JPH07123768A - デジタルacサーボ装置 - Google Patents
デジタルacサーボ装置Info
- Publication number
- JPH07123768A JPH07123768A JP5266949A JP26694993A JPH07123768A JP H07123768 A JPH07123768 A JP H07123768A JP 5266949 A JP5266949 A JP 5266949A JP 26694993 A JP26694993 A JP 26694993A JP H07123768 A JPH07123768 A JP H07123768A
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- motor
- counter
- controller
- current
- sine wave
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Pending
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Abstract
(57)【要約】
【目的】 第1の発明では、コントローラに取り込む電
流値と電気角とを一致させ、モータ制御効率を向上する
ことを目的とし、第2の発明では、エンコーダパルスに
関係なく、同一の正弦波発生回路で構成できることを目
的とする。 【構成】 モータ電流をデジタル量に変換するA/Dコ
ンバータと、モータのエンコーダパルスを取り込むカウ
ンタ・ラッチ回路と、電流値取り込みと同時にそのとき
のエンコーダパルスを取り込むための同期信号を出力す
る同期信号発生ブロックと、その取り込まれたエンコー
ダパルス値よりモータの電気角を算出する電気角算出ブ
ロックと、その電気角に対応した正余弦波を出力する正
弦波テーブルとを有するデジタルACサーボ装置。
流値と電気角とを一致させ、モータ制御効率を向上する
ことを目的とし、第2の発明では、エンコーダパルスに
関係なく、同一の正弦波発生回路で構成できることを目
的とする。 【構成】 モータ電流をデジタル量に変換するA/Dコ
ンバータと、モータのエンコーダパルスを取り込むカウ
ンタ・ラッチ回路と、電流値取り込みと同時にそのとき
のエンコーダパルスを取り込むための同期信号を出力す
る同期信号発生ブロックと、その取り込まれたエンコー
ダパルス値よりモータの電気角を算出する電気角算出ブ
ロックと、その電気角に対応した正余弦波を出力する正
弦波テーブルとを有するデジタルACサーボ装置。
Description
【0001】
【産業上の利用分野】本発明は、デジタルACサーボに
関するものである。
関するものである。
【0002】
【従来の技術】従来のデジタルACサーボ装置は、図5
にブロック図を示すように構成されている。まず、モー
タ1のモータ電流を電流検出器2で電圧変換し、A/D
コンバータ3でデジタル量に変換し、制御コントローラ
4に取り込む。また、この電流取り込みタイミングとは
独立した制御コントローラ4の制御周期に同期して、エ
ンコーダ5より出力されるモータ1の回転量に応じたエ
ンコーダパルスがカウンタ・ラッチ回路6に取り込まれ
る。次に、電気角算出ブロック7で、取り込まれたエン
コーダパルス値により、モータ1の電気角が算出され
る。さらに、モータ1の電気角1周期のエンコーダパル
ス数分の正余弦波データが格納されている正弦波テーブ
ル8より、算出された電気角に対応した正余弦波データ
が制御コントローラ4に読み込まれる。
にブロック図を示すように構成されている。まず、モー
タ1のモータ電流を電流検出器2で電圧変換し、A/D
コンバータ3でデジタル量に変換し、制御コントローラ
4に取り込む。また、この電流取り込みタイミングとは
独立した制御コントローラ4の制御周期に同期して、エ
ンコーダ5より出力されるモータ1の回転量に応じたエ
ンコーダパルスがカウンタ・ラッチ回路6に取り込まれ
る。次に、電気角算出ブロック7で、取り込まれたエン
コーダパルス値により、モータ1の電気角が算出され
る。さらに、モータ1の電気角1周期のエンコーダパル
ス数分の正余弦波データが格納されている正弦波テーブ
ル8より、算出された電気角に対応した正余弦波データ
が制御コントローラ4に読み込まれる。
【0003】そして、図6に示すように、制御コントロ
ーラ4では、上記に示したそれぞれのタイミングで読み
込まれた電気角θに対応した正余弦波データとモータ電
流データIu,Iv,Iwとより、2相3相変換し、モ
ータ無効効率成分であるd軸電流値と、モータ有効効率
成分であるq軸電流値を算出する。この電流値と、制御
コントローラ4内で算出される指令値とより、モータ1
を制御する。このため、制御コントローラ4に取り込ま
れ算出された電気角と、モータ電流の取り込みタイミン
グがずれるとモータのd軸電流値、q軸電流値に誤差が
発生する。
ーラ4では、上記に示したそれぞれのタイミングで読み
込まれた電気角θに対応した正余弦波データとモータ電
