JPH0732620B2 - 誘導電動機の非干渉ベクトル制御装置 - Google Patents
誘導電動機の非干渉ベクトル制御装置Info
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- JPH0732620B2 JPH0732620B2 JP59044382A JP4438284A JPH0732620B2 JP H0732620 B2 JPH0732620 B2 JP H0732620B2 JP 59044382 A JP59044382 A JP 59044382A JP 4438284 A JP4438284 A JP 4438284A JP H0732620 B2 JPH0732620 B2 JP H0732620B2
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Description
【発明の詳細な説明】 （技術分野） 本発明は、誘導電動機の非干渉ベクトル制御装置に係わ
り、特にデイジタル制御による非干渉演算と座標変換及
び正弦波PWM（パルス幅変調）波形発生装置に関する。
り、特にデイジタル制御による非干渉演算と座標変換及
び正弦波PWM（パルス幅変調）波形発生装置に関する。
近年、誘導電動機の速応性を向上する制御方式として、
電動機の一次電流を励磁電流と二次電流とに分けて制御
し、二次磁束と二次電流ベクトルを常に直交させること
で直流機と同等の応答性を得ようとするベクトル制御方
式が提案されている。しかし、実際に使用する電力変換
装置にパルス幅変調（PWM）方式インバータなどの電圧
形インバータを使用すると、一次電流を制御すると言つ
ても電圧が操作量となるため、周波数を高くした高速運
転時に設定通りの一次電流が流れなくなつて応答性が悪
くなり、精度良い可変速制御が難しくなる問題があつ
た。
電動機の一次電流を励磁電流と二次電流とに分けて制御
し、二次磁束と二次電流ベクトルを常に直交させること
で直流機と同等の応答性を得ようとするベクトル制御方
式が提案されている。しかし、実際に使用する電力変換
装置にパルス幅変調（PWM）方式インバータなどの電圧
形インバータを使用すると、一次電流を制御すると言つ
ても電圧が操作量となるため、周波数を高くした高速運
転時に設定通りの一次電流が流れなくなつて応答性が悪
くなり、精度良い可変速制御が難しくなる問題があつ
た。
改良された装置として、電動機の一次電圧制御に二次磁
束分と二次電流分との間の互いの干渉分をキヤンセルで
きる非干渉ベクトル制御方式を本願出願人は既に提案し
ている（特願昭58−39434号（特開昭59−165982））。
束分と二次電流分との間の互いの干渉分をキヤンセルで
きる非干渉ベクトル制御方式を本願出願人は既に提案し
ている（特願昭58−39434号（特開昭59−165982））。
このベクトル制御方式による非干渉演算，相電圧演算，
及びPWM波形発生にアナログ演算を使用する制御方法の
ため、演算精度に問題があるし、精度の良い広範囲の可
変速運転を難しくする。
及びPWM波形発生にアナログ演算を使用する制御方法の
ため、演算精度に問題があるし、精度の良い広範囲の可
変速運転を難しくする。
（発明の目的） 本発明の目的は、マイクロコンピユータ等によるデイジ
タル制御によるベクトル制御を容易にして高精度，広範
囲の可変速運転を可能にした非干渉ベクトル制御装置を
提供するにある。
タル制御によるベクトル制御を容易にして高精度，広範
囲の可変速運転を可能にした非干渉ベクトル制御装置を
提供するにある。
（発明の概要） 本発明は、非干渉演算を含めてデイジタル処理によつて
二次磁束と二次電流を直交させるインバータ正弦波PWM
電圧制御信号を得るようにし、同期回転座標上で演算さ
れたα−β相一次電圧デイジタル信号ｅ１α,e１βから
極座標変換したデイジタル信号を正弦波PWM波形演算す
るのに該波形のパターンデータを使つたデイジタル処理
によつて行ない、この処理データからデイジタル化した
ゲート回路によつて正弦波PWM波形のインバータ電圧制
御信号を得ることを特徴とする。
二次磁束と二次電流を直交させるインバータ正弦波PWM
電圧制御信号を得るようにし、同期回転座標上で演算さ
れたα−β相一次電圧デイジタル信号ｅ１α,e１βから
極座標変換したデイジタル信号を正弦波PWM波形演算す
るのに該波形のパターンデータを使つたデイジタル処理
によつて行ない、この処理データからデイジタル化した
ゲート回路によつて正弦波PWM波形のインバータ電圧制
御信号を得ることを特徴とする。
（実施例） 第１図は本発明の一実施例を示すブロツク図である。電
圧形インバータ１の出力を一次電圧とする誘導電動機２
を可変速ベクトル制御するのに、速度設定になる角周波
数設定値ωｎ＊にパルスピツクアツプ３及び周波数−電
圧変換器４から得る電動機速度検出信号ωｎとを突合わ
せ、この偏差を比例積分演算する速度制御増幅器５の出
力を電動機２の二次電流に相当する一次電流のβ軸成分
ｉ１βとして得る。一方、電動機２の二次磁束に相当す
る一次電流のα軸成分ｉ１α ＊が設定される。換言すれ
ば電動機２を一次電圧制御で速度制御するのに、該一次
電圧に同期して回転するα，β軸を持つ二相電圧
