JPH0775472B2 - Ｐｗｍインバータのパルス数切換装置 - Google Patents
Ｐｗｍインバータのパルス数切換装置Info
- Publication number
- JPH0775472B2 JPH0775472B2 JP59044377A JP4437784A JPH0775472B2 JP H0775472 B2 JPH0775472 B2 JP H0775472B2 JP 59044377 A JP59044377 A JP 59044377A JP 4437784 A JP4437784 A JP 4437784A JP H0775472 B2 JPH0775472 B2 JP H0775472B2
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- pulse
- switching
- pattern data
- triangular wave
- wave
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Expired - Fee Related
Links
Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
- H02M7/00—Conversion of ac power input into dc power output; Conversion of dc power input into ac power output
- H02M7/42—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal
- H02M7/44—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters
- H02M7/48—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
Description
【発明の詳細な説明】 （技術分野） 本発明は、PWM（パルス幅変調）インバータのパルス数
切換方式に関する。
切換方式に関する。
（従来技術と問題点） PWMインバータでは直流電圧分が発生しないようにする
ために正負のPWM波形を完全に等しくする同期式が採用
される。この同期式PWMインバータでは、正弦波周期に
対して搬送波を一定パルス数にするのが簡単な制御にな
るが、この場合低周波では低次高調波が増大し、高周波
ではスイッチング周波数が高くなる欠点がある。そこ
で、従来から搬送波周波数を正弦波周波数（速度）の増
減に応じて切換えるというパルス数切換方式が採用され
ている。このパルス数切換方式のPWMインバータにおい
て、パルス数切換時点にPWM波形に角度誤差が生じて負
荷電動機にトルク変動が生じることが本願発明者等の研
究で明らかになった。このトルク変動は、ベクトル制御
特に電動機の二次磁束と二次電流を互いに非干渉に直交
させる非干渉ベクトル制御のような精密な制御では大き
な問題になる。
ために正負のPWM波形を完全に等しくする同期式が採用
される。この同期式PWMインバータでは、正弦波周期に
対して搬送波を一定パルス数にするのが簡単な制御にな
るが、この場合低周波では低次高調波が増大し、高周波
ではスイッチング周波数が高くなる欠点がある。そこ
で、従来から搬送波周波数を正弦波周波数（速度）の増
減に応じて切換えるというパルス数切換方式が採用され
ている。このパルス数切換方式のPWMインバータにおい
て、パルス数切換時点にPWM波形に角度誤差が生じて負
荷電動機にトルク変動が生じることが本願発明者等の研
究で明らかになった。このトルク変動は、ベクトル制御
特に電動機の二次磁束と二次電流を互いに非干渉に直交
させる非干渉ベクトル制御のような精密な制御では大き
な問題になる。
（発明の目的） 本発明の目的は、パルス数切換時のトルク変動を無くし
た切換方式を提供するにある。
た切換方式を提供するにある。
（発明の概要） 本発明は、パルス数切換えのために各搬送波信号間の各
