CN108093670B

CN108093670B - 电力变换装置以及热泵装置

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Publication number: CN108093670B
Application number: CN201580082697.4A
Authority: CN
Inventors: 畠山和德; 植村启介; 小林贵彦; 和田康彦
Original assignee: Mitsubishi Electric Corp
Current assignee: Mitsubishi Electric Corp
Priority date: 2015-09-04
Filing date: 2015-09-04
Publication date: 2020-12-01
Anticipated expiration: 2035-09-04
Also published as: GB2556585B; DE112015006879T5; WO2017037941A1; KR20180021141A; KR102047259B1; JP6430023B2; CN108093670A; US20180226913A1; GB201802152D0; US10581365B2; GB2556585A; JPWO2017037941A1

Abstract

一种电力变换装置(1)，将从直流电压变换而得到的交流电压供给到负载，其中，所述电力变换装置(1)具备：逆变器(12)，接收PWM信号，对负载施加交流电压；以及逆变器控制部(13)，生成PWM信号，对逆变器(12)供给PWM信号。PWM信号的频率为交流电压的频率的整数倍，交流电压在交流电压的一个周期中具有多个正脉冲和多个负脉冲，正脉冲的数量与负脉冲的数量相等。能够抑制流过马达的电流的失真。

Description

电力变换装置以及热泵装置

技术领域

本发明涉及将直流电压变换为交流电压的电力变换装置以及热泵装置。

背景技术

利用PWM方式生成用于驱动构成逆变器的开关元件的同步PWM(Pulse WidthModulation，脉冲宽度调制)信号的情况较多。PWM方式是如下方式：对于作为特定的时间的开关周期，适当地控制接通(ON)时间与断开(OFF)时间的比率，从而输出开关元件能够瞬时地输出的电压、即集电极－发射极间施加电压与零电压之间的电压，作为开关周期中的平均电压。

在专利文献1中，公开了一种驱动控制装置，该驱动控制装置在过调制PWM控制中，根据同步数K，使用不同的电压振幅特性映射来校正电压指令振幅，从而抑制由于同步数K发生变化而施加于马达的脉冲宽度调制电压的基波振幅发生变化这一情况。

现有技术文献

专利文献

专利文献1：日本特开2008－312420号公报

发明内容

发明要解决的技术问题

然而，在专利文献1中，随着同步数K变小，从逆变器输出的电压产生失衡，仅凭校正电压指令振幅无法消除失衡，流过马达的电流有可能会失真。

本发明是鉴于上述问题而完成的，其目的在于得到能够抑制流过马达的电流的失真的电力变换装置。

解决技术问题的技术方案

为了解决上述课题而达到目的，本发明的电力变换装置将从直流电压变换而得到的交流电压供给到负载，所述电力变换装置具备：逆变器，接收PWM信号，对负载施加交流电压；以及逆变器控制部，生成PWM信号，对逆变器供给PWM信号。PWM信号的频率为交流电压的频率的整数倍，交流电压在交流电压的一个周期中具有多个正脉冲和多个负脉冲，正脉冲的数量与负脉冲的数量相等。

发明效果

本发明的电力变换装置起到能够抑制负载转矩的周期性脉动的效果。

附图说明

图1是示出实施方式1的电力变换装置的结构的图。

图2是示出实施方式1的马达控制部的结构的图。

图3是示出实施方式1的电压指令值与载波的关系的图。

图4是示出实施方式1的同步PWM控制部的结构的图。

图5是示出电压指令值和载波的图。

图6是示出使同步PWM信号以9个脉冲工作时的载波、电压指令值、同步PWM信号以及线间电压的图。

图7是示出非同步PWM信号被施加于逆变器时的线间电压和同步PWM信号被施加于逆变器时的线间电压的图。

图8是示出在对逆变器施加非同步PWM信号的结构中流过马达的电流的THD以及在对逆变器施加同步PWM信号的结构中流过马达的电流的THD的图。

图9是用于说明载波频率与产生噪声(generated noise)以及泄漏电流的关系的图。

图10是示出在电压指令值中包括6个周期量的载波时的线间电压的图。

图11是用于说明在电压指令值中包括6个周期量的载波时的每个相位差的脉冲数的图。

图12是用于说明在电压指令值中包括9个周期量的载波时的每个相位差的脉冲数的图。

图13是示出在电压指令值中包括9个周期量的载波时的线间电压的图。

图14是示出在电压指令值中包括6个周期量的载波时的线间电压的图。

图15是用于说明对于电压指令值切换载波的动作的图。

图16是示出正弦波时的电压指令值、叠加有三次谐波时的电压指令值以及载波的图。

图17是示出电压指令值为正弦波时的调制率和电压指令值被叠加三次谐波时的调制率的图。

图18是示出用于实现实施方式1的电力变换装置的硬件结构例的图。

图19是示出实施方式2的热泵装置的结构的图。

图20是示出实施方式2的热泵装置的回路结构的图。

图21是关于实施方式2的热泵装置的制冷剂的状态的莫里尔图。

图22是用于说明载波频率相对于马达转速的工作的图。

图23是用于说明三相调制后的电压指令值与二相调制后的电压指令值的区别的图。

图24是示出由电流检测部检测流过逆变器的电流的范围的图。

附图标记

1：电力变换装置；2：马达；11：直流电源；12：逆变器；13：逆变器控制部；14：直流电压检测部；15：电流检测部；16a、16b、16c、16d、16e、16f：开关元件；17a、17b、17c、17d、17e、17f：二极管；18：马达控制部；19：同步PWM控制部；21：电流恢复部；22：变换部；23：推测部；24：速度控制部；25：电流控制部；26：电压指令运算部；31：载波生成部；32：载波比较部；200：热泵装置；201：压缩机；202：四通阀；203、204：热交换器；205、205a、205b、205c：膨胀机构；206：制冷剂配管；207：压缩机构；208：接收器(receiver)；209：内部热交换器；210：主制冷剂回路；211：注入回路；300：风扇；301：水回路

具体实施方式

以下，根据附图，详细地说明本发明的实施方式的电力变换装置以及热泵装置。此外，本发明并不由该实施方式限定。

实施方式1.

