１は、スイッチング素子に係る接合部温度Ｔｊを推定する機能を有する。具体的には、接合部温度推定部３１は、温度実測部３０で実測された基板温度情報（接続点Ｐ１の電位）と、予め取得してある、基板と第１〜第６のスイッチング素子ＳＩup〜ＳＭwnとの各間の熱抵抗に係る情報を用いて、第１〜第６のスイッチング素子ＳＩup〜ＳＭwnの接合部温度Ｔｊを推定する。

変調方式制御部２３は、変調方式判定部３７および変調方式指令部３９からなる。変調方式判定部３７は、後記する変調方式判定情報を記憶している。変調方式判定部３７は、変調方式情報、接合部温度推定部３１で推定されたスイッチング素子に係る接合部温度Ｔｊ、および、架線電流センサ１９で検出された三相インバータ回路１７Ａに流れる回路電流Ｉｏに基づいて、三相インバータ回路１７ＡをＰＷＭ駆動する際に用いる変調方式を判定する機能を有する。変調方式指令部３９は、変調方式判定部３７で判定された変調方式を用いて三相インバータ回路１７ＡをＰＷＭ駆動するように、インバータ駆動回路２５へ指令情報を送る機能を有する。

なお、変調方式制御部２３、および、接合部温度推定部３１は、例えば、ＣＰＵ（Central Processing Unit）、ＲＯＭ（Read Only Memory）、ＲＡＭ（Random Access Memory）などを備えた不図示のマイクロコンピュータ（以下“マイコン”という。）により構成される。このマイコンは、ＲＯＭに記憶されているプログラムを読み出して実行し、接合部温度推定部３１、変調方式判定部３７、および、変調方式指令部３９を含む各種機能部の実行制御を行うように機能する。

インバータ駆動回路２５は、変調方式制御部２３の変調方式指令部３９から送られてきた変調方式に係る指令情報にしたがって、第１〜第６のスイッチング素子ＳＩup〜ＳＭwnのスイッチング制御（ＰＷＭ制御）を行うことにより、三相インバータ回路１７Ａを所定の変調方式を用いて駆動させる機能を有して構成されている。

〈二相変調および三相変調〉
ここで、本発明の第１実施形態に係る三相インバータ回路１７Ａの駆動に用いる変調方式の理解を容易にするために、二相変調および三相変調について、図２および図３を参照して説明する。

図２は、三相変調を用いて三相インバータ回路１７Ａを駆動した場合の出力電圧波形を表わす図である。図３は、上下６０度固定二相変調を用いて三相インバータ回路１７Ａを駆動した場合の出力電圧波形を表わす図である。図２および図３において、横軸に位相〔度〕を示し、縦軸にＰＷＭ制御波形のデューティ〔％〕を示している。
なお、図４〜図５、図９〜図１１、図１４〜図１７においても、図２および図３と同様、横軸に位相〔度〕を示し、縦軸にＰＷＭ制御波形のデューティ〔％〕を示している。

図１に示すような三相インバータ回路１７Ａを用いて三相同期モータ１５をＰＷＭ制御によって駆動する場合は、一般に三相変調を用いる。三相変調では、図２に示すように、ｕ相・ｖ相・ｗ相のそれぞれの電圧について電気角１８０度の位相区間に亘ってＰＷＭ制御を行う。

これに対し、二相変調では、三相同期モータ１５のモータ電流が相電圧ではなく相間電圧により決定されることを利用して、相間電圧を確保しつつ各相電圧を所定期間ごとに三相インバータ回路１７Ａの各スイッチング素子を常時オンすることにより、図３に示すように、１相ごとに高位電源レベルまたは低位電源レベルに電気角π／３（６０度）だけ順次固定するようにＰＷＭ制御を行う。図３に示すような二相変調を、特に上下６０度固定二相変調と呼ぶ。

要するに、上下６０度固定二相変調は、三相インバータ回路１７Ａの第１〜第３の上アームＵＡ１，ＵＡ２，ＵＡ３および第１〜第３の下アームＬＡ１，ＬＡ２，ＬＡ３を構成する第１〜第６のスイッチング素子ＳＩup〜ＳＭwnを６０度ずつ、高位電源レベル（１００％デューティ制御）または低位電源レベル（０％デューティ制御）に順次固定して二相変調を行うものである。

三相変調を用いて三相インバータ回路１７Ａを駆動した場合、図２に示すように、位相の変化に対する三相の各電圧Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗのデューティは、略正弦波状に推移する。このため、ＰＷＭ制御波形のキャリア周波数が高くなり、第１〜第６のスイッチング素子ＳＩup〜ＳＭwnのスイッチング損失が増加して、三相インバータ回路１７Ａの運転効率を低下させてしまう。

これに対し、上下６０度固定二相変調を用いて三相インバータ回路１７Ａを駆動した場合は、図３に示すように、ｕ相電圧では６０度〜１２０度の位相区間、ｗ相電圧は１８０度〜２４０度の位相区間、ｖ相電圧は３００度〜３６０度の位相区間のそれぞれにおいて、１００％デューティ制御（高位電源レベル）が行われる。また、ｕ相電圧では２４０度〜３００度の位相区間、ｗ相電圧は０度〜６０度の位相区間、ｖ相電圧は１２０度〜１８０度の位相区間のそれぞれにおいて、０％デューティ制御（低位電源レベル）が行われる。

三相インバータ回路１７Ａを上下６０度固定二相変調を用いて駆動した場合、三相の各電圧Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗのそれぞれに関し、３分の１に相当する位相区間ではスイッチングを行っていない（１００％デューティ制御、または、０％デューティ制御）。このため、この３分の１に相当する位相区間では、第１〜第６のスイッチング素子ＳＩup〜ＳＭwnのスイッチング損失は生じない。その結果、三相インバータ回路１７Ａの運転効率を向上させることができる。

また、１相ごとに、高位電源レベル（１００％デューティ制御）または低位電源レベル（０％デューティ制御）に電気角２π／３（１２０度）だけ順次固定して、三相インバータ回路のスイッチング損失を低減し、相電圧の振幅が小さい場合にこの二相変調方式を停止して三相モータに三相電圧を印加する技術も知られている（例えば、特開２００６−２１７６７３号公報や特開２００５−２２９６７６号公報参照）。このような二相変調を、固定１２０度二相変調と呼ぶ。このうち、特に、二相変調の固定相を直流電圧の高位電源レベル（１００％デューティ制御）に固定したものを、上固定１２０度二相変調と呼び、二相変調の固定相を直流電圧の低位電源レベル（０％デューティ制御）に固定したものを、下固定１２０度二相変調と呼ぶ。

要するに、上固定１２０度二相変調は、三相インバータ回路１７Ａの第１〜第３の上アームＵＡ１，ＵＡ２，ＵＡ３および第１〜第３の下アームＬＡ１，ＬＡ２，ＬＡ３を構成する第１〜第６のスイッチング素子ＳＩup〜ＳＭwnを１２０度ずつ順次固定して二相変調を行うものである。また、下固定１２０度二相変調は、三相インバータ回路１７Ａの第１〜第３の上アームＵＡ１，ＵＡ２，ＵＡ３および第１〜第３の下アームＬＡ１，ＬＡ２，ＬＡ３を構成する第１〜第６のスイッチング素子ＳＩup〜ＳＭwnを１２０度ずつ順次固定して二相変調を行うものである。

図４は、上固定１２０度二相変調を用いて三相インバータ回路１７Ａを駆動した場合の出力電圧波形を表わす図である。図５は、下固定１２０度二相変調を用いて三相インバータ回路１７Ａを駆動した場合の出力電圧波形を表わす図である。

上固定１２０度二相変調を用いて三相インバータ回路１７Ａを駆動した場合は、図４に示すように、三相の各電圧Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗのそれぞれに関し、３分の１に相当する位相区間ではスイッチングを行っていない（１００％デューティ制御）。したがって、図４に示す上固定１２０度二相変調を用いてＰＷＭ制御を行う場合は、図２に示す三相変調のように約１５％から約８５％の範囲のデューティでＰＷＭ制御を行う場合に比べて、第１〜第６のスイッチング素子ＳＩup〜ＳＭwnのスイッチング損失を低減させることができる。その結果、三相インバータ回路１７Ａの運転効率を向上させることができる。

また、下固定１２０度二相変調を用いて三相インバータ回路１７Ａを駆動した場合は、図５に示すように、三相の各電圧Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗのそれぞれに関し、３分の１に相当する位相区間ではスイッチングを行っていない（０％デューティ制御）。したがって、下固定１２０度二相変調を用いてＰＷＭ制御を行う場合は、図２に示す三相変調のように約１５％から約８５％の範囲のデューティでＰＷＭ制御を行う場合に比べて、第１〜第６のスイッチング素子ＳＩup〜ＳＭwnのスイッチング損失を低減させることができる。その結果、三相インバータ回路１７Ａの運転効率を向上させることができる。

〈ＩＧＢＴおよびＭＯＳＦＥＴの特性〉
次に、第１〜第６のスイッチング素子ＳＩup〜ＳＭwnとして用いられる、ＩＧＢＴおよびＭＯＳＦＥＴの特性について説明する。図６は、ＩＧＢＴとＭＯＳＦＥＴの電流に対する電圧の関係を表す特性図である。図７は、ＩＧＢＴとＭＯＳＦＥＴの電流に対する損失の関係を表す特性図である。図６では、横軸に電流、縦軸に電圧を表している。図７では、横軸に電流、縦軸に損失を表している。