パルスでの位相差を記憶しておき、切換時に位相差分を
補正した演算をすることを特徴とする。
パルスでの位相差を記憶しておき、切換時に位相差分を
補正した演算をすることを特徴とする。
（実施例） 第１図は本発明の一実施例を示す非干渉ベクトル制御装
置のブロック図である。電圧形インバータ１の出力を一
次電圧とする誘導電動機２を可変速ベクトル制御するの
に、速度設定になる角周波数設定値ωn *にパルスピック
アップ３及び周波数−電圧変換器４から得る電動機速度
検出信号ωnとを突合わせ、この偏差を比例積分演算す
る速度制御増幅器５の出力を電動機２の二次電流に相当
する一次電流のβ軸成分i1 βとして得る。一方、電動機
２の二次磁束に相当する一次電流のα軸成分i1 α *が設
定される。換言すれば電動機２を一次電圧制御で速度制
御するのに、該一次電圧に同期して回転するα，β軸を
持つ二相電圧e1 α，e1 βを設定し、α軸を電動機二次磁
束に定めると二次電流をβ軸に一致させて電流−磁束を
直交させ、この二相電圧e1 α，e1 βに対して電動機の等
価回路から一次電流のα軸，β軸成分i1 α，i1 βを設定
することになる。そして、磁束設定に相当するα軸電流
成分i1 α *を固定にしておき、電流に相当するβ軸電流i
1 βを調整することで二次電流と磁束を直交させながら
速度制御することになる。
置のブロック図である。電圧形インバータ１の出力を一
次電圧とする誘導電動機２を可変速ベクトル制御するの
に、速度設定になる角周波数設定値ωn *にパルスピック
アップ３及び周波数−電圧変換器４から得る電動機速度
検出信号ωnとを突合わせ、この偏差を比例積分演算す
る速度制御増幅器５の出力を電動機２の二次電流に相当
する一次電流のβ軸成分i1 βとして得る。一方、電動機
２の二次磁束に相当する一次電流のα軸成分i1 α *が設
定される。換言すれば電動機２を一次電圧制御で速度制
御するのに、該一次電圧に同期して回転するα，β軸を
持つ二相電圧e1 α，e1 βを設定し、α軸を電動機二次磁
束に定めると二次電流をβ軸に一致させて電流−磁束を
直交させ、この二相電圧e1 α，e1 βに対して電動機の等
価回路から一次電流のα軸，β軸成分i1 α，i1 βを設定
することになる。そして、磁束設定に相当するα軸電流
成分i1 α *を固定にしておき、電流に相当するβ軸電流i
1 βを調整することで二次電流と磁束を直交させながら
速度制御することになる。
非干渉演算部６は、α軸一次電流設定値i1 α *とβ軸一
次電流指令i1 βとに従ってα−β軸の一次電圧e1 α，e1
βを演算しかつ該演算に相互干渉分を無くした非干渉演
算をする。この演算式は次の式にされる。
次電流指令i1 βとに従ってα−β軸の一次電圧e1 α，e1
βを演算しかつ該演算に相互干渉分を無くした非干渉演
算をする。この演算式は次の式にされる。
ここで、r1は電動機一次抵抗、ωoは角周波数指令（イ
ンバータ運転周波数）、Ｌσは等価漏れインダクタン
ス、L1は一次インダクタンスである。上式は、二次磁束
設定のためには電流i1 βによる＋Ｌσωoi1 β分の干渉
があるため該干渉分をr1i1 αから引算し、二次電流設定
には電流i1 αによる−ωoL1i1 α分の干渉があるため該
干渉分をr1i1 βに加えるという非干渉演算をすることを
意味する。
ンバータ運転周波数）、Ｌσは等価漏れインダクタン
ス、L1は一次インダクタンスである。上式は、二次磁束
設定のためには電流i1 βによる＋Ｌσωoi1 β分の干渉
があるため該干渉分をr1i1 αから引算し、二次電流設定
には電流i1 αによる−ωoL1i1 α分の干渉があるため該
干渉分をr1i1 βに加えるという非干渉演算をすることを
意味する。
座標変換部７は一次電圧e1 α，e1 βから極座標データに
変換する。この変換は第２図に示す関係から次式のよう
になる。
変換する。この変換は第２図に示す関係から次式のよう
になる。
＝|E|∠φ ……（２） PWM波形演算部８は電圧ベクトルの極座標信号|E|,φ
から三相固定軸の電圧ea，eb，ecに相当する信号をPWM