图1是示出本发明的实施方式1的电力变换装置1的图。电力变换装置1具备：逆变器12，将从作为电源部的直流电源11供给的直流电压变换为交流电压，将该交流电压输出到作为负载的马达2；逆变器控制部13，输出驱动逆变器12的开关元件的同步PWM信号；直流电压检测部14，检测直流电源11的电压Vdc；以及电流检测部15，检测流过逆变器12的电流Idc。此外，在实施方式1中，设为负载为马达来进行说明，但不限于马达，负载也可以是电热器。

直流电源11也可以是利用二极管桥对交流电源进行整流而变换为直流电压并利用平滑电容器使变换后的直流电压平滑的结构。另外，直流电源11也可以由太阳能电池或者蓄电池所代表的直流电源构成。

逆变器12包括开关元件16a、16b、16c、16d、16e、16f以及与开关元件16a、16b、16c、16d、16e、16f并联连接的二极管17a、17b、17c、17d、17e、17f。

此外，开关元件16a、16b、16c、16d、16e、16f包括晶体管、IGBT(Insulated GateBipolar Transistor，绝缘栅双极型晶体管)、MOSFET(Metal Oxide Semiconductor FieldEffect Transistor，金属氧化物半导体场效应晶体管)、晶闸管或者GTO(Gate Turn-OffThyristor，可关断晶闸管)。

逆变器控制部13根据由直流电压检测部14检测到的电压Vdc和由电流检测部15检测到的电流Idc来生成同步PWM(Pulse Width Modulation，脉冲宽度调制)信号UP、VP、WP、UN、VN、WN，将所生成的同步PWM信号UP、VP、WP、UN、VN、WN施加于逆变器12。具体而言，同步PWM信号UP被施加于开关元件16a，同步PWM信号VP被施加于开关元件16b，同步PWM信号WP被施加于开关元件16c，同步PWM信号UN被施加于开关元件16d，同步PWM信号VN被施加于开关元件16e，同步PWM信号WN被施加于开关元件16f。

在逆变器12中，根据同步PWM信号UP、VP、WP、UN、VN、WN的施加而开关元件16a、16b、16c、16d、16e、16f被驱动，从而将任意的电压施加于马达2。马达2根据被施加的电压而被驱动。

另外，在图1中，电流检测部15设置于逆变器12的输入侧，但只要能够检测马达2的各相即U相、V相以及W相的相电流Iu、Iv、Iw，则可以配置于任意位置。具体而言，电流检测部15也可以构成为配置于逆变器12与马达2之间，检测马达2的U相、V相、W相的相电流Iu、Iv、Iw。另外，电流检测部15也可以配置于开关元件16d、16e、16f的负极侧，检测马达2的U相、V相、W相的相电流Iu、Iv、Iw。

另外，逆变器控制部13具备生成电压指令值的马达控制部18以及生成同步PWM信号UP、VP、WP、UN、VN、WN的同步PWM控制部19。

在此，对马达控制部18的结构和工作进行说明。图2是示出实施方式1的马达控制部18的结构的图。马达控制部18具备恢复电流的电流恢复部21、将三相电流变换为二相电流并对二相电流进行dq变换的变换部22、推测位置和速度的推测部23、进行速度的控制的速度控制部24、进行电流的控制的电流控制部25以及生成电压指令值的电压指令运算部26。

电流恢复部21根据由电流检测部15检测到的电流Idc，恢复流过马达2的相电流Iu、Iv、Iw。

变换部22根据马达2的转子磁极位置θ，将三相电流即相电流Iu、Iv、Iw变换为二相电流，将该二相电流dq变换为dq坐标轴的d轴电流Id以及q轴电流Iq。

推测部23根据d轴电流Id、q轴电流Iq、d轴电压指令值Vd＊以及q轴电压指令值Vq＊来计算转子磁极位置θ和马达2的速度推测值ω。此外，关于d轴电压指令值Vd＊以及q轴电压指令值Vq＊的详情将在后叙述。

速度控制部24计算使得速度推测值ω与速度指令值ω＊一致的q轴电流指令值Iq＊。

电流控制部25计算使得d轴电流Id与从外部输入的d轴电流指令值Id＊一致的d轴电压指令值Vd＊，计算使得q轴电流Iq与q轴电流指令值Iq＊一致的q轴电压指令值Vq＊。

电压指令运算部26根据d轴电压指令值Vd＊、q轴电压指令值Vq＊、由直流电压检测部14检测到的电压Vdc以及转子磁极位置θ来计算UVW相的电压指令值Vu＊、Vv＊、Vw＊。

图3(a)是示出由电压指令运算部26生成的UVW相的电压指令值Vu＊、Vv＊、Vw＊与载波的关系的图。图3(b)是示出由同步PWM控制部19生成的同步PWM信号UP、VP、WP、UN、VN、WN的波形的图。

另外，电压指令运算部26生成电压相位θv，将所生成的电压相位θv输出到同步PWM控制部19。具体而言，电压指令运算部26将U相的电压指令值Vu＊的下降沿的过零点作为基准点来生成电压相位θv。即，“电压相位θv＝0”。此外，电压相位θv也可以以任意点为基准点。

接下来，对同步PWM控制部19的结构和工作进行说明。图4是示出实施方式1的同步PWM控制部19的结构的图。图5是示出U相的电压指令值Vu＊和载波的图。同步PWM控制部19具备生成载波的载波生成部31以及生成同步PWM信号UP、VP、WP、UN、VN、WN的载波比较部32。

载波生成部31以与由电压指令运算部26生成的电压相位θv同步的方式生成载波。载波生成部31进行控制使得三角波的载波的频率相对于U相的电压指令值Vu＊的频率为3n。此外，n为1以上的自然数。此外，载波生成部31也可以进行控制使得三角波的载波的频率相对于V相的电压指令值Vv＊的频率或者W相的电压指令值Vw＊的频率为3n。

载波比较部32比较载波与电压指令值Vu＊的大小，输出High(高)和Low(低)的同步PWM信号。此外，在三角波的载波的频率相对于电压指令值的频率为3倍的情况下，同步PWM信号为3个脉冲，在三角波的载波的频率相对于电压指令值的频率为6倍的情况下，同步PWM信号为6个脉冲，在三角波的载波的频率相对于电压指令值的频率为9倍的情况下，同步PWM信号为9个脉冲。

另外，载波频率在相对于电压指令值的频率设为9倍以上的情况下，同步PWM信号的脉冲数相对于电压指令值的一个周期增加，所以输出电压的精度提高，但由于开关元件16a、16b、16c、16d、16e、16f的开关次数增加，所以开关损耗会增加。换言之，载波频率的大小与开关损耗处于折衷的关系。

图6是示出使同步PWM信号以9个脉冲工作时的载波、UVW相的电压指令值Vu＊、Vv＊、Vw＊、同步PWM信号UP、VP、WP、UN、VN、WN以及线间电压Vuv、Vvw、Vwu的图。另外，在图6中，设想了逆变器控制部13由微型计算机构成、并通过该微型计算机来工作的情况。因而，虽然图5所示的U相的电压指令值Vu＊连续地变化，但由于图6(a)所示的各电压指令值被微型计算机在载波的波峰(顶部)和波谷(底部)的定时进行控制，所以离散地变化。另外，在图3以及图5中，将U相的电压指令值Vu＊按照正弦波来处理，但在马达驱动中，为了提高输出电压，广泛使用空间矢量调制PWM以及三次谐波叠加PWM。因而，如图6(a)所示，UVW相的电压指令值Vu＊、Vv＊、Vw＊成为依照空间矢量调制PWM以及三次谐波叠加PWM的波形。此外，关于其它的电压指令值Vu＊、Vv＊、Vw＊的生成方法，也可以使用其它方法。