ｅ１α,e１βを設定し、α軸を電動機二次磁束に定める
と二次電流をβ軸に一致させて電流−磁束を直交させ、
この二相電圧ｅ１α,e１βに対して電動機の等価回路か
ら一次電流のα軸，β軸成分ｉ１α,i１βを設定するこ
とになる。そして、磁束設定に相当するα軸電流成分ｉ
１α ＊を固定にしておき、電流に相当するβ軸電流ｉ
１βを調整することで二次電流と磁束を直交させながら
速度制御することになる。
圧形インバータ１の出力を一次電圧とする誘導電動機２
を可変速ベクトル制御するのに、速度設定になる角周波
数設定値ωｎ＊にパルスピツクアツプ３及び周波数−電
圧変換器４から得る電動機速度検出信号ωｎとを突合わ
せ、この偏差を比例積分演算する速度制御増幅器５の出
力を電動機２の二次電流に相当する一次電流のβ軸成分
ｉ１βとして得る。一方、電動機２の二次磁束に相当す
る一次電流のα軸成分ｉ１α ＊が設定される。換言すれ
ば電動機２を一次電圧制御で速度制御するのに、該一次
電圧に同期して回転するα，β軸を持つ二相電圧
ｅ１α,e１βを設定し、α軸を電動機二次磁束に定める
と二次電流をβ軸に一致させて電流−磁束を直交させ、
この二相電圧ｅ１α,e１βに対して電動機の等価回路か
ら一次電流のα軸，β軸成分ｉ１α,i１βを設定するこ
とになる。そして、磁束設定に相当するα軸電流成分ｉ
１α ＊を固定にしておき、電流に相当するβ軸電流ｉ
１βを調整することで二次電流と磁束を直交させながら
速度制御することになる。
非干渉演算部６は、α軸一次電流設定値ｉ１α ＊とβ軸
一次電流指令ｉ１βとに従つてα−β軸の一次電圧ｅ
１α,e１βを演算しかつ該演算に相互干渉分を無くした
非干渉演算をする。この演算式は次の式にされる。
一次電流指令ｉ１βとに従つてα−β軸の一次電圧ｅ
１α,e１βを演算しかつ該演算に相互干渉分を無くした
非干渉演算をする。この演算式は次の式にされる。
ここで、r1は電動機一次抵抗、ω０は角周波数指令（イ
ンバータ運転周波数）、Ｌσは等価漏れインダクタン
ス、L1は一次インダクタンスである。上式は、二次磁束
設定のためには電流ｉ１βによる＋Ｌσω0i１β分の干
渉があるため該干渉分をr1i１αから引算し、二次電流
設定には電流ｉ１αによる−ω0L1i１α分の干渉がある
ため該干渉分をr1i１βに加えるという非干渉演算をす
ることを意味する。
ンバータ運転周波数）、Ｌσは等価漏れインダクタン
ス、L1は一次インダクタンスである。上式は、二次磁束
設定のためには電流ｉ１βによる＋Ｌσω0i１β分の干
渉があるため該干渉分をr1i１αから引算し、二次電流
設定には電流ｉ１αによる−ω0L1i１α分の干渉がある
ため該干渉分をr1i１βに加えるという非干渉演算をす
ることを意味する。
座標変換部７は一次電圧ｅ１α,e１βから極座標データ
に変換する。この変換は第２図に示す関係から次式のよ
うになる。
に変換する。この変換は第２図に示す関係から次式のよ
うになる。
＝|E|∠Φ ……（２） PWM波形演算部８は電圧ベクトルの極座標信号|E|,Φ
から三相固定軸の電圧ea,eb,ecに相当する信号をPWM波
形処理したデータとして求める。なお、電圧ea,eb,ecと
極座標信号との関係は第２図から明らかなように、 となる。ここで、θｐはａ相軸と電圧ベクトルのなす
角度であり、α−β軸は角周波数ω０で回転することか
ら定常状態ではθｐ＝ω0tとなる。しかし、トルク変動
又は変更で電圧ｅ１α,e１βが変化すると、位相Φが変
るため、この変化分がθｐに影響し、次式になる。
から三相固定軸の電圧ea,eb,ecに相当する信号をPWM波
形処理したデータとして求める。なお、電圧ea,eb,ecと
極座標信号との関係は第２図から明らかなように、 となる。ここで、θｐはａ相軸と電圧ベクトルのなす
角度であり、α−β軸は角周波数ω０で回転することか
ら定常状態ではθｐ＝ω0tとなる。しかし、トルク変動
又は変更で電圧ｅ１α,e１βが変化すると、位相Φが変
るため、この変化分がθｐに影響し、次式になる。
θｐ＝ω0t＋φ ……（６） φはデイジタル演算では１サンプル期間の位相変化量で
あり、φ＝Φold−Φnewとなる。ただし、Φoldは上記
（４）式での１サンプル前の位相であり、Φnewは現サ
ンプル時の位相である。
あり、φ＝Φold−Φnewとなる。ただし、Φoldは上記
（４）式での１サンプル前の位相であり、Φnewは現サ
ンプル時の位相である。
ゲート回路９は、演算部８からデータに従つて実際の各
相インバータ電圧ea,eb,ecのPWM波形を得、この電圧に
従つてインバータ１のスイツチ素子をオン・オフ制御す
る。パルスパターン発生部10及びパターンデータ切換部
11は後に詳細に説明するように演算部８での演算に必要
なPWMパターンデータを与える。
相インバータ電圧ea,eb,ecのPWM波形を得、この電圧に
従つてインバータ１のスイツチ素子をオン・オフ制御す
る。パルスパターン発生部10及びパターンデータ切換部
11は後に詳細に説明するように演算部８での演算に必要
なPWMパターンデータを与える。
これら各部６〜11は、デイジタル処理を行ない、ゲート
回路９を除いた各部を例えばマイクロコンピユータにし
て必要な演算をプログラムに従つて行なうことができ