ＩＧＢＴのコレクタ電流に対するコレクタ−エミッタ間電圧の特性は、図６に示すように、コレクタ電流の立ち上がり区間において急増し、その後、なだらかな略線形の増加特性を描く。一方、ＭＯＳＦＥＴのドレイン電流に対するドレイン−ソース間電圧の特性は、すべての電流区間においてなだらかな略線形の増加特性を描く。ＩＧＢＴに係るコレクタ−エミッタ間電圧の特性と、ＭＯＳＦＥＴに係るドレイン−ソース間電圧の特性とは、図６に示すように、臨界点において交差している。要するに、臨界点に比べて低負荷領域（低入力領域）では、ＩＧＢＴに係るコレクタ−エミッタ間電圧の特性がＭＯＳＦＥＴに係るドレイン−ソース間電圧の特性を上回っているが、臨界点に比べて高負荷領域（高入力領域）では、前記両者の関係が逆転している。

図６に示すような特性関係に起因して、図７に示すように、臨界点に比べて低負荷領域（低入力領域）では、ＩＧＢＴに係る損失特性がＭＯＳＦＥＴに係る損失特性を上回っているが、臨界点に比べて高負荷領域（高入力領域）では、前記両者の関係が逆転している。つまり、ＭＯＳＦＥＴの損失は、低負荷領域ではＩＧＢＴと比べて小さいが、高負荷領域では、ＩＧＢＴと比べて大きくなる。これは、ＭＯＳＦＥＴの損失が電流の２乗で増大するからである。

すなわち、図７に示すように、ＭＯＳＦＥＴは、低負荷領域（低入力領域）ではＩＧＢＴと比べても低損失となるが、高負荷領域（高入力領域）では逆にＩＧＢＴと比べても損失が増えてしまう。これは、ＭＯＳＦＥＴのオン抵抗に正の温度特性があるために、高負荷時（高入力時）にはオン抵抗がさらに大きくなることと、損失が電流の２乗で増大するためである。したがって、三相インバータ回路１７Ａの高効率運転を図るためには、低負荷時（低入力時）にはＭＯＳＦＥＴ側への電流通流率を増やし、高負荷時（高入力時）にはＩＧＢＴ側への電流通流率を増やすといったように、各負荷領域における各スイッチング素子の損失の大小関係に合わせて、それぞれのスイッチング素子への電流通流量を変えることを考慮して変調方式を切り替えることが好ましい。

こうした観点から、前記の特許文献１では、ＩＧＢＴとＭＯＳＦＥＴを組み合わせたインバータ回路を備えるインバータ装置を提案している。この技術では、インバータ回路の上アームにＩＧＢＴ、下アームにＭＯＳＦＥＴを備えたインバータ回路において、負荷の大きさに応じて、三相変調と上下６０度固定二相変調との切り替えを行う構成を採用している。負荷の大小に係る判定には、モータ電流、インバータ回路への入力電圧、スイッチング素子に係るオン・オフのデューティの大きさ、または、モータの回転速度を用いる。

ところが、ＭＯＳＦＥＴのオン抵抗には正の温度特性があるため、同ＭＯＳＦＥＴの温度によってオン抵抗の値が変化する。このため、三相変調または二相変調を用いて同じ電流を通電させた場合でも、素子温度の高低によってＭＯＳＦＥＴで発生する導通損失は変化してしまう。しかも、ＭＯＳＦＥＴでは、高負荷時における温度上昇の割合がＩＧＢＴと比べて大きくなっている。したがって、負荷の大きさに応じて、単に三相変調と上下６０度固定二相変調とを切り替えただけでは、ＭＯＳＦＥＴに温度変化が生じた場合は、高効率運転を維持することができない。

図８は、三相インバータ回路１７Ａを、複数の変調方式を用いて駆動した場合の、ＭＯＳＦＥＴの接合部温度（チャネル温度）と回路損失との関係を表す特性図である。図８において、横軸にチャネル温度〔摂氏度〕を、縦軸に回路損失〔Ｗ〕を表している。
なお、回路損失の特性パラメータ（変調方式）としては、三相変調、上下６０度固定二相変調、上固定１２０度二相変調、および、下固定１２０度二相変調を表している。

図８に示すように、いずれの二相変調方式を用いて三相インバータ回路１７Ａを駆動した場合であっても、三相変調を用いて三相インバータ回路１７Ａを駆動した場合に比べて、回路損失は小さい。また、ＭＯＳＦＥＴの低温時（約４０°Ｃ以下）では、下固定１２０度二相変調を用いて三相インバータ回路１７Ａを駆動した場合が、最も低損失となる。これに対し、ＭＯＳＦＥＴの高温時（約４０°Ｃを超える）では、上固定１２０度二相変調を用いて三相インバータ回路１７Ａを駆動した場合が、最も低損失となっている。

これは、高温時におけるＭＯＳＦＥＴのオン抵抗は、低温時のそれと比べて大きくなるため、このオン抵抗の増大に伴って、同ＭＯＳＦＥＴの導通損失が大きくなるからである。例えば、ＭＯＳＦＥＴの接合部温度（チャネル温度を包括する概念である。以下、同じ。）が高いときに、下固定１２０度二相変調を用いて三相インバータ回路１７Ａを駆動した場合は、図８に示すように、上固定１２０度二相変調を用いて三相インバータ回路１７Ａを駆動した場合と比べて、回路損失が大きくなる。そのため、ＭＯＳＦＥＴの接合部温度が高い場合は、仮に低負荷時（低入力時）であっても、下固定１２０度二相変調を用いて三相インバータ回路１７Ａを駆動しても、高効率運転を実現することはできない。

ところが、前記の特許文献１の技術では、負荷の大きさ（負荷電流）のみによって変調方式を決定している。そのため、低負荷時において運転効率が良好となるはずの下固定１２０度二相変調を用いて三相インバータ回路１７Ａを駆動した場合でも、ＭＯＳＦＥＴの接合部温度が高い場合は、ＭＯＳＦＥＴのオン抵抗が大きくなって同ＭＯＳＦＥＴの損失が大きくなるために、三相インバータ回路１７Ａの高効率運転を行うことができない。

そこで、第１実施形態に係るモータ制御装置１１Ａでは、第１〜第６のスイッチング素子ＳＩup，ＳＭun，ＳＩvp，ＳＭvn，ＳＩwp，ＳＭwnに係る接合部温度Ｔｊと、三相インバータ回路１７Ａに流れる回路電流Ｉｏ（負荷の大きさ）とに基づいて、三相インバータ回路１７Ａの駆動に用いる変調方式を切り替えることにより、高効率運転の的確な遂行を図ることとしている。

〈第１実施形態に係るモータ制御装置１１Ａの動作〉
次に、第１実施形態に係るモータ制御装置１１Ａの動作について説明する。第１実施形態に係るモータ制御装置１１Ａの電源スイッチ（不図示）がオンされると、三相インバータ回路１７Ａは、インバータ駆動回路２５から送信されてきた変調方式に係る指令情報に基づくＰＷＭ制御信号（駆動制御信号）によって、第１〜第６のスイッチング素子ＳＩup〜ＳＭwnを順次オン／オフさせることで、ＰＷＭ波形による疑似正弦波の３相交流電力を生成し、これをもって三相同期モータ１５を駆動する。

三相同期モータ１５の駆動中に、接合部温度推定部３１は、架線電流センサ１９で検出した三相インバータ回路１７Ａに流れる回路電流Ｉｏと、温度実測部３０のサーミスタ３５が実測した基板温度と、予め取得してある、基板から第１〜第６のスイッチング素子ＳＩup〜ＳＭwn間の熱抵抗とを用いて、第１〜第６のスイッチング素子ＳＩup〜ＳＭwnに係る接合部温度Ｔｊを推定する。

ここで、実際の接合部温度推定部３１での接合部温度推定方法について説明する。第１〜第６のスイッチング素子ＳＩup〜ＳＭwnとして、ＩＧＢＴまたはＭＯＳＦＥＴを採用したとする。まず、架線電流センサ１９で検出した三相インバータ回路１７Ａに流れる電流ＩｏとＩＧＢＴの飽和電圧Ｖｃｅの積、または、前記電流Ｉｏの２乗とＭＯＳＦＥＴのオン抵抗の積から、ＩＧＢＴまたはＭＯＳＦＥＴの導通損失を算出する。次に、温度実測部３０のサーミスタ３５が実測した基板温度に、前記算出した導通損失と基板〜スイッチング素子間の熱抵抗の積を加算することで接合部温度Ｔｊを推定する。

しかし、ＭＯＳＦＥＴのオン抵抗Ｒｏｎ_（Ｔｊ）は、接合部温度Ｔｊの関数となるため、導通損失は接合部温度Ｔｊの関数となる。さらに、接合部温度Ｔｊは導通損失の関数となるため、導通損失と接合部温度Ｔｊを一意に算出することはできない。そこで、導通損失を算出する場合のオン抵抗Ｒｏｎとしては、温度実測部３０のサーミスタ３５が実測した基板温度をｔｃとしたとき、実際の接合部温度Ｔｊとの推定温度差Δｔを見積もった温度である（ｔｃ＋Δｔ）時の値であるＲｏｎ_{（ｔｃ＋Δｔ）}を採用することとする。このようにすることで、導通損失と接合部温度Ｔｊを一意に算出することができる。