流データIu,Iv,Iwとより、2相3相変換し、モ
ータ無効効率成分であるd軸電流値と、モータ有効効率
成分であるq軸電流値を算出する。この電流値と、制御
コントローラ4内で算出される指令値とより、モータ1
を制御する。このため、制御コントローラ4に取り込ま
れ算出された電気角と、モータ電流の取り込みタイミン
グがずれるとモータのd軸電流値、q軸電流値に誤差が
発生する。
【0004】
【発明が解決しようとする課題】このような従来のデジ
タルACサーボ装置では、制御コントローラ4に独立し
たタイミングで電流値と電気角を取り込み、モータ1の
d軸電流、q軸電流を算出するため、モータ1のd軸電
流、q軸電流に誤差が発生し、モータ制御効率を上げる
ことが困難になっていた。また、モータ1のエンコーダ
パルス数、極数が異なれば、そのモータ1に応じた電気
角1周期のエンコーダパルス数分の正余弦波データ数を
格納した正弦波テーブル8が必要となり、正弦波テーブ
ル8を共通にすることが困難であった。
タルACサーボ装置では、制御コントローラ4に独立し
たタイミングで電流値と電気角を取り込み、モータ1の
d軸電流、q軸電流を算出するため、モータ1のd軸電
流、q軸電流に誤差が発生し、モータ制御効率を上げる
ことが困難になっていた。また、モータ1のエンコーダ
パルス数、極数が異なれば、そのモータ1に応じた電気
角1周期のエンコーダパルス数分の正余弦波データ数を
格納した正弦波テーブル8が必要となり、正弦波テーブ
ル8を共通にすることが困難であった。
【0005】本発明は、このような課題を解決するもの
で、第1の発明では、制御コントローラへのエンコーダ
の取り込みとモータ電流の取り込みタイミングを一致さ
せ、モータ制御効率の向上を目的とし、第2の発明で
は、エンコーダパルスに関係なく同一の正弦波発生回路
で構成が行えることを目的とする。
で、第1の発明では、制御コントローラへのエンコーダ
の取り込みとモータ電流の取り込みタイミングを一致さ
せ、モータ制御効率の向上を目的とし、第2の発明で
は、エンコーダパルスに関係なく同一の正弦波発生回路
で構成が行えることを目的とする。
【0006】
【課題を解決するための手段】上記課題を解決するため
に、第1の発明では、制御コントローラへのエンコーダ
の取り込みとモータ電流の取り込みタイミングを、同期
回路を用いて一致させる構成とする。第2の発明では、
正弦波発生を、周期、振幅が異なり、カウンタリミット
値に対応して一定比率で周期、振幅が変更される複数の
アップダウンカウンタより得られるカウンタ値に、所定
の重みを掛け、その加減算値から近似な正弦波を発生す
る正弦波発生回路の構成とする。
に、第1の発明では、制御コントローラへのエンコーダ
の取り込みとモータ電流の取り込みタイミングを、同期
回路を用いて一致させる構成とする。第2の発明では、
正弦波発生を、周期、振幅が異なり、カウンタリミット
値に対応して一定比率で周期、振幅が変更される複数の
アップダウンカウンタより得られるカウンタ値に、所定
の重みを掛け、その加減算値から近似な正弦波を発生す
る正弦波発生回路の構成とする。
【0007】
【作用】この構成により、第1の発明では制御コントロ
ーラへのエンコーダの取り込みとモータ電流の取り込み
タイミングを一致することが行え、第2の発明では、正
弦波発生は正弦波テーブルが不要になり、カウンタ回路
のみで構成することが行える。
ーラへのエンコーダの取り込みとモータ電流の取り込み
タイミングを一致することが行え、第2の発明では、正
弦波発生は正弦波テーブルが不要になり、カウンタ回路
のみで構成することが行える。
【0008】
【実施例】本実施例において従来と同一のものは同一符
号を付している。
号を付している。
【0009】図1は本発明のデジタルACサーボ装置の
第1実施例を示すブロック図である。図1において、モ
ータ1のモータ電流を電流検出器2で電圧変換し、制御
コントローラ4の制御周期に対応した同期信号発生ブロ
ック9より出力されるA/D変換スタート信号に同期し
て、A/Dコンバータ3でデジタル量に変換され、制御
コントローラ4に取り込む。この時、同期信号発生ブロ
ック9より出力されたA/D変換スタート信号と同一タ
イミングで、エンコーダ5より出力されるモータ1の回
転量に応じたエンコーダパルスがカウンタ・ラッチ回路
6に取り込まれる。次に、電気角算出ブロック7で、取
り込まれたエンコーダパルスより、モータ1の電気角が
算出される。さらに、モータ1の電気角1周期のエンコ
ーダパルス数分の正余弦波データが格納されている正弦
波テーブル8より、算出された電気角に対応した正余弦
波データが制御コントローラ4に読み込まれる。
第1実施例を示すブロック図である。図1において、モ
ータ1のモータ電流を電流検出器2で電圧変換し、制御
コントローラ4の制御周期に対応した同期信号発生ブロ
ック9より出力されるA/D変換スタート信号に同期し
て、A/Dコンバータ3でデジタル量に変換され、制御
コントローラ4に取り込む。この時、同期信号発生ブロ