る。このため、電流▲ｉ* 1α▼,i１β及び角周波数ω０
の入力にはサンプリングとアナログ−デイジタル変換し
たデイジタル量として取込む。
回路９を除いた各部を例えばマイクロコンピユータにし
て必要な演算をプログラムに従つて行なうことができ
る。このため、電流▲ｉ* 1α▼,i１β及び角周波数ω０
の入力にはサンプリングとアナログ−デイジタル変換し
たデイジタル量として取込む。
すべり周波数演算回路12は磁束電流設定信号▲ｉ* 1α▼
と二次電流指令ｉ１βとからすべり周波数ωｓを求め
る。この演算は次式（７） に従つて行なわれる。ここで、τ２は二次インダクタン
スL2と二次抵抗r2の比L2/r2にされる。
と二次電流指令ｉ１βとからすべり周波数ωｓを求め
る。この演算は次式（７） に従つて行なわれる。ここで、τ２は二次インダクタン
スL2と二次抵抗r2の比L2/r2にされる。
この演算回路12のすべり周波数ωｓ出力は加算器13で変
換器４の速度検出信号ωｎ出力と加算されて角周波数ω
０が求められる。なお、これら回路12,13も含めて各部
６〜11をデイジタル処理する場合には変換器４はカウン
タ構成になるし増幅器５の演算もデイジタル演算にし、
4,5,12側をマスタ側マイクロコンピユータとしてシーケ
ンス制御，故障診断などの処理をさせる。
換器４の速度検出信号ωｎ出力と加算されて角周波数ω
０が求められる。なお、これら回路12,13も含めて各部
６〜11をデイジタル処理する場合には変換器４はカウン
タ構成になるし増幅器５の演算もデイジタル演算にし、
4,5,12側をマスタ側マイクロコンピユータとしてシーケ
ンス制御，故障診断などの処理をさせる。
次に、三相電圧信号ea,eb,ecの演算処理を各部８〜11を
中心にして以下に詳細に説明する。
中心にして以下に詳細に説明する。
パルスパターン発生部10は基準制御率としての制御率μ
＝１及び基準角周波数ωＢでかつ正弦波に同期したPWM
波形パルスパターンデータθｎを搬送波パルス数Ｐ（正
弦波半周期間）に応じて発生する。このパターン発生部
10は例えばROMで構成され、パルス数Ｐに応じたパター
ンデータをデータテーブルとしてその読出しをするよう
に構成される。パターンデータ切換部11は角周波数指令
ω０に応じてパターンデータθｎを切換えて取出す。こ
のパターンデータ切換えは角周波数指令ω０の高低に応
じて適当なパルス数Ｐを設定するためのものである。PW
M波形演算部８は切換部11を通して与えられるパターン
データθｎを制御率μ及びω０に応じて調整し、この調
整したデータθｘ（＝μ．θｎ）をPWM波形形成のため
のデータとして出力する。ここで、制御率μは電圧|E|
のデータとインバータ１の直流電圧Edcを用いて次式で
単位化する。
＝１及び基準角周波数ωＢでかつ正弦波に同期したPWM
波形パルスパターンデータθｎを搬送波パルス数Ｐ（正
弦波半周期間）に応じて発生する。このパターン発生部
10は例えばROMで構成され、パルス数Ｐに応じたパター
ンデータをデータテーブルとしてその読出しをするよう
に構成される。パターンデータ切換部11は角周波数指令
ω０に応じてパターンデータθｎを切換えて取出す。こ
のパターンデータ切換えは角周波数指令ω０の高低に応
じて適当なパルス数Ｐを設定するためのものである。PW
M波形演算部８は切換部11を通して与えられるパターン
データθｎを制御率μ及びω０に応じて調整し、この調
整したデータθｘ（＝μ．θｎ）をPWM波形形成のため
のデータとして出力する。ここで、制御率μは電圧|E|
のデータとインバータ１の直流電圧Edcを用いて次式で
単位化する。
パルスパターン発生部10における正弦波パルスパターン
及びその演算によるPWM波形データの抽出については、
第３図によつて説明する。第３図は搬送波パルス数Ｐ＝
９の場合を示し、同図（ａ）に示すように基準角周波数
ωＢの正弦波SINωBtの半周期に正負９個の搬送波とし
ての三角波Ｃを同期させたPWM波形は同図（ｂ）に示す
ようになる。このPWM波形のパルスパターンデータとし
て三角波Ｃの零点P1〜P18から正弦波と三角波Ｃの交点
までの角度θｎ（ｎ＝１〜2P）を数値として記憶してお
く。この角度θｎは搬送波パルス数Ｐ毎にグループ分け
して夫々テーブル化しておく。ここで、パルス数Ｐとし
ては完全同期式等パルス正弦波PWM方式とするためにＰ
＝6m＋３（ｍ＝0,1,2…,K）としてＫ種類のものとす
る。
及びその演算によるPWM波形データの抽出については、
第３図によつて説明する。第３図は搬送波パルス数Ｐ＝
９の場合を示し、同図（ａ）に示すように基準角周波数
ωＢの正弦波SINωBtの半周期に正負９個の搬送波とし
ての三角波Ｃを同期させたPWM波形は同図（ｂ）に示す
ようになる。このPWM波形のパルスパターンデータとし
て三角波Ｃの零点P1〜P18から正弦波と三角波Ｃの交点
までの角度θｎ（ｎ＝１〜2P）を数値として記憶してお
く。この角度θｎは搬送波パルス数Ｐ毎にグループ分け
して夫々テーブル化しておく。ここで、パルス数Ｐとし
ては完全同期式等パルス正弦波PWM方式とするためにＰ
＝6m＋３（ｍ＝0,1,2…,K）としてＫ種類のものとす
る。
上記パターンデータθｎは実際に必要なパターンと異な
り、制御率μ及び三角波Ｃの頂点を起点とした角度Ｔ