前記の手順を用いたＭＯＳＦＥＴの接合部温度推定方法は、下記の式（１）および式（２）で表すことができる。
Ｐ_{（ｔｃ＋Δｔ）}＝Ｉｏ×Ｉｏ×Ｒｏｎ_{（ｔｃ＋Δｔ）} 式（１）
Ｔｊ ＝ｔｃ＋Ｐ_{（ｔｃ＋Δｔ）}×Ｒ_ｊθ 式（２）
ここで、Ｔｊは接合部温度、ｔｃは基板温度、Ｐ_{（ｔｃ＋Δｔ）}はＭＯＳＦＥＴの導通損失、Ｒ_ｊθは基板から第１〜第６のスイッチング素子ＳＩup〜ＳＭwn間の熱抵抗、Δｔは基板温度と接合部温度との推定温度差を表す。

そして、変調方式制御部２３の変調方式判定部３７は、接合部温度Ｔｊおよび回路電流Ｉｏに関連付けられた、最も低損失となる変調方式を判定するための変調方式判定情報と、接合部温度推定部３１で推定された接合部温度Ｔｊと、架線電流センサ１９で検出された三相インバータ回路１７Ａの回路電流Ｉｏとに基づいて、最も低損失となる変調方式を判定し、その変調方式を変調方式制御部２３の変調方式指令部３９へ送る。これを受けて、変調方式指令部３９は、変調方式に係る指令情報をインバータ駆動回路２５へ送る。これを受けて、インバータ駆動回路２５は、最も低損失と判定された変調方式に従うＰＷＭ制御の駆動信号を生成し、三相インバータ回路１７Ａの第１〜第６のスイッチング素子ＳＩup〜ＳＭwnを駆動する。
このときの導通損失は、（式１）で示したＰ_{（ｔｃ＋Δｔ）}ではなく、接合部温度推定部３１で推定した接合部温度でのオン抵抗と架線電流センサ１９で検出した三相インバータ回路１７Ａに流れる電流Ｉｏから算出する。

具体的には、例えば、架線電流センサ１９が検出した三相インバータ回路１７Ａの回路電流Ｉｏの値が小さく（負荷が小さく）、かつ、接合部温度推定部３１が推定した第１〜第６のスイッチング素子ＳＩup〜ＳＭwnの接合部温度Ｔｊが低い場合を考える。かかる場合において、変調方式制御部２３の変調方式判定部３７は、上アームに属するスイッチング素子ＳＩup，ＳＩvp，ＳＩwpの各ＩＧＢＴと比べて、下アームに属するスイッチング素子ＳＭun，ＳＭvn，ＳＭwnの各ＭＯＳＦＥＴの方が、オン抵抗および導通損失が小さいと判断し、最も低損失となる変調方式として下固定１２０度二相変調を用いる判定を下す。

これにより、インバータ駆動回路２５は、下固定１２０度二相変調を用いて三相インバータ回路１７Ａの駆動制御を行う。その結果、三相インバータ回路１７Ａの下アームに属するスイッチング素子ＳＭun，ＳＭvn，ＳＭwnの各ＭＯＳＦＥＴへの電流通流量を増やすことにより、三相インバータ回路１７Ａの高効率運転を的確に遂行することができる。

また、例えば、架線電流センサ１９が検出した三相インバータ回路１７Ａの回路電流Ｉｏの値が小さく（負荷が小さく）、かつ、接合部温度推定部３１が推定した第１〜第６のスイッチング素子ＳＩup〜ＳＭwnの接合部温度Ｔｊが高い場合を考える。かかる場合において、変調方式制御部２３の変調方式判定部３７は、上アームに属するスイッチング素子ＳＩup，ＳＩvp，ＳＩwpの各ＩＧＢＴと比べて、下アームに属するスイッチング素子ＳＭun，ＳＭvn，ＳＭwnの各ＭＯＳＦＥＴの方が、オン抵抗および導通損失が大きいと判断し、最も低損失となる変調方式として、上下６０度固定二相変調、または、上固定１２０度二相変調のいずれかを用いる判定を下す。

これにより、インバータ駆動回路２５は、上下６０度固定二相変調、または、上固定１２０度二相変調のいずれかを用いて三相インバータ回路１７Ａの駆動制御を行う。その結果、架線電流センサ三相インバータ回路１７Ａの上アームに属するスイッチング素子ＳＩup，ＳＩvp，ＳＩwpの各ＩＧＢＴへの電流通流率を増やすことにより、三相インバータ回路１７Ａの高効率運転を的確に遂行することができる。

また、例えば、架線電流センサ１９が検出した三相インバータ回路１７Ａの回路電流Ｉｏの値が大きく（負荷が大きく）、かつ、接合部温度推定部３１が推定した第１〜第６のスイッチング素子ＳＩup〜ＳＭwnの接合部温度Ｔｊが低い場合を考える。かかる場合において、変調方式制御部２３の変調方式判定部３７は、上アームに属するスイッチング素子ＳＩup，ＳＩvp，ＳＩwpの各ＩＧＢＴと比べて、下アームに属するスイッチング素子ＳＭun，ＳＭvn，ＳＭwnの各ＭＯＳＦＥＴの方が、オン抵抗および導通損失が小さいと判断し、最も低損失となる変調方式として、下固定１２０度二相変調を用いる判定を下す。

これにより、インバータ駆動回路２５は、下固定１２０度二相変調を用いて三相インバータ回路１７Ａの駆動制御を行う。その結果、三相インバータ回路１７Ａの下アームに属するスイッチング素子ＳＭun，ＳＭvn，ＳＭwnの各ＭＯＳＦＥＴへの電流通流量を増やすことにより、三相インバータ回路１７Ａの高効率運転を的確に遂行することができる。

また、例えば、架線電流センサ１９が検出した三相インバータ回路１７Ａの回路電流Ｉｏの値が大きく（負荷が大きく）、かつ、接合部温度推定部３１が推定した第１〜第６のスイッチング素子ＳＩup〜ＳＭwnの接合部温度Ｔｊも高い場合を考える。かかる場合において、変調方式制御部２３の変調方式判定部３７は、上アームに属するスイッチング素子ＳＩup，ＳＩvp，ＳＩwpの各ＩＧＢＴと比べて、下アームに属するスイッチング素子ＳＭun，ＳＭvn，ＳＭwnの各ＭＯＳＦＥＴの方が、オン抵抗および導通損失が大きいと判断し、最も低損失となる変調方式として、上下６０度固定二相変調、または、上固定１２０度二相変調を用いる判定を下す。

これにより、インバータ駆動回路２５は、上下６０度固定二相変調、または、上固定１２０度二相変調を用いて三相インバータ回路１７Ａの駆動制御を行う。その結果、三相インバータ回路１７Ａの上アームに属するスイッチング素子ＳＩup，ＳＩvp，ＳＩwpの各ＩＧＢＴへの電流通流率を増やすことにより、三相インバータ回路１７Ａの高効率運転を的確に遂行することができる。

〈第１実施形態に係るモータ制御装置１１Ａの作用効果〉
第１実施形態に係るモータ制御装置１１Ａによれば、第１〜第６のスイッチング素子ＳＩup〜ＳＭwnの接合部温度、および、三相インバータ回路１７Ａの回路電流Ｉｏの値、並びに、変調方式判定情報に基づいて、予め用意された変調方式（三相変調、上下６０度固定二相変調、上固定１２０度二相変調、および下固定１２０度二相変調）のなかから、最も低損失となる変調方式を判定し、この判定結果に係る変調方式を切り替えて用いることにより、三相インバータ回路１７Ａを含むモータ制御装置１１Ａの高効率運転を的確に遂行することができる。

なお、変調方式を切り替えるためのトリガポイントとしては、例えば、図８に示すように、スイッチング素子の接合部温度が臨界温度（図８の例では、約４０°Ｃ）を超えると、変調方式を変えたときの回路損失の大小関係が変わることに着目して、下固定１２０度二相変調に代えて、上下６０度固定二相変調または上固定１２０度二相変調を切り替えて用いることにより、モータ制御装置１１Ａの高効率運転を的確に遂行することができる。

また、三相インバータ回路１７Ａの回路電流Ｉｏの値が変わると、スイッチング素子の導通損失の大きさも変わる。そこで、回路電流Ｉｏの値に応じて変調方式を切り替えるための、スイッチング素子に係る温度の閾値を適宜変更してもよい。このように構成すれば、回路電流Ｉｏの値に応じたスイッチング素子の導通損失に基づいて、適切な変調方式を切り替えて用いることができる。

《第２実施形態》
〈変調率に基づく変調方式の切り替え制御〉
第１実施形態では、変調方式を切り替えるための技術要素として、三相インバータ回路１７Ａにおけるスイッチング素子に係る接合部温度Ｔｊおよび回路電流Ｉｏを用いたが、第２実施形態では、変調率を用いる点が、第１実施形態とは異なっている。

三相インバータ回路１７Ａの第１〜第６のスイッチング素子ＳＩup〜ＳＭwnのスイッチング損失は、変調方式のみならず、変調率によっても変わる。具体的には、三相インバータ回路１７Ａの回路電流Ｉｏが大きいときにＰＷＭ制御のスイッチング動作が行われると、第１〜第６のスイッチング素子ＳＩup〜ＳＭwnのスイッチング損失は大きくなる。また、回路電流Ｉｏが小さいときにＰＷＭ制御のスイッチング動作が行われると、第１〜第６のスイッチング素子ＳＩup〜ＳＭwnのスイッチング損失は、前記（回路電流Ｉｏが大きいとき）と比べて大きくなる。

要するに、三相インバータ回路１７Ａのスイッチング動作が行われるときの回路電流Ｉｏの大きさ（変調率の値）によって、第１〜第６のスイッチング素子ＳＩup〜ＳＭwnのスイッチング損失は変化する。言い換えると、変調方式の選択と変調率の大きさ次第によって、スイッチング損失は大きく変わってくる。

