JPS60190169A - Ｐｗｍインバータのパルス数切換装置 - Google Patents
Ｐｗｍインバータのパルス数切換装置Info
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- JPS60190169A JPS60190169A JP59044378A JP4437884A JPS60190169A JP S60190169 A JPS60190169 A JP S60190169A JP 59044378 A JP59044378 A JP 59044378A JP 4437884 A JP4437884 A JP 4437884A JP S60190169 A JPS60190169 A JP S60190169A
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- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
- H02M7/00—Conversion of ac power input into dc power output; Conversion of dc power input into ac power output
- H02M7/42—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal
- H02M7/44—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters
- H02M7/48—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
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- Engineering & Computer Science (AREA)
- Power Engineering (AREA)
- Control Of Ac Motors In General (AREA)
- Inverter Devices (AREA)
Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
（技術分野）
本発明は、ＰＷＭ（パルス幅変調）インバータのパルス
数切換方式に関する。
数切換方式に関する。
（従来技術と問題点）
Ｐ Ｗ Ｍインバータでは直流血圧分が発生しないよう
にするために正負のＰＷＭ波形を先金に等しくする同期
式が採用される。この同ル」式ＰＷＭインバータでは、
正弦波月明に対して搬送波を一定パルス数にするのがＴ
ｈｆｌ単な１０す飾になるが、この場合低周波では低次
高調波が増大し、高周波ではスイッチング族波数が置く
なる欠点がある。そこで、従来から搬送波周波数を正弦
波周波数（速度）の増減に応じて切換えるというパルス
数切快方式が採用されている。このパルス数切換方式の
ＰＷＭインバータにおいて、パルス数切換時点にＰＷＭ
波形に角度誤差が生じて負荷電動機にトルク変動が生じ
ることが本願発明者等の研死で明らかになった。このト
ルク変動は、ベクトルルリ御特に亀拗機の二次磁束と二
次ｌａ流を互いに非干渉に直交させる非干渉ベクトル制
御のよりな精密な制御では大きな問題になる。
にするために正負のＰＷＭ波形を先金に等しくする同期
式が採用される。この同ル」式ＰＷＭインバータでは、
正弦波月明に対して搬送波を一定パルス数にするのがＴ
ｈｆｌ単な１０す飾になるが、この場合低周波では低次
高調波が増大し、高周波ではスイッチング族波数が置く
なる欠点がある。そこで、従来から搬送波周波数を正弦
波周波数（速度）の増減に応じて切換えるというパルス
数切快方式が採用されている。このパルス数切換方式の
ＰＷＭインバータにおいて、パルス数切換時点にＰＷＭ
波形に角度誤差が生じて負荷電動機にトルク変動が生じ
ることが本願発明者等の研死で明らかになった。このト
ルク変動は、ベクトルルリ御特に亀拗機の二次磁束と二
次ｌａ流を互いに非干渉に直交させる非干渉ベクトル制
御のよりな精密な制御では大きな問題になる。
（り１明の目的）
／ド発明の目的は、パルス数切換時のトルク変動を無く
した切侠方式を提供するにある。
した切侠方式を提供するにある。
（究明の概要）
不発明は、パルス数切換えを谷搬送波信号の位４目の一
致する時点で行なうことを％依とする。
致する時点で行なうことを％依とする。
（実施例）
第１図は本発明の一実施例を示す非干渉ベクトル制ｉ＋
＋１装置のブロック図である。電圧形インバータ１の出
力を一次電圧とする誘導′亀！１ｉｌＩ機２を可変速ベ
クトル制御するのに、速度設定になる角周波献設定値ω
ｎ＊にパルスピックアップ３及び周波数−を圧変換器４
から得る電動機速度検出信号ωｎとを突合わせ、この偏
差を比例槓分慎″５もする速度制御増幅器５の出力を電
動機２の二次′電流に相当する一次電流のβ軸成分１１
１として得る。一方、電動機２の二次磁束に相当する一