θｘとは異なるが、これは次の計算によつて求められ
る。制御率μによる角度θｎの変化は該制御率μにほぼ
比例する角度θｘとして求められる。
り、制御率μ及び三角波Ｃの頂点を起点とした角度Ｔ
θｘとは異なるが、これは次の計算によつて求められ
る。制御率μによる角度θｎの変化は該制御率μにほぼ
比例する角度θｘとして求められる。
θｘ＝μ．θｎ ……（９） そして、Ｔθｘは三角波Ｃの周期θＴとすると、次の表
中の式から求められる。
中の式から求められる。
また、第３図から三角波の傾斜が正の場合に角度Ｔθｘ
区間はハイレベル，傾斜が負の場合にはＴθｘ区間がロ
ーレベルになると規定することで実際のPWM波形のパタ
ーンデータを得ることができる。
区間はハイレベル，傾斜が負の場合にはＴθｘ区間がロ
ーレベルになると規定することで実際のPWM波形のパタ
ーンデータを得ることができる。
従つて、制御率μ＝１のパターンデータθｎを各パルス
Ｐの種類別にデータテーブル化しておき、切換部11によ
つて角周波数ω０に応じたパルス数Ｐのデータθｎを選
択し、演算部８によつて制御率μに対する前記（９）式
の演算及び前記表に従つた角度Ｔθｘへの変換演算（Ｔ
θｘのハイレベルとローレベルの区別も含める）及びω
０による実時間データへの変換によつて実際のPWM波形
形成のためのパターンデータを得ることができる。ω０
による実時間データへtxの変換は角度データＴθｘに対
して の演算で求められる。
Ｐの種類別にデータテーブル化しておき、切換部11によ
つて角周波数ω０に応じたパルス数Ｐのデータθｎを選
択し、演算部８によつて制御率μに対する前記（９）式
の演算及び前記表に従つた角度Ｔθｘへの変換演算（Ｔ
θｘのハイレベルとローレベルの区別も含める）及びω
０による実時間データへの変換によつて実際のPWM波形
形成のためのパターンデータを得ることができる。ω０
による実時間データへtxの変換は角度データＴθｘに対
して の演算で求められる。
なお、上述までは１相分のみのパターンデータについて
示すが、上記データをａ相のものθxaとすると、ｂ相,c
相のデータθxb,θxcは夫々が120゜遅れた位相にあるこ
とから、θｎについて120゜分遅れた点のデータをピツ
クアツプすることで求められるし、ｃ相は θxc＝−（θxa＋θxb） ……（11） から求めることもできる。
示すが、上記データをａ相のものθxaとすると、ｂ相,c
相のデータθxb,θxcは夫々が120゜遅れた位相にあるこ
とから、θｎについて120゜分遅れた点のデータをピツ
クアツプすることで求められるし、ｃ相は θxc＝−（θxa＋θxb） ……（11） から求めることもできる。
次に、ゲート回路９は第４図に示す構成にされる。同図
は演算部８としてのマイクロコンピユータ8Aとのバス結
合構成で示す。プログラマブルタイマ21はカウンタタイ
マT11と単安定マルチバイブレータT12で構成され、タイ
マT11にはバス8Bを介して三角波Ｃの周期θＴの1/2に相
当する数値T/2ががプリセツトされ、この数値をクロツ
クCLKの周期を持つてカウントダウンすることで三角波
Ｃの半周期θT/2毎に１発のパルス出力を得、このパル
スをクロツクCLKを持つて同期した入力とするマルチバ
イブレータT12に三角波Ｃの半周期毎のタイミング信号t
11を得る。このタイミング信号t11は第５図に示すよう
に、三角波Ｃの正負頂点のタイミングに合わされる。
は演算部８としてのマイクロコンピユータ8Aとのバス結
合構成で示す。プログラマブルタイマ21はカウンタタイ
マT11と単安定マルチバイブレータT12で構成され、タイ
マT11にはバス8Bを介して三角波Ｃの周期θＴの1/2に相
当する数値T/2ががプリセツトされ、この数値をクロツ
クCLKの周期を持つてカウントダウンすることで三角波
Ｃの半周期θT/2毎に１発のパルス出力を得、このパル
スをクロツクCLKを持つて同期した入力とするマルチバ
イブレータT12に三角波Ｃの半周期毎のタイミング信号t
11を得る。このタイミング信号t11は第５図に示すよう
に、三角波Ｃの正負頂点のタイミングに合わされる。
三角波傾斜状態ラツチ回路22は、２つのＤ型フリツプフ
ロツプFF1,FF2の縦続接続にされ、フリツプフロツプFF1
にはコンピユータ8Aから三角波の傾斜状態データＤ。
（傾斜が正のとき“1",負のとき“0"）が書込み指令WR
によつて与えられ、フリツプフロツプFF2にはFF1のＱ出
力がタイマ21のタイミング信号T11で取込まれる。従つ
て、ラツチ回路22の出力D12は第５図に示すように三角
波Ｃの傾斜正期間と負期間をハイレベルとローレベルに
対応づけた信号になる。
ロツプFF1,FF2の縦続接続にされ、フリツプフロツプFF1
にはコンピユータ8Aから三角波の傾斜状態データＤ。
（傾斜が正のとき“1",負のとき“0"）が書込み指令WR
によつて与えられ、フリツプフロツプFF2にはFF1のＱ出
力がタイマ21のタイミング信号T11で取込まれる。従つ
て、ラツチ回路22の出力D12は第５図に示すように三角
波Ｃの傾斜正期間と負期間をハイレベルとローレベルに
対応づけた信号になる。
プログラマブルタイマ23は各相a,b,cに対応づけたカウ
ンタタイマT13,T14,T15（データラツチを含む）を有