如图6(a)所示，以在U相的电压指令值Vu＊的一个周期中包括9个周期量的载波的方式工作。例如，同步PWM控制部19将载波与U相的电压指令值Vu＊进行比较，在U相的电压指令值Vu＊高于载波的情况下，以High输出同步PWM信号UP，在U相的电压指令值Vu＊低于载波的情况下，以Low输出同步PWM信号UP。另外，同步PWM控制部19输出与同步PWM信号UP的波形相反的波形的同步PWM信号UN。同步PWM控制部19与上述同样地将载波与V相的电压指令值Vv＊进行比较，输出同步PWM信号VP以及同步PWM信号VN，将载波与W相的电压指令值Vw＊进行比较，输出同步PWM信号WP以及同步PWM信号WN。另外，通过利用同步PWM信号来驱动开关元件16a、16b、16c、16d、16e、16f，能够得到线间电压Vuv、Vvw、Vwu。

在此，考虑以在一个周期量的U相的电压指令值Vu＊之中包括9个周期量的载波的方式工作的情况。当马达2的转速即频率增加时，U相的电压指令值Vu＊的频率也根据该增加而增加。换言之，当以在一个周期量的U相的电压指令值Vu＊之中包括9个周期量的载波的方式工作时，载波频率也根据马达2的转速而变化。

图7(a)是示出电压指令值的频率与载波的频率不为整数倍的关系而未取得U相的电压指令值Vu＊与载波的同步的非同步PWM信号被施加于逆变器12时的线间电压Vuv、Vvw、Vwu的图。图7(b)是示出电压指令值的频率与载波的频率为整数倍的关系且被控制为U相的电压指令值Vu＊与载波同步的同步PWM信号被施加于逆变器12时的线间电压Vuv、Vvw、Vwu的图。此外，电压指令值的频率与载波的频率不为整数倍的关系是指同步PWM信号的频率不为从逆变器12输出的交流电压的频率的整数倍的意思。另外，电压指令值的频率与载波的频率为整数倍的关系是指同步PWM信号的频率为从逆变器12输出的交流电压的频率的整数倍的意思。

在图7(a)所示的期间A、B、C的一半期间，非同步PWM信号被施加于逆变器12时的线间电压Vuv、Vvw、Vwu的波形不是左右对称的，是失衡的。另一方面，在图7(b)所示的期间D、E、F的一半期间，同步PWM信号被施加于逆变器12时的线间电压Vuv、Vvw、Vwu的波形为左右对称，是均衡的。

图8是示出在对逆变器12施加非同步PWM信号的结构中流过马达2的电流的THD(Total Harmonic Distortion，总谐波失真)和在对逆变器12施加同步PWM信号的结构中流过马达2的电流的THD的图。THD是指总谐波失真或者总谐波失真率，是表示信号的失真程度的值，由谐波分量整体相对于基波分量之比表示。

因而，电力变换装置1利用同步PWM控制部19对逆变器12施加同步PWM信号，所以能够抑制线间电压Vuv、Vvw、Vwu的波形的失衡。另外，在电力变换装置1中，由于流过马达2的电流的THD低于在对逆变器12施加非同步PWM信号的结构中流过马达2的电流的THD，所以能够抑制电流的失真。换言之，电力变换装置1能够抑制由于电流的失真而产生的转矩脉动，所以能够抑制马达2的转速的脉动所致的振动以及噪音的产生。

另外，在以非同步PWM信号驱动逆变器12的情况下，如果载波频率相对于电压指令值高，则还能够抑制线间电压Vuv、Vvw、Vwu的失真，而在载波频率相对于电压指令值低的情况下，难以抑制线间电压Vuv、Vvw、Vwu的失真。在电力变换装置1中，由于对逆变器12施加同步PWM信号，所以即使在载波频率相对于电压指令值低的状态下也能够抑制电流的脉动，相比于对逆变器12施加非同步PWM信号的结构，即使在降低载波频率的状态下也能够稳定地驱动马达2。

图9是示出载波频率与产生噪声以及泄漏电流的关系的图。产生噪声是指从逆变器12产生的噪声的意思。泄漏电流是指从马达2泄漏的电流的意思。

在降低载波频率的情况下，开关元件16a、16b、16c、16d、16e、16f的开关次数降低，所以能够降低从逆变器12产生的噪声以及从马达2泄漏的电流。此外，在以非同步PWM信号驱动逆变器12的情况下，当载波频率接近于电压指令值的频率时，电流的THD处于增加的趋势，所以一般设定成载波频率相对于电压指令值的频率为10倍以上。

另一方面，电力变换装置1利用同步PWM控制部19以同步PWM信号驱动逆变器12，所以即使载波频率相对于电压指令值的频率为3倍也能够抑制电流的THD的增加，所以能够降低从逆变器12产生的噪声以及从马达2泄漏的电流。另外，电力变换装置1的开关元件16a、16b、16c、16d、16e、16f的开关次数减少，所以能够将开关所致的损耗抑制得低，能够高效地驱动逆变器12。

图10是示出在U相的电压指令值Vu＊中包括6个周期量的载波时的U相与V相的线间电压Vuv的图。图11是示出在U相的电压指令值Vu＊中包括6个周期量的载波时的每个相位差的脉冲数的图。以下，将U相与V相的线间电压Vuv简称为线间电压Vuv。将U相的电压指令值Vu＊的上升沿过零点与载波的底部的相位关系定义为相位差。另外，图11中的脉冲数表示每个相位差的线间电压Vuv的波形的正和负的脉冲的数量。

如图11所示，在相位差为0、180以及360度的情况下，正的脉冲数为6个脉冲，负的脉冲数也为6个脉冲，线间电压Vuv的波形的正与负的失衡被消除。因而，电力变换装置1能够使马达2稳定地工作，且能够降低流过马达2的电流的THD，能够抑制马达2的转速的脉动所致的振动以及噪音的产生。

另外，图12是示出在U相的电压指令值Vu＊中包括9个周期量的载波时的每个相位差的脉冲数的图。当在U相的电压指令值Vu＊中包括9个周期量的载波的情况下，在所有的相位差下线间电压Vuv的波形的正和负的脉冲数同为9，正的脉冲数与负的脉冲数不产生失衡。

图13是示出在U相的电压指令值Vu＊中包括9个周期量的载波时的线间电压Vuv的图。如图13(a)所示，线间电压Vuv的波形在U相的电压指令值Vu＊的上升沿过零点与载波的底部一致的相位差为0度至180度的半周期期间为左右非对称。另外，线间电压Vuv的波形的脉冲与0度侧相比更偏向180度侧，有可能相对于本来应输出的相位成为滞后相位，由于脱离驱动马达2的最佳的电压相位，从而有可能会发生由于流过马达2的电流增加而导致的马达2以及逆变器12的损耗增加所致的效率恶化。此外，在U相的电压指令值Vu＊和线间电压Vuv以相的顺序为UVW的顺序通电的情况下，线间电压Vuv为相对于U相的电压指令值Vu＊超前30度的相位。