次電流のα軸成分１１ａ が設定てれる。換１すれば電
動機２を一次電圧制御で速度制御するのに、該−次電圧
に同期して回転するα、β軸を持つ二相電圧ｅ、、ｅ□
βを設定し、α軸を′＃Ｍ、動機二次磁束にボめると二
次電流をβ軸に一致させて電流−磁束を直交させ、との
二相電圧ｅ１ａ＋ Ｊβに対して電動機の等価回路から
一次電流のα軸、β軸成分１１ａ”１βを設定すること
になる。そして、山東設矩に相当するα軸電流成分１□
０ を固定にしておき、箪ＭＬに相当するβ軸電流１□
Ｉを調姫することで二次電流とｆｂ束を直交させながら
速度制御することになる。
＋１装置のブロック図である。電圧形インバータ１の出
力を一次電圧とする誘導′亀！１ｉｌＩ機２を可変速ベ
クトル制御するのに、速度設定になる角周波献設定値ω
ｎ＊にパルスピックアップ３及び周波数−を圧変換器４
から得る電動機速度検出信号ωｎとを突合わせ、この偏
差を比例槓分慎″５もする速度制御増幅器５の出力を電
動機２の二次′電流に相当する一次電流のβ軸成分１１
１として得る。一方、電動機２の二次磁束に相当する一
次電流のα軸成分１１ａ が設定てれる。換１すれば電
動機２を一次電圧制御で速度制御するのに、該−次電圧
に同期して回転するα、β軸を持つ二相電圧ｅ、、ｅ□
βを設定し、α軸を′＃Ｍ、動機二次磁束にボめると二
次電流をβ軸に一致させて電流−磁束を直交させ、との
二相電圧ｅ１ａ＋ Ｊβに対して電動機の等価回路から
一次電流のα軸、β軸成分１１ａ”１βを設定すること
になる。そして、山東設矩に相当するα軸電流成分１□
０ を固定にしておき、箪ＭＬに相当するβ軸電流１□
Ｉを調姫することで二次電流とｆｂ束を直交させながら
速度制御することになる。
非干渉演葬部６は、α軸−次電流設足値１□−とβ軸−
次電流指令１□Ｉとに従ってα−β軸の一次１Ｌ圧ｅｌ
ａ＋ θ１βを演褥コしかつ該演算に相互干渉外を無く
した非干渉演算をする。この演算式は次の式にされる。
次電流指令１□Ｉとに従ってα−β軸の一次１Ｌ圧ｅｌ
ａ＋ θ１βを演褥コしかつ該演算に相互干渉外を無く
した非干渉演算をする。この演算式は次の式にされる。
θｔｐ ＝ ｒ１１１β十″０”１ｉｌＱここで、ｒｌ
は電？！ｊｌ＋機−次抵抗、ω。は角周波数指令（イン
バータ運転周波数）、Ｌσは等価漏れインダクタンス、
ＬＩは一次インダクタンスである。
は電？！ｊｌ＋機−次抵抗、ω。は角周波数指令（イン
バータ運転周波数）、Ｌσは等価漏れインダクタンス、
ＬＩは一次インダクタンスである。
上式は、二次磁束設定のためには電流１□βによる＋Ｌ
、ω。１１７ｙ分の干渉があるため、該干渉外をｒｓｉ
□ヶから引算し、二次電流設定には電流１１ｃｆによる
一ωｏＬ工ｉ、Ｃ１分の干渉があるため該干渉外をｒ
１１□βに加えるという非干渉演算をすることを急味す
る６座１ｊｆＩ４変侠部７は一次亀圧θ 、θ から極
座標１α 工ｐ データに変換する。この変換は第２図に示す関係から次
式のようになる。
、ω。１１７ｙ分の干渉があるため、該干渉外をｒｓｉ
□ヶから引算し、二次電流設定には電流１１ｃｆによる
一ωｏＬ工ｉ、Ｃ１分の干渉があるため該干渉外をｒ
１１□βに加えるという非干渉演算をすることを急味す
る６座１ｊｆＩ４変侠部７は一次亀圧θ 、θ から極
座標１α 工ｐ データに変換する。この変換は第２図に示す関係から次
式のようになる。
÷＝１□１階、４ 、、、、、、、、、（２）ＩＥ１＝
〆一−］−・・・・・・・・・（３）θ１α十θ□β 炙ブ＝ｔ−１ｅｌ／ｉ−・・・・・・・・・（４）ａｎ
ｅ１α ＰＷＭ波形演算部８は電圧ベクトルやの極座標信号ＩＥ
１．Ｏから三相固定軸の電圧ｅ、、ｂ５゜ｅｏ に相当
する信号をＰＷＭ波形処理したデータとしてめる。なお
、電圧ｅａｒ ｅｂ＋ θ。と極座標信号との関係は第
２図から明らかなように、となる。ここで、θｐ はａ
相軸と電圧ベクトル文のなす角度であり、α−β軸は角
周波数ω。で回転することから定常状態ではθｐ＝ω０
ｔ となる。
〆一−］−・・・・・・・・・（３）θ１α十θ□β 炙ブ＝ｔ−１ｅｌ／ｉ−・・・・・・・・・（４）ａｎ
ｅ１α ＰＷＭ波形演算部８は電圧ベクトルやの極座標信号ＩＥ
１．Ｏから三相固定軸の電圧ｅ、、ｂ５゜ｅｏ に相当
する信号をＰＷＭ波形処理したデータとしてめる。なお
、電圧ｅａｒ ｅｂ＋ θ。と極座標信号との関係は第
２図から明らかなように、となる。ここで、θｐ はａ
相軸と電圧ベクトル文のなす角度であり、α−β軸は角
周波数ω。で回転することから定常状態ではθｐ＝ω０
ｔ となる。
しかし、トルク変製又は変象で電圧ｅ１゜、ｅ工βが変
化すると位相Ｃが変るため、この変化分がθｐに影曽し
、次式になる。
化すると位相Ｃが変るため、この変化分がθｐに影曽し
、次式になる。
θｐ−ωｏｔ十ψ ・・・・・・・・・（切ψはディジ
タル演算では１サンプル期間の位相変化ｈ１：であシ、
ψ＝の。−Ｌｄ ’ｎ１ｌｌＷとなる。ただし、’ｏｌ
□ は上記（４）式での１サンプル前の位相であり、０
は机サンプル時の位相である。
タル演算では１サンプル期間の位相変化ｈ１：であシ、