し、コンピユータ8Aから各相毎に三角波頂点から角度Ｔ
θｘに相当するデータtx（前述の（10）式）がプリセツ
トされる。このプリセツトは予めコンピユータからデー
タラツチに与えるデータをタイミング信号t11でカウン
タに移すことで行なわれ、該プリセツト値txをクロツク
CLKで計数する期間だけ論理“1"の出力を得る。第５図
にはタイマ23のａ相用出力Taを示す。従つて、プログラ
マブルタイマ23は、三角波の頂点から正弦波との交点ま
での時間幅の信号Ta,Tb,Tcを各相について出力する。
ンタタイマT13,T14,T15（データラツチを含む）を有
し、コンピユータ8Aから各相毎に三角波頂点から角度Ｔ
θｘに相当するデータtx（前述の（10）式）がプリセツ
トされる。このプリセツトは予めコンピユータからデー
タラツチに与えるデータをタイミング信号t11でカウン
タに移すことで行なわれ、該プリセツト値txをクロツク
CLKで計数する期間だけ論理“1"の出力を得る。第５図
にはタイマ23のａ相用出力Taを示す。従つて、プログラ
マブルタイマ23は、三角波の頂点から正弦波との交点ま
での時間幅の信号Ta,Tb,Tcを各相について出力する。
これまでの制御手段とコンピユータ8Aとのデータ授受は
タイミング信号t11をコンピユータ8Aへの割込み信号INT
R0として与えることで実行される。
タイミング信号t11をコンピユータ8Aへの割込み信号INT
R0として与えることで実行される。
ロジツク部24はラツチ回路22の出力D12とタイマ23の出
力Ta,Tb,Tcから各相a,b,cのPWM波形ea,eb,ecを形成す
る。例えばａ相については第５図を参照して説明する
と、タイマ23の出力Taとラツチ回路22の出力D12との論
理積をゲートG1で取ることで傾斜正期間で三角波頂点か
ら正弦波との交点までの幅を持つ信号Ea+を得、インバ
ータG2に得る出力Taの反転信号と出力 との論理積をゲートG3で取ることで傾斜負期間で三角波
頂点から正弦波との交点までの幅を持つ信号Ea-を得、
これら両信号Ea+とEa-の論理和をゲートG4で取ることで
ａ相PWM波形eaを得る。またゲートG5によつてeaの反転
信号 を得る。即ち、ａ相については論理式で表わすと、次の
式になる。
力Ta,Tb,Tcから各相a,b,cのPWM波形ea,eb,ecを形成す
る。例えばａ相については第５図を参照して説明する
と、タイマ23の出力Taとラツチ回路22の出力D12との論
理積をゲートG1で取ることで傾斜正期間で三角波頂点か
ら正弦波との交点までの幅を持つ信号Ea+を得、インバ
ータG2に得る出力Taの反転信号と出力 との論理積をゲートG3で取ることで傾斜負期間で三角波
頂点から正弦波との交点までの幅を持つ信号Ea-を得、
これら両信号Ea+とEa-の論理和をゲートG4で取ることで
ａ相PWM波形eaを得る。またゲートG5によつてeaの反転
信号 を得る。即ち、ａ相については論理式で表わすと、次の
式になる。
同様に、ｂ相,c相については次の式になる。
以上のとおり、ゲート回路９には三角波の半周期T/2毎
に各相実時間データTxを与えることで各相a,b,cのPWM波
形の電圧信号ea,eb,ecを得ることができ、信号ea,eb,ec
のエンベロープ周波数（インバータ運転周波数）f0は になる。
に各相実時間データTxを与えることで各相a,b,cのPWM波
形の電圧信号ea,eb,ecを得ることができ、信号ea,eb,ec
のエンベロープ周波数（インバータ運転周波数）f0は になる。
そして、パターンデータθｎの呼出しをＰ＝９ではθ1,
θ2,θ３……θ18の順にするときを電動機２の正相回転
方向とすると、該呼出しを逆にθ18,θ17……θ2,θ1,
θ18とすることで電動機２を逆相回転させることができ
る。従つて電動機の正逆回転切換えは演算部８における
データθｎの呼出し方向を切換えることで容易に実現さ
れ、例えば第５図でθ３の時点で正逆切換えには呼出し
を次のようにθ３の呼出し時点から逆方向に呼出すこと
で行なわれる。
θ2,θ３……θ18の順にするときを電動機２の正相回転
方向とすると、該呼出しを逆にθ18,θ17……θ2,θ1,
θ18とすることで電動機２を逆相回転させることができ
る。従つて電動機の正逆回転切換えは演算部８における
データθｎの呼出し方向を切換えることで容易に実現さ
れ、例えば第５図でθ３の時点で正逆切換えには呼出し
を次のようにθ３の呼出し時点から逆方向に呼出すこと
で行なわれる。
θ１→θ２→θ３→θ２→θ１→θ18 即ち、データθｎの呼出しに前回のｎがnoldとすると、 ｎ＝nold＋１ ……（16） でｎを設定すれば正転になるし、 ｎ＝nold−１ ……（17） で逆転になる。
次に、演算部８における周波数ω０変更に伴う搬送波パ
ルス数Ｐの切換えについて、データθｎの呼出し処理を
説明する。本実施例では完全同期式等パルス正弦波PWM
方式とするため、一次周波数指令ω０の全範囲で搬送波
Ｃの周波数（パルス数Ｐ）をほぼ一定の割合にするため
にパルス数Ｐを切換える。このパルス数Ｐの切換えに際
し、切換前の呼出し番号ｎに対して切換後の番号を同じ
番号ｎ又はｎ＋１（正転時）又はｎ−１（逆転時）とす
ると、切換前後のパルス数Ｐが変つていることから電圧