因而，同步PWM控制部19进行控制使得在相位差为90度处U相的电压指令值Vu＊的上升沿过零点与载波的下降沿过零点一致。如图13(b)所示，线间电压Vuv的波形在相位差为0度至180度的半周期期间为左右对称。

因而，电力变换装置1能够使线间电压Vuv作为相对于U相的电压指令值Vu＊v准确地超前30度的相位的电压而施加于逆变器12，能够抑制相位滞后或者相位超前所致的流过马达2的电流的增加，能够抑制马达2以及逆变器12的损耗增加。

此外，当在U相的电压指令值Vu＊中包括9个周期量的载波的情况下，即使电力变换装置1进行控制使得在相位差为270度处U相的电压指令值Vu＊的上升沿过零点与载波的上升沿过零点一致，也能够得到与上述相同的效果。

图14是示出在U相的电压指令值Vu＊中包括6个周期量的载波时的线间电压Vuv的图。如图14(a)所示，线间电压Vuv的波形在U相的电压指令值Vu＊的上升沿过零点与载波的底部一致的相位差为0度至180度的半周期期间为左右非对称，但在相位差0度至180度和相位差180度至360度之间为点对称。

因而，电力变换装置1能够抑制相位滞后或者相位超前所致的流过马达2的电流的增加，能够抑制马达2以及逆变器12的损耗增加。

此外，当在U相的电压指令值Vu＊中包括6个周期量的载波的情况下，即使电力变换装置1进行控制使得在相位差为180度处U相的电压指令值Vu＊的上升沿过零点与载波的顶部一致，也能够得到与上述相同的效果。

另外，在进行控制使得在相位差为90度处U相的电压指令值Vu＊的上升沿过零点与载波的下降沿过零点一致的情况下，如图14(b)所示，在相位差0度至180度和相位差180度至360度之间，脉冲数不一致，且相位差180度至360度的线间电压Vuv变高。因而，线间电压Vuv变得失衡，直流电流叠加于流过马达2的电流，或者流过马达2的电流的THD增加，从而无法高效地驱动逆变器12，有可能会产生马达2的转速的脉动所致的振动以及噪音。

因而，如图13(b)和图14(a)所示，最好是调整U相的电压指令值Vu＊与载波的相位差，以使得在相位差0度至180度和相位差180度至360度中线间电压Vuv为点对称。

此外，将在U相的电压指令值Vu＊中包括“6m+3”(m为0以上的整数)周期量的载波时的相位差设为0度或者180度，另外，将在U相的电压指令值Vu＊中包括“6l”(l为0以上的整数)周期量的载波时的相位差设为90度或者270度，从而不仅能够使线间电压Vuv的正的脉冲数与负的脉冲数一致，而且线间电压Vuv的波形为点对称，线间电压Vuv均衡，所以能够使马达2稳定地工作。此外，最好是线间电压Vuv的波形为点对称，但例如驱动U相的上侧开关元件16a和V相的上侧开关元件16b的同步PWM信号的差分或者驱动U相的下侧开关元件16d和V相的下侧开关元件16e的同步PWM信号的差分与线间电压Vuv相关，所以只要该差分为点对称即可。

一般而言，由于死区时间以及开关元件16a、16b、16c、16d、16e、16f的响应偏差，线间电压Vuv的波形的点对称性容易破坏，其中死区时间是设置用于防止开关元件16a、16b、16c、16d、16e、16f中的上侧的开关元件16a、16b、16c与下侧的开关元件16d、16e、16f同时接通的不交叠区间的短路防止时间，但通过如上所述以使线间电压Vuv的波形成为点对称的方式控制相位差，从而即使产生死区时间以及响应偏差，也能够将影响抑制到最小限度而稳定驱动马达2。

另外，在通过使开关元件16a、16b、16c、16d、16e、16f的接通定时延迟而生成死区时间的情况下，实际输出的电压的相位相对于U相的电压指令值Vu＊产生延迟，脱离效率最高的运行状态，从而流过马达2的电流增加，马达2以及逆变器12的损耗有可能会增加。因而，电力变换装置1根据死区时间的时间来控制U相的电压指令值Vu＊与载波的相位关系，以使U相的电压指令值Vu＊与实际输出的电压的相位相匹配，从而能够消除相位的延迟，能够抑制流过马达2的电流的增加。

另外，随着马达2的转速变高，U相的电压指令值Vu＊的频率也增加，所以在进行控制使得包括3n周期、例如9次量的载波的情况下，载波的频率变高，构成逆变器12的开关元件16a、16b、16c、16d、16e、16f的开关次数增加，逆变器12的损耗有可能会恶化。因而，在利用开关元件16a、16b、16c、16d、16e、16f进行开关的中途，切换为包括“3n－1”周期、例如6次量的载波，以使开关次数变少，从而能够抑制损耗的恶化。

图15是用于说明对于U相的电压指令值Vu＊切换载波的动作的图。图15(a)是示出在U相的电压指令值Vu＊的一个周期中包括9个周期量的载波的一个例子的图。图15(b)是示出在U相的电压指令值Vu＊的一个周期中包括6个周期量的载波的一个例子的图。具体而言，在9个周期的载波和6个周期的载波中，在彼此的载波的底部一致的定时A1、A2、A3、A4切换载波，从而连续地生成载波，能够抑制切换所致的同步PWM信号的错乱，能够进行顺畅的切换。此外，关于切换载波的定时，只要被切换成载波连续地变化，则也可以按照任意的相位关系进行切换，也可以在彼此的载波的顶部一致的定时进行切换。

另外，电力变换装置1通过以使线间电压Vuv成为点对称的方式控制相位关系，从而能够抑制流过马达2的电流的失真，所以能够防止在切换载波时由于线间电压Vuv的失衡而流过马达2的电流增加、逆变器12的过电流所致的运行停止以及逆变器12的损耗增加所致的效率恶化。

另外，电力变换装置1通过以使线间电压Vuv成为点对称的方式控制相位关系，从而正负的电压失衡被消除，所以能够抑制流过马达2的电流的直流电流分量。电力变换装置1在使用直流电流检测器即ACCT作为逆变器12的电流传感器的情况下，能够抑制直流电流所致的磁饱和，能够检测准确的电流值。另外，电力变换装置1在使用交流电流检测器即DCCT作为逆变器12的电流传感器的情况下，当产生直流电流时，无法进行与DCCT所具有的温度漂移的影响所致的直流偏移的分离，有可能难以检测准确的电流，但通过抑制直流电流，从而只要仅考虑温度漂移的影响即可，能够容易地去除直流偏移，能够检测准确的电流值。