さらに詳しく説明する。例えば、三相変調と二相変調とを比較すると、三相変調では、ＰＷＭのスイッチング回数が二相変調の場合の３／２だけ多くなり、かつ、正弦波のピーク値周辺を含めた電流値の大きいところでのスイッチング動作の回数が多いため、必然的にスイッチング損失が大きくなる。

一方、二相変調では、固定１２０度二相変調（上固定１２０度二相変調および下固定１２０度二相変調）と上下６０度固定二相変調とを比較すると、変調率が小さいときは、両者の第１〜第６のスイッチング素子ＳＩup〜ＳＭwnのスイッチング損失はほぼ同じである。また、変調率が大きいときは、回路電流Ｉｏが大きいときにＰＷＭのスイッチングが行われるために、下固定１２０度二相変調の方が上下６０度固定二相変調と比べてスイッチング損失が大きくなる。この理由について、図９〜図１１を参照して説明する。

図９は、変調率が小のときに下固定相１２０度二相変調を用いて三相インバータ回路１７Ａを駆動した場合の出力電圧波形を表わす図である。図１０は、変調率が中のときに下固定相１２０度二相変調を用いて三相インバータ回路１７Ａを駆動した場合の出力電圧波形を表わす図である。図１１は、変調率が大のときに下固定相１２０度二相変調を用いて三相インバータ回路１７Ａを駆動した場合の出力電圧波形を表わす図である。図９〜図１１は、本発明の第２実施形態に係るモータ制御装置１１Ｂにおいて、変調率に基づく適切な変調方式を用いるための基礎的な技術事項を表している。

図９に示すように、変調率が小さいときはＰＷＭ制御のデューティが小さくて出力電圧波形のピークも小さいが、図１１に示すように、変調率が大きいときはＰＷＭ制御のデューティが大きくなって出力電圧波形のピークも大きくなっている。すなわち、図９〜図１１に示すように、変調率が大きくなるにしたがってＰＷＭ制御のデューティが大きくなり、出力電圧波形のピークが大きくなっていることがわかる。このため、変調率が大きくなるほど、三相インバータ回路１７Ａの回路電流Ｉｏのピークが大きくなるために、ＰＷＭ制御のスイッチング損失が大きくなる。

例えば、三相インバータ回路１７Ａの直流入力電圧が変動して変調率が大きくなり、スイッチング損失が増大して三相インバータ回路１７Ａの運転効率に影響を与える場合は、スイッチング損失が小さくなる変調方式を選択的に切り替えて用いることにより、三相インバータ回路１７Ａの高効率運転を的確に遂行することができる。

〈本発明の第２実施形態に係るモータ制御装置１１Ｂの全体構成〉
次に、本発明の第２実施形態に係るモータ制御装置１１Ｂについて、図１２および図１３を参照して説明する。図１２は、本発明の第２実施形態に係るモータ制御装置１１Ｂの全体構成を表すブロック図である。図１３は、三相インバータ回路１７Ａにおける変調率に対する変調方式の関係を表すテーブルである。

第１実施形態に係るモータ制御装置１１Ａと、第２実施形態に係るモータ制御装置１１Ｂとは、基本的な構成要素が共通している。そこで、両者間の相違点に着目して説明することで、第２実施形態に係るモータ制御装置１１Ｂの説明に代えることとする。

第１実施形態に係るモータ制御装置１１Ａと、第２実施形態に係るモータ制御装置１１Ｂとの相違点は、接合部温度検出部２１に代えて、モータ制御部２９を設けた点、および、電圧検出部２７を追加した点である。

モータ制御部２９は、図１２に示すように、前記の変調方式制御部２３（変調方式判定部３７および変調方式指令部３９）の他に、モータ電流再現部４１、モータ電圧演算部４３、および、変調率演算部４５を備えて構成されている。

モータ制御部２９のモータ電流再現部４１は、架線電流センサ１９から送られてきた三相インバータ回路１７Ａの回路電流Ｉｏに基づいて３相同期モータ１５に流れる三相交流電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗを再現する機能を有している。

モータ電圧演算部４３は、モータ電流再現部４１から送られてきた三相交流電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗと、外部から送られてきたモータ指令回転速度ｆ^*とに基づいて、３相同期モータ１５に印加すべき三相交流指令電圧Ｖｕ^*，Ｖｖ^*，Ｖｗ^*を演算し、これをインバータ駆動回路２５へ送信する機能を有している。さらに、モータ電圧演算部４３は、三相同期モータ１５に印加する正弦波電圧の振幅値Ｖｓ^*を演算し、この正弦波電圧の振幅値Ｖｓ^*を変調率演算部４５へ送信する機能を有している。

変調率演算部４５は、電圧検出部２７が検出した直流電圧Ｖｄと、モータ電圧演算部４３が演算した三相同期モータ１５に印加する正弦波電圧の振幅値Ｖｓ^*とに基づいて変調率ｋｈを演算し、この変調率ｋｈを変調方式制御部２３の変調方式判定部３７へ送信する機能を有している。

なお、変調方式判定部３７と変調方式指令部３９とを備える変調方式制御部２３は、モータ制御部２９の内部に構成されているが、それらの機能は、第１実施形態と基本的に同じである。ただし、第１実施形態に係る変調方式判定部３７では、接合部温度Ｔｊと回路電流Ｉｏとに基づいて変調方式を判定したのに対し、第２実施形態に係る変調方式判定部３７では、変調率演算部４５から送られてきた変調率ｋｈに基づいて変調方式を判定することとしている。

電圧検出部２７は、直流電源１３の直流電圧を検出し、検出した直流電圧Ｖｄをモータ制御部２９の変調率演算部４５へ送信する機能を有する。

〈第２実施形態に係るモータ制御装置１１Ｂの動作〉
次に、第２実施形態に係るモータ制御装置１１Ｂの動作について説明する。なお、第１実施形態と重複する動作の説明は、原則として省略する。

まず、モータ制御部２９のモータ電流再現部４１は、架線電流センサ１９が検出した三相インバータ回路１７Ａに流れる回路電流Ｉｏに基づいて、三相同期モータ１５に流れる三相交流電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗを推定して再現する。これによって、モータ制御部２９のモータ電圧演算部４３は、モータ電流再現部４１から取得した三相交流電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗと外部から取得したモータ指令回転速度ｆ^*とに基づいて、三相同期モータ１５に印加すべき三相交流指令電圧Ｖｕ^*，Ｖｖ^*，Ｖｗ^*を演算し、この三相交流指令電圧Ｖｕ^*，Ｖｖ^*，Ｖｗ^*をインバータ駆動回路２５へ送信する。
なお、モータ電圧演算部４３が三相同期モータ１５に印加すべき三相交流指令電圧Ｖｕ^*，Ｖｖ^*，Ｖｗ^*を演算する手法は、例えば、特開２００２−２７２１９４号公報などにも開示されている一般的な手法（ベクトル制御によるｄｑ変換の手法）を用いることができる。また、この手法以外でも、モータ電流の三相分、または二相分を用いて三相交流指令電圧を演算してもよい。

さらに、モータ制御部２９のモータ電圧演算部４３は、三相同期モータ１５に印加する正弦波電圧の振幅値Ｖｓ^*を演算し、この正弦波電圧の振幅値Ｖｓ^*を変調率演算部４５へ送信する。

モータ制御部２９の変調率演算部４５は、電圧検出部２７が検出した直流電源１３の直流電圧Ｖｄと、モータ電圧演算部４３が演算した三相同期モータ１５に印加する正弦波電圧の振幅値Ｖｓ^*とに基づいて変調率ｋｈを演算し、この変調率ｋｈを変調方式制御部２３の変調方式判定部３７へ送信する。

変調方式判定部３７は、図１３に示すように、変調率に対する変調方式の関係を表すテーブルを記憶している。変調方式判定部３７は、変調率演算部４５が算出した変調率ｋｈと、図１３に示すテーブルとに基づいて、変調率ｋｈに相応しい変調方式を判定し、判定した変調方式を変調方式指令部３９へ送る。これを受けて、変調方式指令部３９は、変調方式に係る指令情報をインバータ駆動回路２５へ送る。

インバータ駆動回路２５は、モータ電圧演算部４３から送信された三相交流指令電圧Ｖｕ^*，Ｖｖ^*，Ｖｗ^*と、変調方式指令部３９から送信されてきた変調方式に係る指令情報とに基づいて、ＰＷＭ制御の駆動信号を生成し、このＰＷＭ制御の駆動信号を三相インバータ回路１７Ａの第１〜第６のスイッチング素子ＳＩup〜ＳＭwnへ送信する。これにより、三相インバータ回路１７Ａは、変調率に基づく適切な変調方式によってＰＷＭ駆動を行う。

次に、モータ制御部２９の変調率演算部４５が行う変調率の計算方法について説明する。一般的な変調率とは、信号波の振幅と搬送波の振幅との比である。したがって、三相インバータ回路１７ＡのＰＷＭ制御における信号波は三相同期モータ１５に印加する正弦波であり，搬送波は直流電源１３の直流入力電圧の１／２を振幅とする方形波となる。したがって、三相同期モータ１５に印加する正弦波の振幅をＶｓ^*、直流入力電圧をＶｄとすると、変調率ｋｈは次の式（３）で計算される。