ック9より出力されたA/D変換スタート信号と同一タ
イミングで、エンコーダ5より出力されるモータ1の回
転量に応じたエンコーダパルスがカウンタ・ラッチ回路
6に取り込まれる。次に、電気角算出ブロック7で、取
り込まれたエンコーダパルスより、モータ1の電気角が
算出される。さらに、モータ1の電気角1周期のエンコ
ーダパルス数分の正余弦波データが格納されている正弦
波テーブル8より、算出された電気角に対応した正余弦
波データが制御コントローラ4に読み込まれる。
【0010】そして、制御コントローラ4では、上記に
示したそれぞれのタイミングで読み込まれた電気角θに
対応した正余弦波データとモータ電流データIu,I
v,Iwとより、2相3相変換し、モータ無効効率成分
であるd軸電流値と、モータ有効効率成分であるq軸電
流値を図6に示すように算出する。この電流値と、制御
コントローラ4内で算出される指令値とより、モータ1
を制御する。図2に示すように電気角を算出するための
エンコーダパルスの取り込みと、A/Dコンバータでの
データ変換とのタイミングのずれを無くしたため、フィ
ードバックによる制御効率の低下はなくなる。
示したそれぞれのタイミングで読み込まれた電気角θに
対応した正余弦波データとモータ電流データIu,I
v,Iwとより、2相3相変換し、モータ無効効率成分
であるd軸電流値と、モータ有効効率成分であるq軸電
流値を図6に示すように算出する。この電流値と、制御
コントローラ4内で算出される指令値とより、モータ1
を制御する。図2に示すように電気角を算出するための
エンコーダパルスの取り込みと、A/Dコンバータでの
データ変換とのタイミングのずれを無くしたため、フィ
ードバックによる制御効率の低下はなくなる。
【0011】図3は本発明のデジタルACサーボ装置の
第2実施例を示すブロック図である。図3において、制
御コントローラ4より出力されるエンコーダパルス数デ
ータにより、カウンタリミット設定回路10でカウンタ
のリミット値Lは、
第2実施例を示すブロック図である。図3において、制
御コントローラ4より出力されるエンコーダパルス数デ
ータにより、カウンタリミット設定回路10でカウンタ
のリミット値Lは、
【0012】
【数1】
【0013】を設定し、リミット値をL、基礎区間を
[−L/2,3L/2]とすると、
[−L/2,3L/2]とすると、
【0014】
【数2】
【0015】と表せ、そのf(x)のフーリエ級数は、
【0016】
【数3】
【0017】と表せるカウンタ回路ブロック11の各カ
ウンタ(i=1,2,・・・N)に設定される。このと
き、このカウンタ回路ブロック11は、各カウンタのカ
ウンタリミット値をリミットLにすることにより、
ウンタ(i=1,2,・・・N)に設定される。このと
き、このカウンタ回路ブロック11は、各カウンタのカ
ウンタリミット値をリミットLにすることにより、
【0018】
【数4】
【0019】ならびに図4に示す基本三角波f(x)の
振幅1/(2i−1)倍かつ周波数(2i−1)の三角
波を出力する。そして、このカウンタ回路ブロック11
の各カウンタの出力に、ゲイン回路ブロック12で、こ
の三角波の振幅の1/(2i−1)倍する。次に、加減
算器13でN個の三角波の値を高調波成分が0になるよ
うに加減算することにより、正弦波SIN(πx/L)
が算出できる。さらに係数合せブロック14で制御コン
トローラ4に使用できる正弦波値に変換する。
振幅1/(2i−1)倍かつ周波数(2i−1)の三角
波を出力する。そして、このカウンタ回路ブロック11
の各カウンタの出力に、ゲイン回路ブロック12で、こ
の三角波の振幅の1/(2i−1)倍する。次に、加減
算器13でN個の三角波の値を高調波成分が0になるよ
うに加減算することにより、正弦波SIN(πx/L)
が算出できる。さらに係数合せブロック14で制御コン
トローラ4に使用できる正弦波値に変換する。
【0020】そこで、具体的にN=6のときは、
【0021】
【数5】
【0022】のようになり基本波SIN(πx/L)
と、小さい高調波成分とが発生し、Nを大きくしていく
とより精度のよい正弦波が算出できる。
と、小さい高調波成分とが発生し、Nを大きくしていく
とより精度のよい正弦波が算出できる。
【0023】
【発明の効果】以上の様に、第1の発明によれば、制御
コントローラに取り込む電流値と電気角とを一致させる
構成にしたことによりモータ制御効率を向上することが
行え、第2の発明ではカウンタ周期、振幅の異なる複数
のカウンタより得られるカウンタ値に所定の重みを掛
け、その加減算値から正弦波を発生する回路構成にした
ことにより、正弦波発生は正弦波テーブルが必要でなく
なり、処理時間が短縮でき、エンコーダパルス数に関係
なく同一の正弦波発生回路で実現できる優れた効果を奏
するものである。
コントローラに取り込む電流値と電気角とを一致させる
構成にしたことによりモータ制御効率を向上することが
行え、第2の発明ではカウンタ周期、振幅の異なる複数
のカウンタより得られるカウンタ値に所定の重みを掛