在本实施方式中说明的点对称包括在下述说明的、由于开关元件、负载变动、载波频率的影响而必然产生的或多或少的偏离，并不是仅表示完全不产生偏离的点对称。

关于开关元件(IGBT或者MOSFET等)，不仅由于构成的原材料(Si或者SiC等)、元件的电流容量、耐压、在制造时产生的偏差，还由于构成外围电路的元件，从被输入PWM信号起至实际进行接通或者断开工作为止的时间发生变化。此外，构成外围电路的元件是指例如栅极电阻、将PWM信号输入到开关元件的路径的电阻。

例如，在使同步PWM信号UP、VN、WN接通而输出正的线间电压Vuv、使同步PWM信号UN、VP、WP接通而输出负的线间电压Vuv的情况下，在正与负之间接通的元件不同。因而，在同步PWM信号UP、VN、WN的接通时间为偏差的下限值(推迟)、同步PWM信号UP、VN、WN的断开时间为偏差的下限值(提前)的情况下，上升沿推迟而下降沿提前，所以脉冲宽度变短。另一方面，在同步PWM信号UN、VP、WP的接通时间为偏差的上限值(提前)、同步PWM信号UN、VP、WP的断开时间为偏差的上限值(推迟)的情况下，上升沿提前而下降沿推迟，所以脉冲宽度变长。这成为由于开关元件的影响而产生或多或少的偏离的原因。例如，在空调机的情况下，最大为5us至10us。

另外，例如，在单回转式压缩机等进行在旋转一周过程中负载发生变动的工作的情况下，作为控制，根据负载的变动而使电压指令增减，以调整施加于马达的输出电压以使转速保持为恒定。当在交流电压的一个周期中产生电压指令的增减时，输出电压在PWM信号的中途发生变化，所以脉冲宽度临时地增减。这样的脉冲宽度的增减成为由于负载变动的影响而产生或多或少的偏离的原因。

进而，在作为将载波和交流电压(线间电压)的脉冲数保持为3n倍的关系的控制的同步PWM控制的情况下，在各PWM信号的预先设定的定时，校正交流电压的指令与载波频率的偏离。由于一般不会改变用于以所期望的状态驱动负载的交流电压的指令，所以通过使载波频率可变，从而以将载波与输出线间电压的脉冲数保持为3n倍的关系的方式工作。因此，例如，当在线间电压的后半部分载波频率从1kHz变化为2kHz的情况下，在按照相同的电压指令值工作的情况下，相对于线间电压的前半部分，后半部分的脉冲数为两倍，而脉冲宽度为1/2。换言之，以用脉冲数补偿脉冲宽度的减少所致的输出电压的下降的方式工作。这成为由于载波频率的影响而产生或多或少的偏离的原因。

图16是示出正弦波时的U相的电压指令值Vu＊、空间矢量调制所代表的叠加有三次谐波的U相的电压指令值Vu＊以及载波的图。另外，图17是示出电压指令值为正弦波时的调制率以及电压指令值被叠加三次谐波时的调制率的图。

在U相的电压指令值Vu＊为正弦波的情况下，当调制率高时，存在线间电压相对于理想值被输出得高的趋势。另外，在对U相的电压指令值Vu＊叠加了三次谐波的情况下，线间电压被输出得低于理想值，但与正弦波的情况相比，能够得到接近理想值的输出。因而，在使用同步PWM信号的情况下，电压指令值Vu＊最好进行三次谐波叠加。

以上，根据U相的电压指令值Vu＊和U相与V相的线间电压Vuv进行了说明，但电压指令值也可以使用V相的电压指令值Vv＊或者W相的电压指令值Vw＊，另外，线间电压也可以使用V相与W相的线间电压Vvw或者W相与U相的线间电压Vwu。

近年来，为了实现马达2的高效率，设计了提高卷绕于定子的槽的绕组的占空系数的解决方案，使用PET(Polyethylene Terephthalate，聚对苯二甲酸)薄膜等薄的原材料作为绝缘膜。PET薄膜的静电电容比以往的绝缘原材料大，泄漏电流趋于增加。因而，通过利用实施方式1的电力变换装置1来降低载波频率，从而即使当在马达2中使用了PET薄膜的情况下，也能够降低产生噪声以及泄漏电流，不用在外部配置其它装置而能够应对产生噪声以及泄漏电流，不仅能够削减成本，还能够由于提高绕组的占空系数而实现提高效率。

另外，构成逆变器12的开关元件16a、16b、16c、16d、16e、16f以及二极管17a、17b、17c、17d、17e、17f由包含硅(Si)的元件构成，但也可以使用由作为高耐压以及能够进行高温工作的宽带隙半导体的碳化硅(SiC)、氮化镓(GaN)或者金刚石构成的元件。

此外，由于由宽带隙半导体构成的开关元件16a、16b、16c、16d、16e、16f的开关速度快，电压的时间变化高，所以噪声的产生量有可能会变高。此外，电压的时间变化为“dV/dt”，是用时间对电压进行微分的值。实施方式1的电力变换装置1通过使用同步PWM信号，从而将载波频率设定得低，所以能够抑制从开关元件16a、16b、16c、16d、16e、16f产生的噪声。

另外，在电力变换装置1中，由于由宽带隙半导体构成开关元件16a、16b、16c、16d、16e、16f，从而损耗比硅(Si)低，除了能够实现由于基于同步PWM信号的开关次数降低而实现的逆变器12的高效率，还能够降低损耗。

另外，二极管17a、17b、17c、17d、17e、17f在由逆变器12驱动马达2的过程中在开关元件16a、16b、16c、16d、16e、16f的开关工作停止的定时即死区时间中的回流或者再生过程中流过电流。由宽带隙半导体构成的二极管17a、17b、17c、17d、17e、17f的损耗比硅(Si)低，所以能够抑制回流或者再生过程中的逆变器12的损耗。

另外，开关元件16a、16b、16c、16d、16e、16f也可以由作为高效的开关元件而已知的超结构造的MOSFET(Metal Oxide Semiconductor Field Effect Transistor，金属氧化物半导体场效应晶体管)构成。

另外，构成逆变器12的开关元件16a、16b、16c、16d、16e、16f以及二极管17a、17b、17c、17d、17e、17f中的任意一个都可以由宽带隙半导体或者超结构造的MOSFET构成。

此外，如图18所示，实施方式1的电力变换装置1的逆变器控制部13也可以包括进行运算的CPU 101、保存由CPU 101读取的程序的存储器102以及进行信号的输入输出的接口103。

具体而言，存储器102储存有执行逆变器控制部13的功能的程序。CPU 101经由接口103被输入由直流电压检测部14检测到的电压Vdc和由电流检测部15检测到的电流Idc，生成同步PWM信号UP、VP、WP、UN、VN、WN，经由接口103输出所生成的同步PWM信号UP、VP、WP、UN、VN、WN。逆变器12被施加从接口103输出的同步PWM信号UP、VP、WP、UN、VN、WN。

进而，逆变器控制部13既可以由DSP(Digital Signal Processor，数字信号处理器)或者微型计算机的离散系统构成，也可以由模拟电路或者数字电路的电路元件构成。

实施方式2.