信号ea,eb,ecに大きな位相変化及びパルス幅変化が現わ
れこれによりトルクリツプル等が発生する場合がある。
この不都合を無くすために、演算部８は切換時に呼出し
番号ｎには次式の演算結果から決定する。
ルス数Ｐの切換えについて、データθｎの呼出し処理を
説明する。本実施例では完全同期式等パルス正弦波PWM
方式とするため、一次周波数指令ω０の全範囲で搬送波
Ｃの周波数（パルス数Ｐ）をほぼ一定の割合にするため
にパルス数Ｐを切換える。このパルス数Ｐの切換えに際
し、切換前の呼出し番号ｎに対して切換後の番号を同じ
番号ｎ又はｎ＋１（正転時）又はｎ−１（逆転時）とす
ると、切換前後のパルス数Ｐが変つていることから電圧
信号ea,eb,ecに大きな位相変化及びパルス幅変化が現わ
れこれによりトルクリツプル等が発生する場合がある。
この不都合を無くすために、演算部８は切換時に呼出し
番号ｎには次式の演算結果から決定する。
ここで、Pnewは切換後のパルス数、Poldは切換前のパル
ス数、nnewはパルス数Pnewでの呼出し番号、noldはパル
ス数Poldでの呼出し番号である。また、（18）式中、Pn
ew/Poldでの端数は小数点以下で四捨五入する。
ス数、nnewはパルス数Pnewでの呼出し番号、noldはパル
ス数Poldでの呼出し番号である。また、（18）式中、Pn
ew/Poldでの端数は小数点以下で四捨五入する。
こうした演算により、切換えに伴う位相変化を最小にす
ることができる。例えば、Ｐ＝15からＰ＝９に切換える
場合、夫々の三角波の呼出し番号P1〜P18,P1〜P30と正
弦波の関係を第６図に示すように、切換前のｎ＝５とす
ると、前述の（18）式から となり、Ｐ＝15の５番目の位相（正弦波に対する）はＰ
＝９の３番目の位相に最も近い番号になる。この場合、
パターンデータθｎの呼出し順は正転の場合では のようになる。
ることができる。例えば、Ｐ＝15からＰ＝９に切換える
場合、夫々の三角波の呼出し番号P1〜P18,P1〜P30と正
弦波の関係を第６図に示すように、切換前のｎ＝５とす
ると、前述の（18）式から となり、Ｐ＝15の５番目の位相（正弦波に対する）はＰ
＝９の３番目の位相に最も近い番号になる。この場合、
パターンデータθｎの呼出し順は正転の場合では のようになる。
次に、トルク変動又は変更による電圧信号ｅ１α,e１β
の変化による位相Φの変動分（位相差）φに対する演算
部８での電圧位相制御を説明する。
の変化による位相Φの変動分（位相差）φに対する演算
部８での電圧位相制御を説明する。
第７図はＰ＝９で運転中に位相差φ＝45゜の進みの場合
を示す。演算部８はPWM波形のパルス幅形成のために同
図（ｂ）に示すようにθT/2毎にタイマセツト値txをθ
ｘから求めており、そのためパターンデータθｎ（ｎ＝
１〜18）をｎ±１で順次呼出している。従つて、θT/2
単位の位相制御はｎの変化量を変えることにより実現で
きる。第７図の例では、θT/2が20゜で45゜進みのため
呼出し番号ｎを２から５へ飛ばすことにより40゜進ませ
ることができる。遅れ位相の場合は逆に呼出し番号ｎを
減らせば良い。
を示す。演算部８はPWM波形のパルス幅形成のために同
図（ｂ）に示すようにθT/2毎にタイマセツト値txをθ
ｘから求めており、そのためパターンデータθｎ（ｎ＝
１〜18）をｎ±１で順次呼出している。従つて、θT/2
単位の位相制御はｎの変化量を変えることにより実現で
きる。第７図の例では、θT/2が20゜で45゜進みのため
呼出し番号ｎを２から５へ飛ばすことにより40゜進ませ
ることができる。遅れ位相の場合は逆に呼出し番号ｎを
減らせば良い。
従つて、位相差φは下記（19）式で表現される。
ここで、ΔＮは呼出し番号ｎの増減分（ΔＮ＞±１）で
あり、Δφは位相差の余り分である。この（19）式か
ら、位相差φが与えられたときに、演算部８は によつてΔＮ及びΔφを求め、進み・遅れに応じてΔN,
Δφに正負記号を付した量として求めることができる。
以上までの呼出し番号ｎの変更には次の表に示すように
なる。
あり、Δφは位相差の余り分である。この（19）式か
ら、位相差φが与えられたときに、演算部８は によつてΔＮ及びΔφを求め、進み・遅れに応じてΔN,
Δφに正負記号を付した量として求めることができる。
以上までの呼出し番号ｎの変更には次の表に示すように
なる。
次に、余り分Δφについての制御方法を説明する。第７
図（ｂ）にΔφ分を示すように、ｎ＝２から５への変更
における余り分Δφの補正には、１回のみタイマ21のセ
ツト値T/2（θT/2）及びタイマ23のセツト値T
X（Ｔθｘ）を変化させること即ちθＴ′/2,Tθｘ′に
相当する実時間のセツト値Ｔ′/2,Tx′を与えることで
ｎ＝５での位相制御に入ることができる。例えば、φ＝
45゜におけるΔφ＝５゜進みの補正にはθT/2とＴθｘ
が５゜短縮される。逆に遅れの場合はΔφ分に当るθ
T/2とＴθｘを長くすることになる。従つて、Δφの補
正は下記表に従つて演算をしてタイマ21,23の設定デー
タを調整する。
図（ｂ）にΔφ分を示すように、ｎ＝２から５への変更
における余り分Δφの補正には、１回のみタイマ21のセ
ツト値T/2（θT/2）及びタイマ23のセツト値T