け、その加減算値から正弦波を発生する回路構成にした
ことにより、正弦波発生は正弦波テーブルが必要でなく
なり、処理時間が短縮でき、エンコーダパルス数に関係
なく同一の正弦波発生回路で実現できる優れた効果を奏
するものである。
【図1】本発明のデジタルACサーボ装置の第1実施例
の構成を示す図
の構成を示す図
【図2】本発明のデジタルACサーボ装置のタイミング
を示す図
を示す図
【図3】本発明のデジタルACサーボ装置の第2実施例
の構成を示す図
の構成を示す図
【図4】本発明のカウンタ出力の基本三角波形図
【図5】従来のデジタルACサーボ装置の構成を示す図
【図6】モータ電流のd−q変換を表す図
1 モータ 2 電流検出器 3 A/Dコンバータ 4 制御コントローラ 5 エンコーダ 6 カウンタ・ラッチ回路 7 電気角算出ブロック 8 正弦波テーブル 9 同期信号発生ブロック 10 カウンタリミット設定回路 11 カウンタ回路ブロック 12 ゲイン回路ブロック 13 加減算器 14 係数合せブロック
Claims (2)
- 【請求項1】 モータ制御のための制御コントローラ
と、モータ電流をデジタル量に変換するA/Dコンバー
タと、モータのエンコーダパルスを取り込むカウンタ・
ラッチ回路と、上記A/Dコンバータでの電流値取り込
みと同時に、そのときのエンコーダパルスを取り込むた
めの同期信号を出力する同期信号発生ブロックと、その
取り込まれたエンコーダパルス値よりモータの電気角を
算出する電気角算出ブロックと、その電気角に対応した
正余弦波を出力する正弦波テーブルとを有するデジタル
ACサーボ装置。 - 【請求項2】 モータ制御のための制御コントローラ
と、モータ電流をデジタル量に変換するA/Dコンバー
タと、正弦波発生回路としてモータのエンコーダ信号よ
りモータ電気角に対応したカウンタ値を出力するN個の
アップダウンカウンタからなるカウンタ回路ブロック
と、そのN個それぞれのカウンタの周期と振幅を設定す
るリミット値をカウンタに設定するカウンタリミット設
定回路と、上記カウンタ回路ブロックより出力されるそ
れぞれのカウンタ値に対応した重みを掛けるゲイン回路
ブロックと、その重みを掛け合わせたN個の値を加減算
する加減算器と、その加減算器から変換出力される正弦
波を上記制御コントローラで使用できる値にするための
係数合せブロックとを有するデジタルACサーボ装置。
Priority Applications (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP5266949A JPH07123768A (ja) | 1993-10-26 | 1993-10-26 | デジタルacサーボ装置 |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP5266949A JPH07123768A (ja) | 1993-10-26 | 1993-10-26 | デジタルacサーボ装置 |
Publications (1)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JPH07123768A true JPH07123768A (ja) | 1995-05-12 |
Family
ID=17437930
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP5266949A Pending JPH07123768A (ja) | 1993-10-26 | 1993-10-26 | デジタルacサーボ装置 |
Country Status (1)
Country | Link |
---|---|
JP (1) | JPH07123768A (ja) |
Cited By (2)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JP2013172602A (ja) * | 2012-02-22 | 2013-09-02 | Denso Corp | モータ制御装置およびモータ制御方法 |
JP2015220787A (ja) * | 2014-05-14 | 2015-12-07 | 株式会社デンソー | 回転電機制御装置 |
-
1993
- 1993-10-26 JP JP5266949A patent/JPH07123768A/ja active Pending
Cited By (2)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JP2013172602A (ja) * | 2012-02-22 | 2013-09-02 | Denso Corp | モータ制御装置およびモータ制御方法 |
JP2015220787A (ja) * | 2014-05-14 | 2015-12-07 | 株式会社デンソー | 回転電機制御装置 |
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