ψ＝の。−Ｌｄ ’ｎ１ｌｌＷとなる。ただし、’ｏｌ
□ は上記（４）式での１サンプル前の位相であり、０
は机サンプル時の位相である。
ｅｗ
ゲート回路９は、演算部８からのデータに従って実際の
各相インバータ電圧θ、 ＨｅＢ ＋ θ。のｐＷＭｉ
＆形を得、この電圧に従ってインバータ１のスイッチ素
子をオン・オフ制御する。パルスパターン発生部ｌＯ及
びパターンデータ切換ｉｌｌは後に詳細に説明するよう
に演算部８での演算に必要なＰＷＭパターンテーデー与
える。
各相インバータ電圧θ、 ＨｅＢ ＋ θ。のｐＷＭｉ
＆形を得、この電圧に従ってインバータ１のスイッチ素
子をオン・オフ制御する。パルスパターン発生部ｌＯ及
びパターンデータ切換ｉｌｌは後に詳細に説明するよう
に演算部８での演算に必要なＰＷＭパターンテーデー与
える。
これら各部６〜１１は、ディジタル処理を行ない、ゲー
ト回路９を除いた各部を例えばマイクロコンピュータに
して必要な演算をプロゲラみに従って行なうことができ
る。このため、電流１１（Ｉ＊ｌｉ、β及び角周波数ω
。の入力にはサンプリングとアナログ−ディジタル変換
したディジタル鴛として取込む。
ト回路９を除いた各部を例えばマイクロコンピュータに
して必要な演算をプロゲラみに従って行なうことができ
る。このため、電流１１（Ｉ＊ｌｉ、β及び角周波数ω
。の入力にはサンプリングとアナログ−ディジタル変換
したディジタル鴛として取込む。
すべり周波数演算回路１２は磁來−流設定信号１□ｒ
と二次電流指令１□βとからすべり周波数ω８をめる。
と二次電流指令１□βとからすべり周波数ω８をめる。
この′ＯＩ！、算は次式（７〕に従って行なわれる。こ
こで、τ２は二次インダクタンスＬ２と二次抵抗ｒ２の
比Ｌ２／ ｒ２にされる。
こで、τ２は二次インダクタンスＬ２と二次抵抗ｒ２の
比Ｌ２／ ｒ２にされる。
この演算回路１２のすベシ周波数ω。出力は加算器１３
で変換器４の速展検出信号ω。出力と加算されて角周波
数ω０がめられる。なお、これら回％１２．１３も含め
て各部６〜１１をディジタル処理する場合には変換器４
はカウンタ構成になるし増幅器５の演算もディジタル演
算にし、４，５．１２側をマスク側マイクロコンピュー
タとしてシーケンス制御、故隊診Ｗ［などの処理をさせ
る。
で変換器４の速展検出信号ω。出力と加算されて角周波
数ω０がめられる。なお、これら回％１２．１３も含め
て各部６〜１１をディジタル処理する場合には変換器４
はカウンタ構成になるし増幅器５の演算もディジタル演
算にし、４，５．１２側をマスク側マイクロコンピュー
タとしてシーケンス制御、故隊診Ｗ［などの処理をさせ
る。
次に、三相電圧信号θ１．θ６．ｅ０ の演算処理を各
部８〜１１を中心にして以下に詳細に説明する。
部８〜１１を中心にして以下に詳細に説明する。
パルスパターン発生＄ １０１ｄ基準制御率としての制
御率μ＝１及び基準角周波数ωＢでかつ正弦数に同期し
たＰＷＭ波形パルスパターンデータｖｎを搬送波パルス
数Ｐ（正弦波半周切開）に応じて発生する。このパター
ン発生部１０は例えばＲＯＭで構成され、パルスｈｐに
胱じたパターンデータをデータテーブルとしてその仇出
しをするように構成される。バター／データ切換部１１
は角周波数指令ω。に応じてパターンデータθ□を切換
えて取出す。このパターンデータ切換えは角周波数指令
ω。の高低に応じて適当なパルス数Ｐを設定するための
ものである。ＰＷＭ波形演算部８ｉ−１：切換部１１を
逃して与えられるパターンデータθ。を制御率μ及びω
０に応じて調整し、この調整したデータθ、（＝μ・θ
ｎ）をＰ Ｗ ｂｌ阪形形成のためのデータとして出力
する。ここで、制Ｏｌ率μは′屯圧ＩＥＩのデータとイ
ンバータ１の直流′１圧”ｄａを用いて次式で単位化す
る。
御率μ＝１及び基準角周波数ωＢでかつ正弦数に同期し
たＰＷＭ波形パルスパターンデータｖｎを搬送波パルス
数Ｐ（正弦波半周切開）に応じて発生する。このパター
ン発生部１０は例えばＲＯＭで構成され、パルスｈｐに
胱じたパターンデータをデータテーブルとしてその仇出
しをするように構成される。バター／データ切換部１１
は角周波数指令ω。に応じてパターンデータθ□を切換
えて取出す。このパターンデータ切換えは角周波数指令
ω。の高低に応じて適当なパルス数Ｐを設定するための
ものである。ＰＷＭ波形演算部８ｉ−１：切換部１１を
逃して与えられるパターンデータθ。を制御率μ及びω
０に応じて調整し、この調整したデータθ、（＝μ・θ
ｎ）をＰ Ｗ ｂｌ阪形形成のためのデータとして出力
する。ここで、制Ｏｌ率μは′屯圧ＩＥＩのデータとイ
ンバータ１の直流′１圧”ｄａを用いて次式で単位化す
る。
パルスパターン発生部１０における正弦波パルスパター
ン及びその演算によるＰＷＭ波形データの抽出について
は、第３図によって説明する。第３図は振込波パルス数
Ｐ＝９の場合を示し、同図（ａ）に示すように基準角周
波数ωＢの正弦波ＳＩＮωＢｔの半周期に正負９個の搬
送波としての三角波Ｃを同期させたＰＷＭ波形は同図（