ｋｈ＝Ｖｓ^*／（Ｖｄ／２） 式（３）

ここで、変調方式を切り替える際に用いる変調率ｋｈの大きさ（閾値）は、三相インバータ回路１７Ａの第１〜第６のスイッチング素子ＳＩup〜ＳＭwnのスイッチング損失を含めた三相インバータ回路全体の損失の大きさによって決定される。そのため、変調率ｋｈの閾値は、あらかじめ変調方式判定部４５に記憶させておく。したがって、変調率演算部４５で式（３）のように算出された変調率ｋｈが、あらかじめ記憶されている所定の閾値を超えた場合に、変調方式判定部４５は、スイッチング損失の小さい変調方式を切り替えて用いればよい。

ここで、本実施形態の構成である、図１２に示す三相インバータ回路１７Ａの上アームに属するスイッチング素子ＳＩup，ＳＩvp，ＳＩwpにＩＧＢＴ、下アームに属するスイッチング素子ＳＭun，ＳＭvn，ＳＭwnにＭＯＳＦＥＴを配置した場合を例に挙げて説明する。

図７に示すように、低入力時（低負荷時）にはＩＧＢＴと比べてＭＯＳＦＥＴの方が低損失のため、下固定１２０度二相変調を行うことで高効率となる。しかし、ＭＯＳＦＥＴとしてスーパー・ジャンクション・ＭＯＳＦＥＴのような寄生ダイオードの逆回復時間が大きい素子を使用した場合には、下固定１２０度二相変調を行うことで、上アームと下アームにＩＧＢＴを用いた三相インバータ回路の場合と比べて、スイッチング損失がさらに悪化してしまう。

このため、下アームにスーパー・ジャンクション・ＭＯＳＦＥＴを用いたために変調率が大きくなってスイッチング損失が悪化してきた場合、変調方式判定部３７は、その変調率に相応しい変調方式として、スイッチング損失の小さい上下６０度固定二相変調、または、上固定１２０度二相変調を用いる判定を下す。このように、変調率の大きさに応じてスイッチング損失の少ない変調方式を切り替えて用いることにより、三相インバータ回路１７Ａを含むモータ制御装置１１Ｂの高効率運転を的確に遂行することができる。

ここで、変調方式を切り替える具体的なトリガポイントとしては、通常、変調率は１以下であるが、例えば、三相インバータ回路１７Ｂと負荷である三相同期モータ１５との間のハンチング現象などによって変調率が１．１５以上になった場合には、下固定１２０度二相変調に代えて、上下６０度固定二相変調、または、上固定１２０度二相変調を切り替えて用いればよい。

図１４は、変調率が１のときに三相変調を用いて三相インバータ回路１７Ａを駆動した場合の出力電圧波形を表わす図である。図１５は、変調率が１のときに下固定１２０度二相変調を用いて三相インバータ回路１７Ａを駆動した場合の出力電圧波形を表わす図である。

図１４に示すように、三相変調の場合は、変調率が１のときはＰＷＭデューティが０〜１００％まで変化した出力電圧波形のピークが最大となり、これ以上変調率を上げると波形が歪んでしまう。これに対して、図１５に示すように、下固定１２０度二相変調の場合は、変調率が１のときでもＰＷＭデューティは最大で８５％程度であって、出力電圧波形のピークは１００％に達していない。このことは、下固定１２０度二相変調の場合は３相変調に比べて変調率に余裕があることを示している。

一方、変調率が例えば１．１以上、好ましくは１．１５以上の領域は、過変調領域である。すなわち、これ以上変調率を大きくすると、三相同期モータ１５に印加される線間電圧の波形は正弦波を保てずに歪んでしまう。このため、実際に三相同期モータ１５に印加される線間電圧としては、これ以上増大することはない。

図１６は、過変調時に上下６０度固定二相変調を用いて三相インバータ回路１７Ａを駆動した場合の出力電圧波形を表わす図である。図１７は、過変調時に下固定１２０度二相変調を用いて三相インバータ回路１７Ａを駆動した場合の出力電圧波形を表わす図である。

図１６に示すように、過変調時に上下６０度固定二相変調を用いて三相インバータ回路１７Ａを駆動した場合は、電流値のピーク付近ではデューティが１００％または０％となり、ＰＷＭのスイッチングは行われていない。一方、図１７に示すように、過変調時に下固定１２０度二相変調を用いて三相インバータ回路１７Ａを駆動した場合は、電流値のピーク付近でデューティが１００％と比べてやや低くなっているので、上アームに配置されたＩＧＢＴに対してＰＷＭのスイッチングが行われる。そのためスイッチング損失が悪化してしまう。

なお、図には示していないが、過変調時における上固定１２０度二相変調の場合もピーク付近でＰＷＭのスイッチングが行われるが、このときは、下アームに配置されたＭＯＳＦＥＴのスイッチングの比率が多いため、上アームに配置されたＩＧＢＴのスイッチングの比率が多い下固定１２０度二相変調に比べてスイッチング損失は小さくなる。また、上下６０度固定二相変調の場合も、下固定１２０度二相変調の場合と比べて下アームに配置されたＭＯＳＦＥＴのスイッチングの比率は小さくなるため、スイッチング損失は小さくなる。その結果、三相インバータ装置１７Ａの高効率運転を的確に遂行することができる。

このように、変調率が例えば１．１５以上の過変調になった場合は、下固定１２０度二相変調に代えて、上下６０度固定二相変調、または。上固定１２０度二相変調を切り替えて用いることにより、三相インバータ装置１７Ａを含むモータ制御装置１１Ｂの高効率運転を的確に遂行することができる。なお、実際には、変調方式を切り替えるための変調率の閾値に余裕を持たせ、例えば、変調率が１．１０〜１．１５の間で変調方式を切り替えることが望ましい。

〈第２実施形態に係るモータ制御装置１１Ｂの作用効果〉
第２実施形態に係るモータ制御装置１１Ｂによれば、三相インバータ回路１７Ａの変調率に基づいて、予め用意された変調方式（三相変調、上下６０度固定二相変調、上固定１２０度二相変調、および下固定１２０度二相変調）のなかから、最も低損失となる変調方式を判定し、この判定結果に係る変調方式を切り替えて用いることにより、三相インバータ回路１７Ａを含むモータ制御装置１１Ｂの高効率運転を的確に遂行することができる。また、変調率が過変調になった場合でも、三相インバータ回路１７Ａにおけるスイッチング素子のスイッチング損失を低減させるように変調方式を切り替えて用いる構成を採用したので、三相インバータ装置１７Ａを含むモータ制御装置１１Ｂの高効率運転を的確に遂行することができる。

《第３実施形態》
図１または図１２に示すように、第１実施形態および第２実施形態では、直流電源１３によって三相インバータ回路１７Ａを駆動したが、この直流電源１３を、直流出力電圧の制御が可能なコンバータ回路に置き換えることができる。

図１８は、本発明の第３実施形態に係る三相インバータ回路の直流電源であって、交流側にリアクタを備えて直流出力電圧を制御するコンバータ回路１００Ａの構成を示すブロック図である。
図１８に示すように、コンバータ回路１００Ａの主回路は、商用電源１０１に直列に接続されるリアクタ１０３と、商用電源１０１の交流電圧を直流電圧に整流するダイオードブリッジ１０５と、ダイオードブリッジ１０５で整流された直流電圧に含まれる脈動成分を平滑する平滑キャパシタ１０７と、ダイオードブリッジとトランジスタが逆並列に接続された双方向性スイッチ１０９とを備えて構成されている。

また、コンバータ回路１００Ａの制御系は、商用電源１０１の交流電圧のゼロクロス点（すなわち、交流電圧がゼロ電位を通過するタイミング）を検出するゼロクロス検出部１１１と、コンバータ回路１００Ａの直流出力電圧を検出する直流電圧検出部１１３と、を備えて構成されている。ちなみに、外部の制御器１１５には、コンバータ回路１００Ａの直流出力電圧を制御するコンバータ制御部１１７が内蔵されている。

このような構成により、コンバータ制御部１１７が、ゼロクロス検出部１１１からのゼロクロス電圧と直流電圧検出部１１３からの直流出力電圧とに基づいて、双方向性スイッチ１０９に属するトランジスタを制御する。これにより、交流電圧のセロクロス点に同期して、商用電源１０１に直列に接続されたリアクタ１０３に流れる電流が制御されるので、ダイオードブリッジ１０５は、同期整流を行いながら電圧が制御された直流電圧を出力することができる。したがって、コンバータ回路１００は、直流電圧が制御されて平滑キャパシタ１０７で平滑された直流出力電圧を、図１または図１２に示す三相インバータ回路１１Ａへ供給することができる。

要するに、コンバータ制御部１１７は、ゼロクロス検出部１１１が検出した交流出力電圧波形に同期させながら、直流電圧検出部１１３からフィードバックした直流出力電圧に基づいて双方向性スイッチ１０９を短絡動作させるので、商用電源１０１側のリアクタ１０３に流れる交流電流を制御することができる。これによって、コンバータ回路１００は、ダイオードブリッジ１０５から出力される直流電圧を制御することができると共に、力率改善と高調波抑制とを行うことができる。

図１９は、本発明の第３実施形態に係る三相インバータ回路の直流電源であって、直流側にリアクタを備えて直流出力電圧を制御するコンバータ回路の構成を示すブロック図である。
図１９に示すように、コンバータ回路２００の主回路は、商用電源２０１の交流電圧を直流電圧に整流するダイオードブリッジ２０３と、ダイオードブリッジ２０３の正極側出力端子に直列に接続されたリアクタ２０５と、リアクタ２０５の出力側端子とダイオードブリッジ２０３の負極側出力端子との間に順方向に接続されたトランジスタ２０７と、リアクタ２０５の出力側端子に順方向に接続された逆流防止ダイオード２０９と、ダイオードブリッジ２０３で整流された直流電圧に含まれる脈動成分を平滑する平滑キャパシタ２１１と、を備えて構成されている。