X（Ｔθｘ）を変化させること即ちθＴ′/2,Tθｘ′に
相当する実時間のセツト値Ｔ′/2,Tx′を与えることで
ｎ＝５での位相制御に入ることができる。例えば、φ＝
45゜におけるΔφ＝５゜進みの補正にはθT/2とＴθｘ
が５゜短縮される。逆に遅れの場合はΔφ分に当るθ
T/2とＴθｘを長くすることになる。従つて、Δφの補
正は下記表に従つて演算をしてタイマ21,23の設定デー
タを調整する。
そして、タイマ21,23のセツト時間は となる。
以上のとおり、位相φの制御はΔN,Δφに分けて制御す
ることにより精密な制御が可能となる。そして、演算部
８を中心とする制御フローはマイクロコンピユータ構成
では第８図に示すようになる。
ることにより精密な制御が可能となる。そして、演算部
８を中心とする制御フローはマイクロコンピユータ構成
では第８図に示すようになる。
（発明の効果） 以上のとおり、本発明によれば、ベクトル制御における
同期回転座標上で演算された二相電圧ｅ１α,e１βを極
座標変換し、これらと角周波数ω０の指令値及びテーブ
ル化したパターンデータからPWM波形の三相電圧ea,eb,e
cを得るため、演算処理を簡単にしながら高精度，高速
度の可変速制御を可能にする。特に位相制御に簡単な演
算処理で高速応答が実現できる効果がある。
同期回転座標上で演算された二相電圧ｅ１α,e１βを極
座標変換し、これらと角周波数ω０の指令値及びテーブ
ル化したパターンデータからPWM波形の三相電圧ea,eb,e
cを得るため、演算処理を簡単にしながら高精度，高速
度の可変速制御を可能にする。特に位相制御に簡単な演
算処理で高速応答が実現できる効果がある。
【図面の簡単な説明】 第１図は本発明の一実施例を示す非干渉ベクトル制御装
置を示すブロツク図、第２図は第１図における極座標変
換処理を説明するためのベクトル図、第３図は本発明に
おけるパルスパターンデータを示す図、第４図は第１図
におけるゲート回路９の一実施例を示す回路図、第５図
はゲート回路９の動作説明のための波形図、第６図はパ
ルス数切換えの動作説明のための波形図、第７図は位相
制御の動作説明のための波形図、第８図は演算部８を中
心とする制御フローチヤートである。 １……電圧形インバータ、２……誘導電動機、３……パ
ルスピツクアツプ、４……周波数−電圧変換器、５……
速度制御増幅器、６……非干渉演算部、７……座標変換
部、８……PWM波形演算部、９……ゲート回路、10……
パルスパターン発生部、11……パターンデータ切換部、
8A……マイクロコンピユータ、21,23……プログラマブ
ルタイマ、22……三角波傾斜状態ラツチ回路、24……ロ
ジツク部。
置を示すブロツク図、第２図は第１図における極座標変
換処理を説明するためのベクトル図、第３図は本発明に
おけるパルスパターンデータを示す図、第４図は第１図
におけるゲート回路９の一実施例を示す回路図、第５図
はゲート回路９の動作説明のための波形図、第６図はパ
ルス数切換えの動作説明のための波形図、第７図は位相
制御の動作説明のための波形図、第８図は演算部８を中
心とする制御フローチヤートである。 １……電圧形インバータ、２……誘導電動機、３……パ
ルスピツクアツプ、４……周波数−電圧変換器、５……
速度制御増幅器、６……非干渉演算部、７……座標変換
部、８……PWM波形演算部、９……ゲート回路、10……
パルスパターン発生部、11……パターンデータ切換部、
8A……マイクロコンピユータ、21,23……プログラマブ
ルタイマ、22……三角波傾斜状態ラツチ回路、24……ロ
ジツク部。
Claims (5)
- 【請求項１】インバータから一次電圧が供給される誘導
電動機の二次磁束設定のための一次電流ｉ１αと該電動
機の二次磁束に直交する二次電流設定のために速度制御
系から与えられる該電流ｉ１αに直交する一次電流指令
値ｉ１βと角周波数指令ω０とから両電流ｉ１α,i１β
の干渉分を取除いて直交する二相電圧ｅ１α,e１βを求
める非干渉演算部（６）と、 上部二相電圧ｅ１α,e１βから成る電圧ベクトルを極座
標変換する座標変換部（７）と、 三角波と正弦波の振幅が同じになる基準制御率及びPWM
インバータの基準角周波数のPWM波形に対応し、正弦波
に同期した三角波の零点から該正弦波との交点までの角
度を値とするPWM波形パルスパターンデータθｎを三角
波のパルス数Ｐの種類別に発生するパルスパターン発生
部（10）と、 PWMインバータの角周波数指令ω０に応じて前記パター
ンデータθｎを切換えて取出すパターンデータ切換部
（11）と、 前記パターンデータθｎをPWMインバータの三角波に対
する正弦波の振幅比になる制御率μに応じて調整したパ
ターンデータθｘを求め、このパターンデータθｘから
前記三角波の頂点を起点とした角度Ｔθｘとして求め、
この角度Ｔθｘから角周波数指令ω０によって実時間デ
ータtxを求めるPWM波形演算部（８）と、 前記PWM波形演算部の出力データに従ってインバータ各
相のPWM波形電圧信号ea,eb,ecを得るゲート回路（９）
と、 を備えたことを特徴とする誘導電動機の非干渉ベクトル
制御装置。 - 【請求項２】上記PWM波形演算部は、呼出すデータθｎ
の順序を正逆に切換えることでPWM波形電圧信号ea,eb,e
cの相回転を正逆に調整することを特徴とする特許請求