ｂ）に示すようになる。このＰＷＭｉ形のパルスパター
ンデータとして三角波Ｃの零点Ｐ ｌ−Ｐ １ｓから正
弦波と三角波Ｃの父点までの角度θＨ（ｎ＝１〜２Ｐ）
を数値として記憶しておく。この角度θｎは搬送波パル
スｈｐ毎にグループ分けして夫々テーブル化しておく。
ン及びその演算によるＰＷＭ波形データの抽出について
は、第３図によって説明する。第３図は振込波パルス数
Ｐ＝９の場合を示し、同図（ａ）に示すように基準角周
波数ωＢの正弦波ＳＩＮωＢｔの半周期に正負９個の搬
送波としての三角波Ｃを同期させたＰＷＭ波形は同図（
ｂ）に示すようになる。このＰＷＭｉ形のパルスパター
ンデータとして三角波Ｃの零点Ｐ ｌ−Ｐ １ｓから正
弦波と三角波Ｃの父点までの角度θＨ（ｎ＝１〜２Ｐ）
を数値として記憶しておく。この角度θｎは搬送波パル
スｈｐ毎にグループ分けして夫々テーブル化しておく。
ここで、パルスｉＰとしては先生同期式等パルス正弦波
ＰＷＭ方式とするためにＰ＝６ｍ＋３（ｍ＝０．１．２
・・・ｋ）としてｋｉＪＬＴｈのものとする。
ＰＷＭ方式とするためにＰ＝６ｍ＋３（ｍ＝０．１．２
・・・ｋ）としてｋｉＪＬＴｈのものとする。
上記パターンデータθｎは実際に８袂なパターンと異な
シ、制御率μ及び三角波Ｃの頂点を起点とした角度Ｔ０
ｘとは異なるが、これは次の６ｆ算によってめられる。
シ、制御率μ及び三角波Ｃの頂点を起点とした角度Ｔ０
ｘとは異なるが、これは次の６ｆ算によってめられる。
制御率μによる角度θｎの変化は該制御率μにほぼ比例
する角度θＸとしてめられる。
する角度θＸとしてめられる。
θＸ：μ、θ。 由・・・・・・（９）そして Ｉｌｌ
ｏｘは三角波Ｃの周期θＴとすると、次の表中の式か
らめられる。
ｏｘは三角波Ｃの周期θＴとすると、次の表中の式か
らめられる。
また、第３図から三角波の傾斜が正の場合に角［ＴθＸ
区間はハイレベル、傾斜が負の場合にはＴθＸ区間がロ
ーレベルになると観光することで実際のＰＷＭ波形のパ
ターンデータを得ることができる。
区間はハイレベル、傾斜が負の場合にはＴθＸ区間がロ
ーレベルになると観光することで実際のＰＷＭ波形のパ
ターンデータを得ることができる。
従って、制御率μ；１のパターンデータθｎを谷パルス
Ｐの４ｍ１ｆｊ４別にデータテーブル化しておき、切侯
部１１によって角周波数ω０に応じたパルス数Ｐのデー
タσｎを選択し、演算部８によって制御率μに対する前
記（９〕式の演算及び前記衣に従った角度ｒ１１ Ｕ、
への袈換演算（１１ＯＸのハイレベルとローレベルの区
別も含める）及びω０による実時間データへの変換によ
って実際のＰＷＭ波形形成のだめのパターンデータを得
ることができる。ω０による実時間データｔＸへの変換
は角度データＴｏｘに対して の演算でめられる。
Ｐの４ｍ１ｆｊ４別にデータテーブル化しておき、切侯
部１１によって角周波数ω０に応じたパルス数Ｐのデー
タσｎを選択し、演算部８によって制御率μに対する前
記（９〕式の演算及び前記衣に従った角度ｒ１１ Ｕ、
への袈換演算（１１ＯＸのハイレベルとローレベルの区
別も含める）及びω０による実時間データへの変換によ
って実際のＰＷＭ波形形成のだめのパターンデータを得
ることができる。ω０による実時間データｔＸへの変換
は角度データＴｏｘに対して の演算でめられる。
なお、上述までは１相分のみのパターンデータについて
示すが、上記データをａ相のものθｘａとすると、ｂ相
、Ｃ相のデータ０ｘｂ ＊ θｘｃは夫々が１２０°遅
れた位相にあることから、θ。につぃて１２００分遅れ
要点のデータをピックアップすることでめられるし、Ｃ
相は θ工。−一（θＸａ十θｒｂ ） ・・・・・・・・・
（ロ）からめることもできる。
示すが、上記データをａ相のものθｘａとすると、ｂ相
、Ｃ相のデータ０ｘｂ ＊ θｘｃは夫々が１２０°遅
れた位相にあることから、θ。につぃて１２００分遅れ
要点のデータをピックアップすることでめられるし、Ｃ
相は θ工。−一（θＸａ十θｒｂ ） ・・・・・・・・・
（ロ）からめることもできる。
次に、ゲート回路９は第４図に示す構成にされる。同図
は演算部８としてのマイクロコンピュータ８Ａとのバス
結合構成で示す。プログラマブルタイマ２１はカウンタ
タイマＴｌｌ と単安定マルチバイブレータＴ＋２で構
成され、タイマＴ＋＋ Ｋはバス８Ｂを介して三角波Ｃ
の周ル」θＴの１／２に相当する数値Ｖ２がプリセット
され、この数値をクロックＣＬ Ｋの周ル」を持ってカ
ウントダウンすることで三角波Ｃの半周期Ｏｒ／２ 毎
に１発のパルス出力をイ４４、このパルスをクロックＯ
ＬＫを持って同期した人力とするマルチバイブレータ１
１１ｚに三角波Ｃの半周期毎のタイミング（ｉ号ｔ１１
を得る。このタイミング信号ｔｏは三角波Ｃの正負頂
点のタイミンクに合わされる。
は演算部８としてのマイクロコンピュータ８Ａとのバス
結合構成で示す。プログラマブルタイマ２１はカウンタ
タイマＴｌｌ と単安定マルチバイブレータＴ＋２で構
成され、タイマＴ＋＋ Ｋはバス８Ｂを介して三角波Ｃ
の周ル」θＴの１／２に相当する数値Ｖ２がプリセット