コンバータ回路２００の制御系は、コンバータ回路２００の直流出力電圧を検出する直流電圧検出部２１３と、コンバータ回路２００の直流出力電流を検出する直流電流検出部２１５と、と、を備えて構成されている。ちなみに、外部の制御器２１７には、コンバータ回路２００の直流出力電圧を制御するコンバータ制御部２１９が内蔵されている。

図１９に示す構成のコンバータ回路２００によれば、コンバータ制御部１１７は、直流電圧検出部１１３からフィードバックした直流出力電圧と、直流電流検出部２１５からフィードバックした直流出力電流とに基づいて、トランジスタ２０７を導通制御させるので、ダイオードブリッジ２０３の出力側のリアクタ２０５に流れる直流電流を制御することができる。これによって、コンバータ回路２００は、ダイオードブリッジ２０３から出力される直流電圧を制御することができる。したがって、コンバータ回路１００は、電圧が制御されて平滑キャパシタ２１１で平滑された直流出力電圧を、図１または図１２に示す三相インバータ回路１７Ａへ供給することができる。

要するに、例えば、図１８に示す交流側のリアクタ１０３によってコンバータ回路１００Ａの直流出力電圧を制御する方法と、図１９に示す直流側のリアクタ２０５によってコンバータ回路２００の直流出力電圧を制御する方法とがある。したがって、図１８または図１９に示すような直流出力電圧の制御が可能なコンバータ回路１００Ａまたはコンバータ回路２００を三相インバータ回路１７Ａの入力電源に用いることにより、三相インバータ回路１７Ａの直流入力電圧を任意に変化させることができる。その結果、第２実施形態で述べた変調率に基づいて適切な変調方式を用いる利点をよりよく発揮することができる。

《第４実施形態》
図１または図１２に示したように、第１実施形態および第２実施形態では、直流電源１３によって三相インバータ回路１７Ａを駆動したが、この直流電源１３を、全波倍電圧制御が可能なコンバータ回路に置き換えることができる。

図２０は、本発明の第４実施形態に係る三相インバータ回路の直流電源であって、全波倍電圧制御が可能はコンバータ回路の構成を示すブロック図である。
図２０に示す全波倍電圧制御が可能なコンバータ回路１００Ｂは、直流出力電圧を制御する構成要素については図１８に示すコンバータ回路１００Ａと同じであって同じ符号が付してある。したがって、重複する説明は避けて、全波倍電圧制御を行う構成要素のみについて構成と動作を説明する。

図２０に示すように全波倍電圧制御が可能なコンバータ回路１００Ｂは、図１８に示すコンバータ回路１００Ａの平滑キャパシタ１０７の代わりに、倍電圧コンデンサ１０７Ａ，１０７Ｂが直列接続されてダイオードブリッジ１０５に並列に接続されている。また、倍電圧コンデンサ１０７Ａと倍電圧コンデンサ１０７Ｂの接続点から、ダイオードブリッジ１０５の一方のアームを構成する２つのダイオードの接続点へ、全波倍電圧切り替えスイッチ１１９が接続されている。

さらに、制御系として、外部の制御器１１５に内蔵されていて、コンバータ回路１００Ｂの直流出力電圧を制御するコンバータ制御部１１７から全波倍電圧切り替えスイッチ１１９へ、該全波倍電圧切り替えスイッチ１１９をオン、オフさせるための制御信号線が接続されている。

このような構成により、コンバータ回路１００Ｂは、前記の図１８のコンバータ回路１００Ａで説明した動作と同様に直流出力電圧の制御を行うと共に、さらに、全波倍電圧切り替えスイッチ１１９をオン、オフ動作させることにより、全波倍電圧の直流出力電圧を、例えば、図１または図１２に示す三相インバータ回路１１Ａへ供給することができる。

ここで、コンバータ回路１００Ｂが行う全波倍電圧に係る制御の概要について説明する。ダイオードブリッジ１０５が交流電圧の正の半サイクルで倍電圧コンデンサ１０７ａ，１０７ｂを充電しているときは、全波倍電圧切り替えスイッチ１１９はオフになっている。次に、ダイオードブリッジ１０５が交流電圧の負の半サイクルで整流するときは、コンバータ制御部１１７は全波倍電圧切り替えスイッチ１１９をオンさせる。これによって、倍電圧コンデンサ１０７ｂのみが充電される。この結果、直列に接続された倍電圧コンデンサ１０７Ａ，１０７Ｂの両端（つまり、コンバータ回路１００Ｂの出力端子）には、全波倍電圧が発生する。

したがって、図２０に示すような、直流出力電圧の制御が可能であって、かつ全波倍電圧の制御が可能なコンバータ回路１００Ｂを、図１または図１２の三相インバータ回路１７Ａの入力電源として用いることにより、三相インバータ回路１７Ａの直流入力電圧を大きく変化させることができる。その結果、第２実施形態で述べた変調率に基づいて適切な変調方式を用いる利点をよりよく発揮することができる。

《第５実施形態》
図２１は、本発明の第５実施形態に係るモータ制御装置の全体構成を表すブロック図である。
図２１に示す第５実施形態に係るモータ制御装置１１Ｃは、図１に示す第１実施形態に係るモータ制御装置１１Ａと、図１２に示す第２実施形態に係るモータ制御装置１１Ｂとを組み合わせて、スイッチング素子に係る接合部温度Ｔｊと、回路電流Ｉｏと、変調率ｋｈとに基づいて、適切な変調方式を切り替えて用いる構成を採用したものである。したがって、図２１に示す第５実施形態に係るモータ制御装置１１Ｃは、図１および図１２で説明した構成要素のみから構成されているので、重複する構成の説明は省略する。
なお、温度実測部３０の回路構成は省略されているが、図１に示す温度実測部３０の回路構成と同じである。

ただし、図２１に示す第５実施形態に係るモータ制御装置１１Ｃでは、変調方式制御部２３の変調方式判定部３７は、スイッチング素子に係る接合部温度Ｔｊと、三相インバータ回路１７Ａの回路電流Ｉｏと、変調率演算部４５からの変調率ｋｈとに基づいて、変調方式を判定している。

第５実施形態に係るモータ制御装置１１Ｃによれば、スイッチング素子に係る接合部温度Ｔｊと、三相インバータ回路１７Ａの回路電流Ｉｏと、変調率ｋｈとに基づいて、スイッチング損失の小さい変調方式を切り替えて用いることにより、モータ制御装置１１Ｃの高効率運転を的確に遂行することができる。
なお、スイッチング素子に係る接合部温度Ｔｊの推定方法および変調率の演算方法は、前記の第１実施形態および第２実施形態と同様の方法を用いる。

具体的には、例えば、入力電流が小さくて素子温度が低い場合には、下固定１２０度二相変調を用い、変調率が高くなりスイッチング素子のスイッチング損失が増大して運転効率が悪化するような場合は、上下６０度固定二相変調、または、上固定１２０度二相変調を切り替えて用いればよい。このようにして、スイッチング素子に係る接合部温度Ｔｊと、三相インバータ回路１７Ａの回路電流Ｉｏと、変調率ｋｈとに基づいて、スイッチング損失を含めた三相インバータ回路全体の損失が小さい変調方式を切り替えて用いることにより、モータ制御装置１１Ｃの高効率運転を的確に遂行することができる。

《第６実施形態》
第６実施形態では、図２１に示す第５実施形態に係るモータ制御装置１１Ｃの直流電源１を、図１８、図１９に示す第３実施形態の直流出力電圧の制御が可能なコンバータ回路１００Ａ，２００、または、図２０に示す第４実施形態の全波倍電圧の制御が可能なコンバータ回路１００Ｂに置き換える。これによって、変調率に基づく変調方式を用いる利点をよりよく発揮することができる。

《第７実施形態》
第１〜第６実施形態では、三相インバータ回路１７Ａの上アームに属するスイッチング素子ＳＩup，ＳＩvp，ＳＩwpにＩＧＢＴを配置し、下アームに属するスイッチング素子ＳＭun，ＳＭvn，ＳＭwnにＭＯＳＦＥＴを配置した。第７実施形態では、これとは逆に、上アームに属するスイッチング素子ＳＩup，ＳＩvp，ＳＩwpにＭＯＳＦＥＴを配置し、下アームに属するスイッチング素子ＳＭun，ＳＭvn，ＳＭwnにＩＧＢＴを配置する。この場合でも、スイッチング素子に係る接合部温度Ｔｊ、三相インバータ回路１７Ａの回路電流Ｉｏ、または、変調率ｋｈのうち適宜の組み合わせに基づいて、回路全体の損失が少ない変調方式を選択的に用いることにより、モータ制御装置の高効率運転を的確に遂行することができる。

《第８実施形態》
第１〜第７実施形態では、三相インバータ回路１７Ａの上アームまたは下アームのスイッチング素子としてＭＯＳＦＥＴを使用したが、第８実施形態では、ＭＯＳＦＥＴと比べてもオン抵抗が低いスーパー・ジャンクション・ＭＯＳＦＥＴ（ＳＪ（Super Junction）−ＭＯＳＦＥＴ）を使用する。これによって、さらに高効率な三相インバータ回路を実現することができる。