の範囲第１項記載の誘導電動機の非干渉ベクトル制御装
置。 - 【請求項３】上記PWM波形演算部は三角波パルス数の切
換え時にデータθｎの呼出し番号ｎを次式 但し、Pnewは切換後のパルス数、Poldは切換前のパルス
数、nnewはパルス数Pnewでの呼出し番号、noldはパルス
数Poldでの呼出し番号。 に従って決定することを特徴とする特許請求の範囲第１
項又は第２項記載の誘導電動機の非干渉ベクトル制御装
置。 - 【請求項４】上記PWM波形演算部は、極座標に変換した
位相Φの変化分φに対して呼出し番号ｎを次の式 但し、θＴは三角波周期、Δφは余り分。 に従ってΔＮだけ増減した呼出しをし、余り分Δφに対
して位相Φの変化分のみ実時間データを補正することを
特徴とする特許請求の範囲第１項乃至第３項記載のうち
いずれか１項に記載の誘導電動機の非干渉ベクトル制御
装置。 - 【請求項５】上記ゲート回路は、上記PWM波形演算部か
ら与えられる三角波半周期データT/2から半周期タイミ
ング信号を発生する第１のプログラマブルタイマと、上
記PWM波形演算部から与えられる搬送波の正負傾斜状態
データを上記半周期タイミング信号に同期してハイレベ
ルとローレベルに対応させて発生する搬送波傾斜状態ラ
ッチ回路と、上記PWM波形演算部から与えられる上記実
時間データを上記半周期タイミング信号に同期して各相
パルス幅信号として得る第２のプログラマブルタイマ
と、上記ラッチ回路の出力と第２のプログラマブルタイ
マ出力とから各相のPWM波形電圧信号を得るロジック部
とから成ることを特徴とする特許請求の範囲第１項乃至
第４項のうちのいずれか１項に記載の誘導電動機の非干
渉ベクトル制御装置。
Priority Applications (5)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP59044382A JPH0732620B2 (ja) | 1984-03-08 | 1984-03-08 | 誘導電動機の非干渉ベクトル制御装置 |
| EP85102483A EP0157202B1 (en) | 1984-03-08 | 1985-03-05 | Digital pwmed pulse generator |
| DE8585102483T DE3573497D1 (de) | 1984-03-08 | 1985-03-05 | Digital pwmed pulse generator |
| KR1019850001452A KR940001571B1 (ko) | 1984-03-08 | 1985-03-07 | 디지탈 pwm 펄스 발생기 |
| US06/709,580 US4617675A (en) | 1984-03-08 | 1985-03-08 | Digital PWMed pulse generator |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP59044382A JPH0732620B2 (ja) | 1984-03-08 | 1984-03-08 | 誘導電動機の非干渉ベクトル制御装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS60190181A JPS60190181A (ja) | 1985-09-27 |
| JPH0732620B2 true JPH0732620B2 (ja) | 1995-04-10 |
Family
ID=12689950
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP59044382A Expired - Lifetime JPH0732620B2 (ja) | 1984-03-08 | 1984-03-08 | 誘導電動機の非干渉ベクトル制御装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH0732620B2 (ja) |
Families Citing this family (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH04121091A (ja) * | 1990-09-07 | 1992-04-22 | Fanuc Ltd | インダクションモータの駆動方式 |
Family Cites Families (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS58195473A (ja) * | 1982-05-10 | 1983-11-14 | Toshiba Corp | Ｐｗｍインバ−タの制御装置 |
-
1984
- 1984-03-08 JP JP59044382A patent/JPH0732620B2/ja not_active Expired - Lifetime
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS60190181A (ja) | 1985-09-27 |
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