され、この数値をクロックＣＬ Ｋの周ル」を持ってカ
ウントダウンすることで三角波Ｃの半周期Ｏｒ／２ 毎
に１発のパルス出力をイ４４、このパルスをクロックＯ
ＬＫを持って同期した人力とするマルチバイブレータ１
１１ｚに三角波Ｃの半周期毎のタイミング（ｉ号ｔ１１
を得る。このタイミング信号ｔｏは三角波Ｃの正負頂
点のタイミンクに合わされる。
三角波傾斜状態ラッチ回路２２は、２つのＤ型フリップ
フロップＦｌ”ｌ、 １ｉｌＦ２のＭｂｅ接萩にされ、
フリップフロップ１！’Ｆｌにはコンピュータ８Ａから
三角波の傾斜状態データＤ０ （傾斜が正のとき一１〃
。
フロップＦｌ”ｌ、 １ｉｌＦ２のＭｂｅ接萩にされ、
フリップフロップ１！’Ｆｌにはコンピュータ８Ａから
三角波の傾斜状態データＤ０ （傾斜が正のとき一１〃
。
負のとき１０〃）が書込み指令ＷＲによって与えられ、
フリップ７０ツブ）Ｆ２にはＦＦＩのＱ出力がタイマ２
１のタイミング信号ｔｒｉ で取込まれる。従って、ラ
ッチ回路２２の出力Ｄ１２は三角波Ｃの傾斜正期間と負
期間をハイレベルとローレベルに対応づけたイｇ号にな
る。
フリップ７０ツブ）Ｆ２にはＦＦＩのＱ出力がタイマ２
１のタイミング信号ｔｒｉ で取込まれる。従って、ラ
ッチ回路２２の出力Ｄ１２は三角波Ｃの傾斜正期間と負
期間をハイレベルとローレベルに対応づけたイｇ号にな
る。
プログラマブルタイマ２３は各相ａ ｒ １） ｒ Ｑ
に対応づけたカウンタタイマＴｒｓ ＋ Ｔ１４ ｒ
Ｔｔｓ （データラッチを含む）を有し、コンピュータ
８Ａから各相毎に三角波頂点からの角ｉＴθ□に相当す
るデータｔＸ（前述の９９式）がプリセットされる。こ
のプリセットは予めコンピュータからテークラッチに与
えるデータをタイミング信号ｔ１１ でカウンタに移す
ことで行なわれ、該プリセット値罎をクロックＣＬＫで
計数する期間だけ論理１１１の出力を得る。従って、プ
ログラマブルタイマ２３は、三角数の頂点から正弦波と
の某点までの時間幅の信号Ｔａ ｒ Ｔｂ ｌ ’Ｉ’
０ を各相について出力する。
に対応づけたカウンタタイマＴｒｓ ＋ Ｔ１４ ｒ
Ｔｔｓ （データラッチを含む）を有し、コンピュータ
８Ａから各相毎に三角波頂点からの角ｉＴθ□に相当す
るデータｔＸ（前述の９９式）がプリセットされる。こ
のプリセットは予めコンピュータからテークラッチに与
えるデータをタイミング信号ｔ１１ でカウンタに移す
ことで行なわれ、該プリセット値罎をクロックＣＬＫで
計数する期間だけ論理１１１の出力を得る。従って、プ
ログラマブルタイマ２３は、三角数の頂点から正弦波と
の某点までの時間幅の信号Ｔａ ｒ Ｔｂ ｌ ’Ｉ’
０ を各相について出力する。
これまでの制御手段とコンピュータ８Ａとのデータ投受
はタイミング信号ｔｌ＋ をコンピュータ８Ａへの割込
み信号ＩＮ’Ｉ’ＲＯとして与えることで実行甥れる。
はタイミング信号ｔｌ＋ をコンピュータ８Ａへの割込
み信号ＩＮ’Ｉ’ＲＯとして与えることで実行甥れる。
ロジック部２４はラッチ回路２２の出力１）１２ とタ
イマ２３の出力Ｔａ ｒ ｌ１ｌｂｌ ＴＣから各相ａ
ｎｔ）＋ＯのＰＷＭ波形θａ＋ｅｂｒｅｏ を形成する
。例えばａ相についてはタイマ２３の出力ｌ１ｌａとラ
ッチ回路２２の出力Ｄ１２ との１ｆｉｉｄ理槓をゲー
トＧｔで取ることで１頃斜正藺間で三角波頂点から正弦
波との欠点までの幅？持つ信号上、十を得、インバータ
Ｇ２に得る出力Ｔａの反転信号と出力頁との崗埋槓をゲ
ー）Ｇ３で取ることで傾斜負期間で三角波頂点から正弦
波との某点までの幅を持つ信号Ｅａ−を得、これら両信
号Ｅａ＋と１ｉａ−の−理和をゲー）Ｇｉで取ることで
ａ相ＰＷＭ波形θａを得る。またゲー）０５によってｅ
ａの反転信号ηを得る。
イマ２３の出力Ｔａ ｒ ｌ１ｌｂｌ ＴＣから各相ａ
ｎｔ）＋ＯのＰＷＭ波形θａ＋ｅｂｒｅｏ を形成する
。例えばａ相についてはタイマ２３の出力ｌ１ｌａとラ
ッチ回路２２の出力Ｄ１２ との１ｆｉｉｄ理槓をゲー
トＧｔで取ることで１頃斜正藺間で三角波頂点から正弦
波との欠点までの幅？持つ信号上、十を得、インバータ
Ｇ２に得る出力Ｔａの反転信号と出力頁との崗埋槓をゲ
ー）Ｇ３で取ることで傾斜負期間で三角波頂点から正弦
波との某点までの幅を持つ信号Ｅａ−を得、これら両信
号Ｅａ＋と１ｉａ−の−理和をゲー）Ｇｉで取ることで
ａ相ＰＷＭ波形θａを得る。またゲー）０５によってｅ
ａの反転信号ηを得る。
以上のとおシ、ゲート回路９には三角波の半周期Ｔ／２
毎に各和実時間データｒｌｌｘを与えることで各相ａ、
１）＋ ＱのＰＷＭ波形の電圧信号８ａ、 ｅｌ）。
毎に各和実時間データｒｌｌｘを与えることで各相ａ、
１）＋ ＱのＰＷＭ波形の電圧信号８ａ、 ｅｌ）。
ｅｏ を得ることができ％ ｍ号ｅａ’＋ｅｂ＋ θ。
のエンベロープ周波数（インバータ運転周波数） ｆＱ
はになる。
はになる。
そして、パターンデータθｎの呼出しをＰ＝９ではθ１
．θ２．θ３・・・θ１８ の順にするときを電綽機２
の正相回転方向とすると、該呼出しを逆に０１８＋θ！