《第９実施形態》
第１〜第７実施形態では、三相インバータ回路１７Ａの上アームまたは下アームのスイッチング素子としてＭＯＳＦＥＴを使用したが、第９実施形態では、ＭＯＳＦＥＴと比べてもオン抵抗が低いシリコン・カーバイド・ＭＯＳＦＥＴ（ＳｉＣ（Sillicon Carbide）−ＭＯＳＦＥＴ）を使用する。これによって、さらに高効率な三相インバータ回路を実現することができる。

《第１０実施形態》
第１〜第７実施形態では、ＩＧＢＴとＭＯＳＦＥＴ、またはＩＧＢＴとＳＪ−ＭＯＳＦＥＴ、またはＩＧＢＴとＳｉＣ−ＭＯＳＦＥＴを組み合わせた三相インバータ回路について説明した。第１０実施形態では、ＳＪ−ＭＯＳＦＥＴとＳｉＣ−ＭＯＳＦＥＴを組み合わせた三相インバータ回路を使用する。この場合は、さらに高効率な三相インバータ回路を実現することができる。これについて、以下、図２２および図２３を用いて説明する。

図２２は、Ｓｉ−ＭＯＳＦＥＴ、ＳＪ−ＭＯＳＦＥＴ、およびＳｉＣ−ＭＯＳＦＥＴの素子温度とオン抵抗との関係を表す特性図である。図２２において、横軸に素子温度、縦軸にオン抵抗を表している。図２２に示すように、Ｓｉ−ＭＯＳＦＥＴとＳＪ−ＭＯＳＦＥＴは正の温度特性があるために素子温度が高くなるとオン抵抗が大きくなる。しかし、ＳｉＣ−ＭＯＳＦＥＴは素子温度が上昇してもオン抵抗がほとんど変化しない特性を有している。また、ＳｉＣ−ＭＯＳＦＥＴとＳＪ−ＭＯＳＦＥＴは、Ｓｉ−ＭＯＳＦＥＴに比べてオン抵抗が低い特性を有している。このような低オン抵抗の特性を利用して、三相インバータ回路の上下アームのスイッチング素子にＳＪ−ＭＯＳＦＥＴとＳｉＣ−ＭＯＳＦＥＴを組み合わせて利用することが望ましい。

図２３は、本発明の第１０実施形態に係るモータ制御装置１１Ｄの全体構成を表すブロック図である。
第１０実施形態では、図２３に示すように、三相インバータ回路１７Ｂの上アームに属するスイッチング素子ＳＩup，ＳＩvp，ＳＩwpにＳｉＣ−ＭＯＳＦＥＴを配置し、下アームに属するスイッチング素子ＳＭun，ＳＭvn，ＳＭwnにＳＪ−ＭＯＳＦＥＴを配置した構成となっている。図２３では、上アーム、下アーム共に同じＭＯＳＦＥＴのシンボルとなっている。なお、三相インバータ回路１７Ｂ以外は、図１に示した第１実施形態に係るモータ制御装置１１Ａと同じ構成であるので、重複する説明は省略する。

また、図２２に示す素子特性とは異なり、ＳＪ−ＭＯＳＦＥＴとＳｉＣ−ＭＯＳＦＥＴのオン抵抗を比較したときに、ＳＪ−ＭＯＳＦＥＴの方が、オン抵抗の小さい場合がある。このような場合は、下アームのＳＪ−ＭＯＳＦＥＴの電流通流率を高めることで高効率となる。しかし、素子温度が上昇するとＳＪ−ＭＯＳＦＥＴのオン抵抗が増大し、ＳＪ−ＭＯＳＦＥＴとＳｉＣ−ＭＯＳＦＥＴのスイッチング損失の大小関係が逆転するため、スイッチング素子の高温時には、上アームのＳｉＣ−ＭＯＳＦＥＴへの電流通流率を高めることで高効率運転を維持することができる。

このようなことから、図２３に示す三相インバータ回路１７Ｂにおいて、スイッチング素子に係る温度が低温の時には、下アームへの電流通流率を高めるように下固定１２０度二相変調を行う。また、スイッチング素子に係る温度が高温の時には、上アームへの電流通流率を高めるように、上下６０度固定二相変調、または上固定１２０度二相変調に切り替える。これによって、図２３に示す第１０実施形態に係るモータ制御装置１１Ｄは、高効率運転を維持することができる。

また、三相インバータ回路１７Ｂの構成として、上アームにＳＪ−ＭＯＳＦＥＴを配置し、下アームにＳｉＣ−ＭＯＳＦＥＴを配置した場合についても、モータ制御装置１１Ｄの高効率運転は発揮される。この場合は、スイッチング素子に係る温度が低温の時には上固定１２０度二相変調を用い、スイッチング素子に係る温度が高温の時には、上下６０度固定二相変調、または、下固定１２０度二相変調を切り替えて用いればよい。

《第１１実施形態》
第１〜第１０実施形態では、スイッチング損失を低減するために、スイッチング素子に係る接合部温度、三相インバータ回路の回路電流、または、変調率に基づいて、変調方式を切り替えて用いる方法について説明した。これは、スイッチング素子として使用するＭＯＳＦＥＴの還流ダイオード（寄生ダイオード）の逆回復時間が大きいため、ＭＯＳＦＥＴとアームが対になっているＩＧＢＴがスイッチングすることで、大きな逆回復電流が発生するためである。そこで、回路電流、素子温度、または変調率によって変調方式を切り替える方法の他に、ＭＯＳＦＥＴの還流ダイオードとしてシリコン・カーバイドを用いた素子であるＳｉＣ−ショットキー・バリヤ・ダイオード（ＳｉＣ−ＳＢＤ（Schottky Barrier Diode））を使用するとスイッチング損失をさらに低減させることができる。

このＳｉＣ−ＳＢＤは、一般的なファースト・リカバリ・ダイオード（ＦＲＤ：Fast Recovery Diode）などに代表される、Ｓｉ（シリコン）を使用したダイオードの逆回復特性を改善した素子であり、逆回復電流の低減に効果がある。これについて、図２４に示すような、ＭＯＳＦＥＴに逆並列にＳｉＣ−ＳＢＤを接続した回路構成を表した図を用いて説明する。すなわち、ＭＯＳＦＥＴの還流ダイオードとして、図２４に示すように、ＭＯＳＦＥＴ５１のドレイン−ソース間にＳｉＣ−ＳＢＤ５３を接続し、還流電流を寄生ダイオード５５と比べてもＳｉＣ−ＳＢＤ５３に多く流して逆回復電流を抑えることで、スイッチング損失のさらなる低減に有効となる。

なお、還流ダイオードとしてのＳｉＣ−ＳＢＤは、ＭＯＳＦＥＴのドレインとソースとの間、または、ＩＧＢＴのコレクタとエミッタとの間の両者またはいずれか一方に、接続する構成を採用することができる。

《第１２実施形態》
第１〜第１０実施形態では、モータ制御装置について説明したが、第１２実施形態として、第１〜第１０実施形態に係るモータ制御装置を空気調和機に使用することで、高効率な空気調和機を実現することができる。すなわち、第１〜第１０実施形態に係るモータ制御装置によって、三相同期モータの駆動制御を行うように構成された空気調和機を採用すれば、高効率で高い省エネ性能を有する空気調和機を提供することができる。
具体的には、例えば、これらのモータ制御装置を空気調和機に搭載し、該モータ制御装置を空気調和機の室外ファンモータの駆動制御の用途に適用すると、高効率で高い省エネ性能を有する空気調和機を実現することができる。

空気調和機は、図６および図７に示す低負荷領域（中間・定格領域）での運転効率を向上させることで、省エネ性能を表す指数であるＡＰＦ（Annual Performance Factor）を大きく向上させることができる。本発明の各実施形態に係るモータ制御装置では、三相インバータ回路の回路電流やスイッチング素子に係る温度や変調率に応じて変調方式を最適に切り替えている。そのため、本発明の各実施形態に係るモータ制御装置を介して省エネ性能の高い空気調和機を提供することができる。

《まとめ》
以上、本発明に係るモータ制御装置および空気調和機の実施形態について具体的に説明したが、本発明は前述した各実施形態の内容に限定されるものではなく、その要旨を逸脱しない範囲で種々の変更が可能であることは言うまでもない。

１１Ａ 第１実施形態に係るモータ制御装置
１１Ｂ 第２実施形態に係るモータ制御装置
１１Ｃ 第３実施形態に係るモータ制御装置
１１Ｄ 第１０実施形態に係るモータ制御装置
１３ 直流電源
１５ 三相同期モータ（三相モータ）
１７Ａ，１７Ｂ 三相インバータ回路
１９ 架線電流センサ
２１ 接合部温度検出部（温度検出部）
２３ 変調方式制御部
２５ インバータ駆動回路
２７ 電圧検出部
２９ モータ制御部
３０ 温度実測部
３１ 接合部温度推定部
３３ プルアップ抵抗
３５ サーミスタ
３７ 変調方式判定部
３９ 変調方式指令部
４１ モータ電流再現部
４３ モータ電流演算部
４５ 変調率演算部
５１ ＭＯＳＦＥＴ
５３ ＳｉＣ−ＳＢＤ
５５ 寄生ダイオード
Ｄup 還流ダイオード
Ｄun 寄生ダイオード
Ｄvp 還流ダイオード
Ｄvn 寄生ダイオード
Ｄwp 還流ダイオード
Ｄwn 寄生ダイオード
Ｉｏ 回路電流
ＰＬ 正の直流母線
ＮＬ 負の直流母線
ＳＩup，ＳＭup（ＵＡ１） 第１のスイッチング素子（スイッチング素子）
ＳＩun，ＳＭun（ＬＡ１） 第２のスイッチング素子（スイッチング素子）
ＳＩvp，ＳＭvp（ＵＡ２） 第３のスイッチング素子（スイッチング素子）
ＳＩvn，ＳＭvn（ＬＡ２） 第４のスイッチング素子（スイッチング素子）
ＳＩwp，ＳＭwp（ＵＡ３） 第５のスイッチング素子（スイッチング素子）
ＳＩwn，ＳＭwn（ＬＡ３） 第６のスイッチング素子（スイッチング素子）
１００Ａ，１００Ｂ，２００ コンバータ回路
１０１，２０１ 商用電源
１０３，２０５ リアクタ
１０５，２０３ ダイオードブリッジ
１０７，２１１ 平滑キャパシタ
１０７Ａ，１０７Ｂ 倍電圧コンデンサ
１０９ 双方向性スイッチ
１１１ ゼロクロス検出部
１１３ 直流電圧検出部
１１５、２１７ 制御器
１１７、２１９ コンバータ制御部
１１９ 全波倍電圧切り替えスイッチ
２０７ トランジスタ
２０９ 逆流防止ダイオード
２１３ 直流電圧検出部
２１５ 直流電流検出部