实施方式1的电力变换装置1可以配备于热泵装置200。图19是示出实施方式2的热泵装置200的结构的图。

热泵装置200具备经由制冷剂配管206依次连接具有对制冷剂进行压缩的压缩机构的压缩机201、改变制冷剂气体的方向的四通阀202、热交换器203、204以及膨胀机构205而成的冷冻环路。此外，通过利用四通阀202将制冷剂气体的方向切换为第1方向，从而热交换器203变为蒸发器，热交换器204变为冷凝器，另外，通过利用四通阀202将制冷剂气体的方向切换为第2方向，从而热交换器203变为冷凝器，热交换器204变为蒸发器。图19所示的四通阀202将制冷剂气体的方向切换为第1方向。另外，图19中的SC表示杂散电容。

压缩机201具备对制冷剂进行压缩的压缩机构207以及使压缩机构207工作的马达2。马达2是具有U相、V相、W相这三相绕组的三相马达。马达2从电力变换装置1被供给交流电压而驱动。

图20是示出热泵装置200的回路结构的图。如图20所示，热泵装置200具备具有对制冷剂进行压缩的压缩机构的压缩机201、改变制冷剂气体的方向的四通阀202、热交换器203、204、膨胀机构205a、205b、205c、接收器208、内部热交换器209以及主制冷剂回路210，制冷剂在该主制冷剂回路210中循环。此外，在主制冷剂回路210中，在压缩机201的排出侧设置有四通阀202，能够切换制冷剂的循环方向。在热交换器204设置有风扇300。

另外，热泵装置200具备将从接收器208与内部热交换器209之间至压缩机201的注入管为止用配管进行连接的注入回路211。在注入回路211中依次连接膨胀机构205c和内部热交换器209。对热交换器203连接有水回路301，水在该水回路301中循环。此外，对水回路301连接有利用热水器、散热装置(radiator)或者地暖的散热器的水的装置。

在此，对由热泵装置200进行制热运行时的工作进行说明。在制热运行时，四通阀202被设定为图20中的实线所示的方向。此外，制热运行不仅包括在空气调节中使用的制热的运行，还包括对水提供热而生成热水的热水供给的运行。图21是关于热泵装置200的制冷剂的状态的莫里尔图。横轴表示比焓，纵轴表示制冷剂压力。

在压缩机201中变为高温高压的气相制冷剂从压缩机201被排出，在作为冷凝器且为散热器的热交换器203中被热交换而液化。换言之，制冷剂的状态从图21中的点1转变到点2。利用从制冷剂释放的热加热在水回路301中循环的水，用于制热或者热水供给。

在热交换器203中液化的液相制冷剂在膨胀机构205a中被减压，变为气液二相状态。换言之，制冷剂的状态从图21中的点2转变到点3。在膨胀机构205a中变为气液二相状态的制冷剂通过与在接收器208中被吸入到压缩机201的制冷剂热交换被冷却而液化。换言之，制冷剂的状态从图21中的点3转变到点4。在接收器208中液化的液相制冷剂分流到主制冷剂回路210和注入回路211而流动。

流经主制冷剂回路210的液相制冷剂与在膨胀机构205c中被减压并变为气液二相状态的流经注入回路211的制冷剂在内部热交换器209中热交换，进而被冷却。换言之，制冷剂的状态从图21中的点4转变到点5。在内部热交换器209中被冷却的液相制冷剂在膨胀机构205b中被减压而变为气液二相状态。换言之，制冷剂的状态从图21中的点5转变到点6。在膨胀机构205b中变为气液二相状态的制冷剂在作为蒸发器的热交换器204中与外部气体热交换并被加热。换言之，制冷剂的状态从图21中的点6转变到点7。在热交换器204中被加热的制冷剂在接收器208中进一步被加热。换言之，制冷剂的状态从图21中的点7转变到点8。在接收器208中被加热的制冷剂被吸入到压缩机201。

另一方面，流经注入回路211的制冷剂如上所述在膨胀机构205c中被减压。换言之，制冷剂的状态从图21中的点4转变到点9。在膨胀机构205c中被减压的制冷剂在内部热交换器209中被热交换。换言之，制冷剂的状态从图21中的点9转变到点10。在内部热交换器209中被热交换的气液二相状态的制冷剂即注入制冷剂直接以气液二相状态从压缩机201的注入回路211流入到压缩机201内。

在压缩机201中，从主制冷剂回路210吸入的制冷剂被压缩、加热至中间压。换言之，制冷剂的状态从图21中的点8转变到点11。注入制冷剂(图21的点10)与压缩、加热至中间压的制冷剂(图21的点11)合流，温度下降(图21的点12)。换言之，制冷剂的状态从图21中的点11转变到点12以及从点10转变到点12。然后，温度下降的制冷剂进一步被压缩、加热，变为高温高压并被排出。换言之，制冷剂的状态从图21中的点12转变到点1。

此外，在不进行注入运行的情况下，使膨胀机构205c的开度完全关闭。换言之，在进行注入运行的情况下，膨胀机构205c的开度大于设定的开度，而在不进行注入运行的情况下，将膨胀机构205c的开度设得小于设定的开度，从而能够避免使制冷剂流入到压缩机201的注入回路211。此外，膨胀机构205c的开度由微型计算机等控制部控制。

接下来，对由热泵装置200进行制冷运行时的工作进行说明。在制冷运行时，四通阀202被设定为图20中的虚线所示的方向。此外，制冷运行不仅包括在空气调节中使用的制冷的运行，还包括从水中去热而生成冷水的运行以及冷冻的运行。

在压缩机201中变为高温高压的气相制冷剂从压缩机201被排出，在作为冷凝器且为散热器的热交换器204中被热交换而液化。换言之，制冷剂的状态从图21中的点1转变到点2。

在热交换器204中被液化的液相制冷剂在膨胀机构205b中被减压，变为气液二相状态。换言之，制冷剂的状态从图21中的点2转变到点3。在膨胀机构205b中变为气液二相状态的制冷剂在内部热交换器209中通过热交换被冷却而液化。换言之，制冷剂的状态从图21中的点3转变到点4。在内部热交换器209中，使在膨胀机构205b中变为气液二相状态的制冷剂与使在内部热交换器209中被液化的液相制冷剂在膨胀机构205c中减压而变为气液二相状态的制冷剂热交换。换言之，制冷剂的状态从图21中的点4转变到点9。

在内部热交换器209中被热交换的液相制冷剂分流到主制冷剂回路210和注入回路211而流动。此外，在内部热交换器209中被热交换的液相制冷剂处于图21的点4的状态。