７・・・θ２．θ１．θ１８ とすることで電動機２を
逆相回転させることができる。従って、１ｔＬ動機の正
逆回転切換えは演算部８におけるデータθｎの呼出し方
向を切換えることで容易に実現される。
．θ２．θ３・・・θ１８ の順にするときを電綽機２
の正相回転方向とすると、該呼出しを逆に０１８＋θ！
７・・・θ２．θ１．θ１８ とすることで電動機２を
逆相回転させることができる。従って、１ｔＬ動機の正
逆回転切換えは演算部８におけるデータθｎの呼出し方
向を切換えることで容易に実現される。
次に、演算部８における周波数ω０変梃に伴う飯送波パ
ルス数Ｐの切換えについてデータθ□の呼出し処理を説
明する。パルス数Ｐの切換えに際し、切換前の呼出し管
号ｎに対して切換後の番号をＩｔｆｌド、番号ｎ又はｎ
±１とすると切換前後のパルス数Ｐが髪っていることか
ら′電圧信号θ＠ ｐ ｅｂ ＋θＣに大きな位相変化
及びパルス幅変化が現われ、これによってトルク変動が
発生する。そこで、呼出し番号ｎとして正弦波に対する
切換前後の搬送数の位相が近いものをめることで位相変
化を少なくすることが考えられる。これは次式で決定逼
れる。
ルス数Ｐの切換えについてデータθ□の呼出し処理を説
明する。パルス数Ｐの切換えに際し、切換前の呼出し管
号ｎに対して切換後の番号をＩｔｆｌド、番号ｎ又はｎ
±１とすると切換前後のパルス数Ｐが髪っていることか
ら′電圧信号θ＠ ｐ ｅｂ ＋θＣに大きな位相変化
及びパルス幅変化が現われ、これによってトルク変動が
発生する。そこで、呼出し番号ｎとして正弦波に対する
切換前後の搬送数の位相が近いものをめることで位相変
化を少なくすることが考えられる。これは次式で決定逼
れる。
ここで、Ｐｎｅｗは切換後のノくルス数、Ｐｏ１ｄ は
切換前のパルス数、ｎｎｅｗはパルス数ＰｎｅＷでの呼
出シ番号、ｎ０１ｄはパルス数Ｐｏ１ａでの吐出し番号
である。例えばＰ＝１５からＰ＝９に切換える場合、夫
々の三角波の呼出し番号Ｐ１〜Ｐ１８１ （ＰＩ）〜（
Ｐ２Ｏ）と正弦波の関係を第５図に示すように、切換前
のｎ ＝ ５とすると上記９４式からｎｎｅｗ ＝ ３
となり、Ｐ＝１５の５蒼目の位相（正弦波に対する）
はＰ＝９の３番目の位相に最も近い番号になる。この例
ではｎｎｅｗ が歪数になるが、上記９４式に端数が出
る吐出し番号での切換え時には位相差が現われ、この位
相差が遅れる方向にあると電動機には制動トルクになっ
て運反が下シ、進み位相にあると加速トルクになってオ
ーバシュートを伴う速度制御になる。但し、電動機のＧ
Ｄ２が大きければ多少の位相差は問題ないが、ベクトル
制御で正確なトルク制御の必要な用途には適さないこと
になる。
切換前のパルス数、ｎｎｅｗはパルス数ＰｎｅＷでの呼
出シ番号、ｎ０１ｄはパルス数Ｐｏ１ａでの吐出し番号
である。例えばＰ＝１５からＰ＝９に切換える場合、夫
々の三角波の呼出し番号Ｐ１〜Ｐ１８１ （ＰＩ）〜（
Ｐ２Ｏ）と正弦波の関係を第５図に示すように、切換前
のｎ ＝ ５とすると上記９４式からｎｎｅｗ ＝ ３
となり、Ｐ＝１５の５蒼目の位相（正弦波に対する）
はＰ＝９の３番目の位相に最も近い番号になる。この例
ではｎｎｅｗ が歪数になるが、上記９４式に端数が出
る吐出し番号での切換え時には位相差が現われ、この位
相差が遅れる方向にあると電動機には制動トルクになっ
て運反が下シ、進み位相にあると加速トルクになってオ
ーバシュートを伴う速度制御になる。但し、電動機のＧ
Ｄ２が大きければ多少の位相差は問題ないが、ベクトル
制御で正確なトルク制御の必要な用途には適さないこと
になる。
このようなことから、本発明では位相差零になるパルス
数切換方法を提案するものである。これを以下に詳細に
説明する。
数切換方法を提案するものである。これを以下に詳細に
説明する。
搬送波パルスｉ＆Ｐは前述のように
Ｐ＝６ｍ＋３
但し、ｍ＝Ｑ、ＩＴ ２１ ・・・Ｋ
に設定している。このパルス数Ｐで、その周波数の１／
２周期になるθＴ／２ は の関係にある。そして、三角波の頂点はθＴ／４ を加
え、そのｎ番目の頂点位相はα３式からとなる。上記α
４式の右辺から、異なるパルス数Ｐ同志の間でもｎ＝ｍ
のときは常に位相が３０°となシ、倒れの周波数の三角
波の頂点位相も一致することが判る。しかもσ即成の左
辺から明らかなように、ｎが２ｍ＋１の整数倍毎に６０
°の整数倍となる。つまり、６００に一回は三角技の頂
点位相が何れの周我叡のものでも一致する。
２周期になるθＴ／２ は の関係にある。そして、三角波の頂点はθＴ／４ を加
え、そのｎ番目の頂点位相はα３式からとなる。上記α
４式の右辺から、異なるパルス数Ｐ同志の間でもｎ＝ｍ
のときは常に位相が３０°となシ、倒れの周波数の三角
波の頂点位相も一致することが判る。しかもσ即成の左
辺から明らかなように、ｎが２ｍ＋１の整数倍毎に６０
°の整数倍となる。つまり、６００に一回は三角技の頂
点位相が何れの周我叡のものでも一致する。
上述までのことから、パルス数Ｐの切換えに搬送及位相
が ３０°、 ９００． １５０°、 ２１００．２７０°