Claims (19)

1. 複数のスイッチング素子を有して直流電力を三相交流電力に変換する三相インバータ回路を用いて三相モータの駆動制御を行うモータ制御装置であって、
   前記スイッチング素子の温度を検出する温度検出部と、
   前記三相インバータ回路に流れる回路電流を検出する電流検出部と、
   前記温度検出部が検出した前記素子の温度と前記電流検出部が検出した前記回路電流とに基づく変調方式を用いる制御を行う変調方式制御部と、
   を備えることを特徴とするモータ制御装置。
2. 複数のスイッチング素子を有して直流電力を三相交流電力に変換する三相インバータ回路を用いて三相モータの駆動制御を行うモータ制御装置であって、
   前記三相インバータ回路に流れる回路電流を検出する電流検出部と、
   前記三相インバータ回路の入力側に印加される直流電圧を検出する電圧検出部と、
   前記電流検出部が検出した前記回路電流と前記電圧検出部が検出した前記直流電圧とに基づいて、前記直流電圧に対する前記三相モータへ印加される交流電圧の振幅値の比を表す変調率を演算する変調率演算部と、
   前記変調率演算部が演算した前記変調率に基づく変調方式を用いる制御を行う変調方式制御部と、
   を備えることを特徴とするモータ制御装置。
3. 複数のスイッチング素子を有して直流電力を三相交流電力に変換する三相インバータ回路を用いて三相モータの駆動制御を行うモータ制御装置であって、
   前記スイッチング素子の温度を検出する温度検出部と、
   前記三相インバータ回路に流れる回路電流を検出する電流検出部と、
   前記三相インバータ回路の入力側に印加される直流電圧を検出する電圧検出部と、
   前記電流検出部が検出した前記回路電流と前記電圧検出部が検出した前記直流電圧とに基づいて、前記直流電圧に対する前記三相モータへ印加される交流電圧の振幅値の比を表す変調率を演算する変調率演算部と、
   前記温度検出部が検出した前記素子の温度と前記変調率演算部が演算した前記変調率とに基づく変調方式を用いる制御を行う変調方式制御部と、
   を備えることを特徴とするモータ制御装置。
4. 請求項３に記載のモータ制御装置であって、
   前記変調方式制御部は、前記温度検出部が検出した前記素子の温度と前記変調率演算部が演算した前記変調率とに加えて、さらに、前記電流検出部が検出した前記回路電流を含めた情報に基づく変調方式を用いる制御を行う、
   ことを特徴とするモータ制御装置。
5. 請求項１〜４のいずれか一項に記載のモータ制御装置であって、
   前記変調方式制御部は、前記三相インバータ回路の電力損失が相対的に少ない変調方式を選択的に用いる制御を行う、
   ことを特徴とするモータ制御装置。
6. 請求項１〜５のいずれか一項に記載のモータ制御装置であって、
   前記直流電源は、前記三相インバータ回路の入力に印加される直流電圧を制御するコンバータ回路である、
   ことを特徴とするモータ制御装置。
7. 請求項１〜５のいずれか一項に記載のモータ制御装置であって、
   前記直流電源は、前記三相インバータ回路の入力に印加される直流電圧を制御すると共に全波倍電圧制御を行うコンバータ回路である、
   ことを特徴とするモータ制御装置。
8. 請求項１〜７のいずれか一項に記載のモータ制御装置であって、
   前記三相インバータ回路を構成する前記スイッチング素子のうち、上アームを構成するスイッチング素子はＩＧＢＴであり、下アームを構成するスイッチング素子はＭＯＳＦＥＴである、
   ことを特徴とするモータ制御装置。
9. 請求項１〜７のいずれか一項に記載のモータ制御装置であって、
   前記三相インバータ回路を構成する前記スイッチング素子のうち、上アームを構成するスイッチング素子はＭＯＳＦＥＴであり、下アームを構成するスイッチング素子はＩＧＢＴである、
   ことを特徴とするモータ制御装置。
10. 請求項８または９に記載のモータ制御装置であって、
    前記ＭＯＳＦＥＴは、スーパー・ジャンクション・ＭＯＳＦＥＴである、
    ことを特徴とするモータ制御装置。
11. 請求項８または９に記載のモータ制御装置であって、
    前記ＭＯＳＦＥＴは、シリコン・カーバイド・ＭＯＳＦＥＴである、
    ことを特徴とするモータ制御装置。
12. 請求項８、１０、または、１１に記載のモータ制御装置であって、
    前記変調方式制御部は、変調率が１．１を超える過変調になった場合は、前記下アームを構成する前記スイッチング素子を１２０度ずつ順次固定して二相変調を行う下固定１２０度二相変調に代えて、前記上アームと前記下アームを構成する前記スイッチング素子を６０度ずつ順次固定して二相変調を行う上下６０度固定二相変調、または、前記上アームを構成する前記スイッチング素子を１２０度ずつ順次固定して二相変調を行う上固定１２０度二相変調を用いる制御を行う、
    ことを特徴とするモータ制御装置。
13. 請求項９、１０、または、１１に記載のモータ制御装置であって、
    前記変調方式制御部は、変調率が１．１を超える過変調になった場合は、前記上アームを構成する前記スイッチング素子を１２０度ずつ順次固定して二相変調を行う上固定１２０度二相変調に代えて、前記上アームと前記下アームを構成する前記スイッチング素子を６０度ずつ順次固定して二相変調を行う上下６０度固定二相変調、または、前記下アームを構成する前記スイッチング素子を１２０度ずつ順次固定して二相変調を行う下固定１２０度二相変調を用いる制御を行う、
    ことを特徴とするモータ制御装置。
14. 請求項８、１０、または、１１に記載のモータ制御装置であって、
    前記変調方式制御部は、前記スイッチング素子に係る接合部温度が所定の温度を超える場合は、前記下アームを構成する前記スイッチング素子を１２０度ずつ順次固定して二相変調を行う下固定１２０度二相変調に代えて、前記上アームと前記下アームを構成する前記スイッチング素子を６０度ずつ順次固定して二相変調を行う上下６０度固定二相変調、または、前記上アームを構成する前記スイッチング素子を１２０度ずつ順次固定して二相変調を行う上固定１２０度二相変調を用いる制御を行う、
    ことを特徴とするモータ制御装置。
15. 請求項９、１０、または、１１に記載のモータ制御装置であって、
    前記変調方式制御部は、前記スイッチング素子に係る接合部温度が所定の温度を超える場合は、前記上アームを構成する前記スイッチング素子を１２０度ずつ順次固定して二相変調を行う上固定１２０度二相変調に代えて、前記上アームと前記下アームを構成する前記スイッチング素子を６０度ずつ順次固定して二相変調を行う上下６０度固定二相変調、または、前記下アームを構成する前記スイッチング素子を１２０度ずつ順次固定して二相変調を行う下固定１２０度二相変調を用いる制御を行う、
    ことを特徴とするモータ制御装置。
16. 請求項１〜７のいずれか一項に記載のモータ制御装置であって、
    前記三相インバータ回路を構成する前記スイッチング素子は全てＭＯＳＦＥＴであり、上アームを構成するスイッチング素子はスーパー・ジャンクション・ＭＯＳＦＥＴであり、下アームを構成するスイッチング素子はシリコン・カーバイド・ＭＯＳＦＥＴである、
    ことを特徴とするモータ制御装置。
17. 請求項１〜７のいずれか一項に記載のモータ制御装置であって、
    前記三相インバータ回路を構成する前記スイッチング素子は全てＭＯＳＦＥＴであり、上アームを構成するスイッチング素子はシリコン・カーバイド・ＭＯＳＦＥＴであり、下アームを構成するスイッチング素子はスーパー・ジャンクション・ＭＯＳＦＥＴである、
    ことを特徴とするモータ制御装置。
18. 請求項８〜１５のいずれか一項に記載のモータ制御装置であって、
    前記ＭＯＳＦＥＴのドレインとソースとの間、または、前記ＩＧＢＴのコレクタとエミッタとの間の両者またはいずれか一方に、還流ダイオードとしてＳｉＣ−ＳＢＤが接続されている、
    ことを特徴とするモータ制御装置。
19. 請求項１〜１８のいずれか一項に記載のモータ制御装置を搭載した空気調和機であって、
    前記モータ制御装置は、前記三相モータの駆動制御を行う、
    ことを特徴とする空気調和機。

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