流经主制冷剂回路210的液相制冷剂与在接收器208中被吸入到压缩机201的制冷剂热交换，进而被冷却。换言之，制冷剂的状态从图21中的点4转变到点5。在接收器208中被冷却的液相制冷剂在膨胀机构205a中被减压而变为气液二相状态。换言之，制冷剂的状态从图21中的点5转变到点6。在膨胀机构205a中变为气液二相状态的制冷剂在作为蒸发器的热交换器203中热交换并被加热。换言之，制冷剂的状态从图21中的点6转变到点7。此外，制冷剂吸热，从而在水回路301中循环的水被冷却，被用于制冷或者冷冻。

然后，在热交换器203中被加热的制冷剂在接收器208中进一步被加热。换言之，制冷剂的状态从图21中的点7转变到点8。在接收器208中被加热的制冷剂被吸入到压缩机201。

另一方面，流经注入回路211的制冷剂如上所述在膨胀机构205c中被减压。换言之，制冷剂的状态从图21中的点4转变到点9。在膨胀机构205c中被减压的制冷剂在内部热交换器209中热交换。换言之，制冷剂的状态从图21中的点9转变到点10。在内部热交换器209中热交换的气液二相状态的制冷剂即注入制冷剂直接以气液二相状态从压缩机201的注入回路211流入到压缩机201内。此外，压缩机201内的压缩工作与上述制热运行时相同。

此外，在不进行注入运行的情况下，与制热运行时同样地，将膨胀机构205c的开度完全关闭，使制冷剂不流入到压缩机201的注入回路211。

此外，在上述中，关于热交换器203，例示出使制冷剂与在水回路301中循环的水热交换的板式热交换器，但不限于此，也可以是使制冷剂与空气热交换的结构。另外，水回路301也可以不是水进行循环的回路，而是其它流体进行循环的回路。

因而，在热泵装置200中，制冷剂在压缩机201内循环，在压缩机201中内置有马达2，所以杂散电容SC根据制冷剂的状态而变化。特别是在热泵装置200停止运行的情况下，有时制冷剂在压缩机201内液化而滞留，在液体制冷剂增加直至压缩机201内的马达2浸没的情况下，马达2与压缩机201之间的静电电容发生变化，所以杂散电容SC变大。这样的话，当逆变器12工作时，产生的产生噪声或者泄漏电流I变大，有可能还会经由接地对电力变换装置1整体造成不良影响。另外，当泄漏电流I增加时，在作业者触摸到热泵装置200时有可能会触电。

因而，在启动压缩机201的马达2时，根据从实施方式1的电力变换装置1的逆变器控制部13输出的同步PWM信号来驱动逆变器12。一般的载波频率为几kHz，但在马达2的启动时的频率为例如10Hz的情况下，在电压指令值与载波频率为9倍的关系的情况下，载波频率成为90Hz。因而，能够降低载波频率，能够抑制在马达2的启动时的压缩机201内的制冷剂未稳定的情况下产生的产生噪声以及泄漏电流。

另外，在热泵装置200中，利用电力变换装置1控制同步PWM信号，以使线间电压Vuv在半周期中为点对称，从而线间电压Vuv的正与负的失衡被抑制，能够降低流过马达2的电流的THD，即使在低的载波频率下也能够稳定地驱动压缩机201。

但是，在载波频率极低的情况下，有可能因为与热泵装置200的制冷剂配管的共振频率一致而发生配管振动所致的配管折断或者低频噪音的产生，所以考虑到产生噪声以及泄漏电流，最好设定为比普遍使用的载波频率低的值。

图22是示出载波频率相对于马达2的转速的工作的图。在马达2的启动时，根据马达2的转速来进行使载波频率增加的控制，从而能够抑制在将载波频率控制为恒定的情况下在马达2的启动时产生的产生噪声以及泄漏电流超过容许值的情况。此外，关于马达2的转速的斜率，考虑到制冷剂的稳定时间，最好在产生噪声以及泄漏电流不超过容许值的范围中确定。此外，以下，将把载波频率控制为恒定时的载波频率称为载波频率F。

另外，在电压指令值与载波频率为9倍的关系、即9个脉冲工作的情况下，当电压指令值的频率为110Hz时，载波频率为990Hz。当使马达2的转速从990Hz的载波频率上升时，电压指令值的频率上升，超过载波频率F，产生噪声以及泄漏电流可能增加。此外，载波频率F假定为1kHz。因而，如图22(b)所示在载波频率超过载波频率F的情况下，电压指令值与载波频率变更为6倍的关系、即6个脉冲工作，从而使得不超过载波频率F。在为6个脉冲工作的情况下，相比于9个脉冲工作，载波频率被降低为6/9倍。另外，在变更为6个脉冲工作之后，在载波频率超过载波频率F的情况下，电压指令值与载波频率变更为3倍的关系、即3个脉冲工作，从而使得不超过载波频率F。因而，能够抑制产生噪声以及泄漏电流。

在上述中，对将工作切换为9个脉冲、6个脉冲以及3个脉冲的情况进行了说明，但也可以用其它脉冲数进行控制。其它脉冲数是指例如21个脉冲、15个脉冲以及9个脉冲。此外，电压指令值的频率与载波的频率为整数倍的关系，但相比于马达2的启动运行时或者低速运行时，在马达2的稳态运行时或者高速运行时，最好以使该整数倍的比变高的方式切换脉冲数。

另外，使用APF(Annual Performance Factor，全年性能系数)作为热泵装置200的节能指标，期望与额定运行相比为低速以及轻负载运行的中间条件下的效率改善。在该中间条件下，利用从实施方式1的电力变换装置1的逆变器控制部13输出的同步PWM信号来驱动逆变器12，从而能够减少逆变器12的开关元件16a、16b、16c、16d、16e、16f的开关次数，能够实现开关损耗的降低，另外，由于载波频率的降低，流过马达2的电流的失真也被消除，所以能够降低在马达2产生的高频铁损，能够实现高效率。另外，还能够抑制产生噪声以及泄漏电流，所以对策部件也变得廉价，还能够实现低成本。

图23是用于说明三相调制后的电压指令值与二相调制后的电压指令值的区别的图。图3以及图5中所示的电压指令值被三相调制。图23(a)中所示的电压指令值Vu＊被二相调制。通过二相调制来生成电压指令值Vu＊，从而能够从逆变器12输出与通过三相调制生成的电压指令值相同的电压，能够使开关元件16a、16b、16c、16d、16e、16f的开关次数降低到三分之二。由于开关次数降低到三分之二，所以不仅逆变器12的开关损耗变为三分之二，如图23(b)所示，热泵装置200的产生噪声以及泄漏电流也减少为约三分之二。因而，通过合用以整数倍控制电压指令值的频率和载波的频率的同步PWM信号和二相调制，从而能够进一步实现高效率，且能够抑制产生噪声和泄漏电流。

另外，热泵装置200所具备的电力变换装置1的电流检测部15不由电流互感器构成，而由分流电阻构成，从而能够根据逆变器12的开关元件16a、16b、16c、16d、16e、16f的开关定时来检测流过马达2的电流。此外，通过由分流电阻构成电流检测部15，能够实现低成本。