、３３０゜にある時点の呼出し宙号ｎにおいてｉｆＪ述
の（１４式に基づく演算からヤ［だなパルス数の呼出し
管号ｎｎｅｗｆ：求めた切換えを行なうことで、切換前
後のパルス数の遅いによる位相変化を無くす。なお、パ
ルス切侠点の呼出し査号ｎのデータθｎには切換点であ
ることの符号データを付加しておくことで演ｎ部が容易
に判定できる。
が ３０°、 ９００． １５０°、 ２１００．２７０°
、３３０゜にある時点の呼出し宙号ｎにおいてｉｆＪ述
の（１４式に基づく演算からヤ［だなパルス数の呼出し
管号ｎｎｅｗｆ：求めた切換えを行なうことで、切換前
後のパルス数の遅いによる位相変化を無くす。なお、パ
ルス切侠点の呼出し査号ｎのデータθｎには切換点であ
ることの符号データを付加しておくことで演ｎ部が容易
に判定できる。
なお、上述の位相一致でのパルス数切換えには、６００
に一回しか切換えのチャンスがないが、トルク変動が問
題になるのはパルス数が少ない高周波域であることから
、本切快方法を高周波域のみに適用し、低周波域では羊
に（２）式に従った切換えにして十分な応答、トルク性
能を得ることができる。
に一回しか切換えのチャンスがないが、トルク変動が問
題になるのはパルス数が少ない高周波域であることから
、本切快方法を高周波域のみに適用し、低周波域では羊
に（２）式に従った切換えにして十分な応答、トルク性
能を得ることができる。
また、実施例では非干渉ベクトル制御表置で説明するが
、本発明は通常のＰＷＭインバータに適用して同等の作
用効果を得ることができるのは勿舖である。
、本発明は通常のＰＷＭインバータに適用して同等の作
用効果を得ることができるのは勿舖である。
（発明の効果）
以上のとおり、本発明によれば、搬送波パルス数切換え
に両搬送波の位相が一致する吐出し査号での切換処理を
するため、パルス数切換えによる位相変化を無くしてト
ルクショックのない広範囲の篩精度可変速ＰＷＭ制御が
ｏＪ能となる。構成上はパターンデータに位相一致の符
号を追加し、演算処理に該符号を持つ番号での切換えを
する処理を追加するのみで済む。
に両搬送波の位相が一致する吐出し査号での切換処理を
するため、パルス数切換えによる位相変化を無くしてト
ルクショックのない広範囲の篩精度可変速ＰＷＭ制御が
ｏＪ能となる。構成上はパターンデータに位相一致の符
号を追加し、演算処理に該符号を持つ番号での切換えを
する処理を追加するのみで済む。
第１図は本発明の一実施例を示す非干渉ベクトル制御装
置を示すブロック図、第２図は第１図における極座柿変
換処理を説明するだめのベクトル図、第３図は本発明に
おけるパルスパターンデータを示す図、第４図は第１図
におけるゲート回路９の回路図、第５図はパルス数切換
えの動作説明のだめの波形図である。 ■−ψ・電圧形インバータ、２・・・肪専′亀動機、３
・・・パルスビックアンプ、６・・・非干渉演力１部、
７・・・厘保変換部、８・・・ＦＷＩＮ波形演舞一部、
９・・・ゲート回路、１０・１パルスパタ一ン発生部、
１１・・・パターンデータ切換部。
置を示すブロック図、第２図は第１図における極座柿変
換処理を説明するだめのベクトル図、第３図は本発明に
おけるパルスパターンデータを示す図、第４図は第１図
におけるゲート回路９の回路図、第５図はパルス数切換
えの動作説明のだめの波形図である。 ■−ψ・電圧形インバータ、２・・・肪専′亀動機、３
・・・パルスビックアンプ、６・・・非干渉演力１部、
７・・・厘保変換部、８・・・ＦＷＩＮ波形演舞一部、
９・・・ゲート回路、１０・１パルスパタ一ン発生部、
１１・・・パターンデータ切換部。
Claims (1)
- 角周波数指令に応じて搬送波パルス数を切換えて正弦波
ＰＷＭ波形のインバータ電圧信号を得るＰＷＭインバー
タの制イｄ装置において、飯店波パルス数の切換時に切
換前の搬送波パルス頂点位相と切換後の飯店波パルス頂
点位１］」が一致する位相で切換えることを特徴とする
ＰＷＭインバータのパルス数切換方式。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP59044378A JPH0775473B2 (ja) | 1984-03-08 | 1984-03-08 | Ｐｗｍインバータのパルス数切換装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP59044378A JPH0775473B2 (ja) | 1984-03-08 | 1984-03-08 | Ｐｗｍインバータのパルス数切換装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS60190169A true JPS60190169A (ja) | 1985-09-27 |
| JPH0775473B2 JPH0775473B2 (ja) | 1995-08-09 |
Family
ID=12689837
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP59044378A Expired - Fee Related JPH0775473B2 (ja) | 1984-03-08 | 1984-03-08 | Ｐｗｍインバータのパルス数切換装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH0775473B2 (ja) |
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| WO2010137162A1 (ja) * | 2009-05-29 | 2010-12-02 | トヨタ自動車株式会社 | 交流電動機の制御装置および制御方法 |
| WO2017037941A1 (ja) * | 2015-09-04 | 2017-03-09 | 三菱電機株式会社 | 電力変換装置およびヒートポンプ装置 |
Citations (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS5386432A (en) * | 1977-01-10 | 1978-07-29 | Mitsubishi Electric Corp | Pattern generating circuit |
-
1984
- 1984-03-08 JP JP59044378A patent/JPH0775473B2/ja not_active Expired - Fee Related
Patent Citations (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS5386432A (en) * | 1977-01-10 | 1978-07-29 | Mitsubishi Electric Corp | Pattern generating circuit |
Cited By (11)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| WO2010137162A1 (ja) * | 2009-05-29 | 2010-12-02 | トヨタ自動車株式会社 | 交流電動機の制御装置および制御方法 |
| US8519653B2 (en) | 2009-05-29 | 2013-08-27 | Toyota Jidosha Kabushiki Kaisha | Control device and control method for AC motor |
| JP5304894B2 (ja) * | 2009-05-29 | 2013-10-02 | トヨタ自動車株式会社 | 交流電動機の制御装置および制御方法 |
| WO2017037941A1 (ja) * | 2015-09-04 | 2017-03-09 | 三菱電機株式会社 | 電力変換装置およびヒートポンプ装置 |
| KR20180021141A (ko) * | 2015-09-04 | 2018-02-28 | 미쓰비시덴키 가부시키가이샤 | 전력 변환 장치 및 히트펌프 장치 |
| JPWO2017037941A1 (ja) * | 2015-09-04 | 2018-03-22 | 三菱電機株式会社 | 電力変換装置およびヒートポンプ装置 |
| CN108093670A (zh) * | 2015-09-04 | 2018-05-29 | 三菱电机株式会社 | 电力变换装置以及热泵装置 |
| GB2556585A (en) * | 2015-09-04 | 2018-05-30 | Mitsubishi Electric Corp | Power converter and heat pump device |
| US10581365B2 (en) | 2015-09-04 | 2020-03-03 | Mitsubishi Electric Corporation | Power converting apparatus and heat pump apparatus |
| CN108093670B (zh) * | 2015-09-04 | 2020-12-01 | 三菱电机株式会社 | 电力变换装置以及热泵装置 |
| GB2556585B (en) * | 2015-09-04 | 2021-10-20 | Mitsubishi Electric Corp | Power converting apparatus and heat pump apparatus |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH0775473B2 (ja) | 1995-08-09 |
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Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| LAPS | Cancellation because of no payment of annual fees |