此外，通过降低载波频率而扩展电流的通流宽度(flowing width)，从而电流检测部15能够容易地进行电流的检测。

但是，在利用非同步PWM信号的情况下，当使载波频率降低时，从逆变器12输出的电压可能产生失衡，流过马达2的电流可能失真，有可能难以进行稳定的运行。

图24(a)是示出利用非同步PWM信号来驱动逆变器12并由电流检测部15检测流过逆变器12的电流Idc的范围的图。图24(b)是示出利用同步PWM信号来驱动逆变器12并由电流检测部15检测流过逆变器12的电流Idc的范围的图。此外，电流Idc产生布线的阻抗等所致的瞬时扰动(ringing)。在利用非同步PWM信号来驱动逆变器12的情况下，载波频率为运行频率的10倍。另一方面，在利用同步PWM信号来驱动逆变器12的情况下，载波频率能够为运行频率的3倍左右。因而，通过利用同步PWM信号来驱动逆变器12，能够如图24(b)所示，扩展电流Idc的通流宽度，使电流Idc的检测变容易，并且在电流Idc的失真被抑制的状态下检测电流Idc，所以能够稳定地驱动马达2。

近年来，以实现压缩机201的低成本为目的而使用单回转式压缩机。单回转式压缩机产生与每一转的旋转角同步的负载转矩脉动。当负载转矩为大的旋转角时，马达2的转速下降，另外，当为负载转矩小的旋转角时，马达2的转速增加，所以压缩机201的马达2的转速产生脉动，从而振动传到热泵装置200内的配管，有可能会发生配管折断所致的制冷剂泄漏。在此，有如下技术：根据与旋转角同步的负载转矩，通过前馈控制或者反馈控制使转速指令值增减，或者通过使转矩指令值增减，从而抑制马达2的转速的脉动以及振动。但是，在利用同步PWM信号来驱动逆变器12的结构的情况下，无法追随于转速指令值的变化而电流波形失真，由于逆变器12的过电流或者马达2的失调而热泵装置200有可能停止。

因而，在转速指令值或者转矩指令值发生变化的情况下，热泵装置200在预先考虑到变化量的基础上校正载波频率，从而能够降低电流的失真。

另外，当流过压缩机201的马达2的电流产生脉动的情况下，在电流高的位置，构成马达2的绕组的电阻所致的损耗有可能会变大。在此，有如下技术：与电流的脉动相配合地使马达2的转速指令值增减，从而抑制电流脉动，实现马达2的高效率。但是，由于马达2的转速总是变动，所以在利用同步PWM信号来驱动逆变器12的结构的情况下，难以使载波频率相对于转速的变动同步，电压指令值的频率与载波的频率不为整数倍的关系，从逆变器12输出的电流的波形失真，由于逆变器12的过电流或者马达2的失调而热泵装置200有可能会停止。

因而，在热泵装置200中，在考虑到转速指令值的变化量的基础上校正作为目标的载波频率，从而能够可靠地使其同步，抑制电流的失真。

此外，上述热泵装置200能够应用于空气调节机、热泵热水供给机、冰箱或者使用了冷冻机的压缩机的装置。

以上的实施方式所示的结构示出本发明的内容的一个例子，既能够与其它公知的技术进行组合，还能够在不脱离本发明的主旨的范围对结构的一部分进行省略、变更。

Claims

1.一种电力变换装置，将从直流电压变换而得到的交流电压供给到负载，所述电力变换装置具备：

逆变器，接收PWM信号，对所述负载施加所述交流电压；以及

逆变器控制部，生成所述PWM信号，对所述逆变器供给所述PWM信号，生成电压指令值，

所述逆变器中具备的开关元件分别被PWM控制，当将所述电压指令值的上升沿过零点与载波的底部的相位关系定义为相位差时，以使由PWM信号对所述开关元件进行驱动而得到的线间电压成为点对称的方式控制所述相位差，

所述PWM信号的频率为所述交流电压的频率的整数倍，

所述交流电压在所述交流电压的一个周期中具有多个正脉冲和多个负脉冲，

所述正脉冲的数量与所述负脉冲的数量相等。

2.根据权利要求1所述的电力变换装置，其中，

所述逆变器至少经由两根布线连接于所述负载，

所述交流电压是所述两根布线间的电压。

3.根据权利要求1所述的电力变换装置，其中，

所述交流电压的波形被分为第1半波形和第2半波形，

所述多个正脉冲包含于所述第1半波形，

所述多个负脉冲包含于所述第2半波形，

所述第1半波形与所述第2半波形为点对称。

4.根据权利要求1、2或者3所述的电力变换装置，其中，

所述PWM信号的频率为所述交流电压的频率的3N倍，其中，N为整数。

5.根据权利要求1至3中的任意一项所述的电力变换装置，其中，

所述逆变器控制部生成载波信号，

在所述载波信号的振幅等于最大值或者最小值的情况下，所述载波信号的频率被变换为其它频率。

6.根据权利要求4所述的电力变换装置，其中，

所述逆变器控制部生成载波信号，

7.根据权利要求1至3中的任意一项所述的电力变换装置，其中，

三次谐波被叠加于所述交流电压。

8.根据权利要求4所述的电力变换装置，其中，

三次谐波被叠加于所述交流电压。

9.根据权利要求5所述的电力变换装置，其中，

三次谐波被叠加于所述交流电压。

10.根据权利要求1至3中的任意一项所述的电力变换装置，其中，

所述开关元件由宽带隙半导体形成。

11.根据权利要求4所述的电力变换装置，其中，

所述开关元件由宽带隙半导体形成。

12.根据权利要求5所述的电力变换装置，其中，

所述开关元件由宽带隙半导体形成。

13.根据权利要求7所述的电力变换装置，其中，

所述开关元件由宽带隙半导体形成。

14.根据权利要求1至3中的任意一项所述的电力变换装置，其中，

所述电力变换装置具备电流检测部，该电流检测部检测流过所述逆变器的电流，

所述电流检测部包括分流电阻。

15.根据权利要求4所述的电力变换装置，其中，

所述电流检测部包括分流电阻。

16.根据权利要求5所述的电力变换装置，其中，

所述电流检测部包括分流电阻。

17.根据权利要求7所述的电力变换装置，其中，

所述电流检测部包括分流电阻。

18.根据权利要求10所述的电力变换装置，其中，

所述电流检测部包括分流电阻。

19.根据权利要求1至3中的任意一项所述的电力变换装置，其中，

所述负载为马达。

20.根据权利要求4所述的电力变换装置，其中，

所述负载为马达。

21.根据权利要求5所述的电力变换装置，其中，

所述负载为马达。

22.根据权利要求7所述的电力变换装置，其中，

所述负载为马达。

23.根据权利要求10所述的电力变换装置，其中，

所述负载为马达。

24.根据权利要求14所述的电力变换装置，其中，

所述负载为马达。

25.一种热泵装置，其中，

所述热泵装置具备权利要求1至24中的任意一项所述的电力变换装置。