波形処理したデータとして求める。なお、電圧ea，eb，
ecと極座標信号との関係は第２図から明らかなように、 となる。ここで、θpはａ相軸と電圧ベクトルのなす
角度であり、α−β軸は角周波数ωoで回転することか
ら定常状態ではθp＝ωotとなる。しかし、トルク変動
又は変更で電圧e1 α，e1 βが変化すると位相φが変るた
め、この変化分がθpに影響し、次式になる。
から三相固定軸の電圧ea，eb，ecに相当する信号をPWM
波形処理したデータとして求める。なお、電圧ea，eb，
ecと極座標信号との関係は第２図から明らかなように、 となる。ここで、θpはａ相軸と電圧ベクトルのなす
角度であり、α−β軸は角周波数ωoで回転することか
ら定常状態ではθp＝ωotとなる。しかし、トルク変動
又は変更で電圧e1 α，e1 βが変化すると位相φが変るた
め、この変化分がθpに影響し、次式になる。
θp＝ωot＋ ……（６） はディジタル演算では１サンプル期間の位相変化量で
あり、＝φold−φnewとなる。ただし、φoldは上記
（４）式での１サンプル前の位相であり、φnewは現サ
ンプル時の位相である。
あり、＝φold−φnewとなる。ただし、φoldは上記
（４）式での１サンプル前の位相であり、φnewは現サ
ンプル時の位相である。
ゲート回路９は、演算部８からのデータに従って実際の
各相インバータ電圧ea，eb，ecのPWM波形を得、この電
圧に従ってインバータ１のスイッチ素子をオン・オフ制
御する。パルスパターン発生部10及びパターンデータ切
換部11は後に詳細に説明するように演算部８での演算に
必要なPWMパターンデータを与える。
各相インバータ電圧ea，eb，ecのPWM波形を得、この電
圧に従ってインバータ１のスイッチ素子をオン・オフ制
御する。パルスパターン発生部10及びパターンデータ切
換部11は後に詳細に説明するように演算部８での演算に
必要なPWMパターンデータを与える。
これら各部６〜11は、ディジタル処理を行ない、ゲート
回路９を除いた各部を例えばマイクロコンピュータにし
て必要な演算をプログラムに従って行なうことができ
る。このため、電流i1 α *，i1 β及び角周波数ωoの入力
にはサンプリングとアナログ−ディジタル変換したディ
ジタル量として取込む。
回路９を除いた各部を例えばマイクロコンピュータにし
て必要な演算をプログラムに従って行なうことができ
る。このため、電流i1 α *，i1 β及び角周波数ωoの入力
にはサンプリングとアナログ−ディジタル変換したディ
ジタル量として取込む。
すべり周波数演算回路12は磁束電流設定信号i1 α *と二
次電流指令i1 βとからすべり周波数ωsを求める。この
演算は次式（７） に従って行なわれる。ここで、τ2は二次インダクタン
スL2と二次抵抗r2の比L2／r2にされる。
次電流指令i1 βとからすべり周波数ωsを求める。この
演算は次式（７） に従って行なわれる。ここで、τ2は二次インダクタン
スL2と二次抵抗r2の比L2／r2にされる。
この演算回路12のすべり周波数ωs出力は加算器13で変
換器４の速度検出信号ωn出力と加算されて角周波数ωo
が求められる。なお、これら回路12,13も含めて各部６
〜11をディジタル処理する場合には変換器４はカウンタ
構成になるし増幅器５の演算もディジタル演算にし、4,
5,12側をマスタ側マイクロコンピュータとしてシーケン
ス制御、故障診断などの処理をさせる。
換器４の速度検出信号ωn出力と加算されて角周波数ωo
が求められる。なお、これら回路12,13も含めて各部６
〜11をディジタル処理する場合には変換器４はカウンタ
構成になるし増幅器５の演算もディジタル演算にし、4,
5,12側をマスタ側マイクロコンピュータとしてシーケン
ス制御、故障診断などの処理をさせる。
次に、三相電圧信号ea，eb，ecの演算処理を各部８〜11
を中心にして以下に詳細に説明する。
を中心にして以下に詳細に説明する。
パルスパターン発生部10は基準制御率としての制御率μ
＝１及び基準角周波数ωβでかつ正弦波に同期したPWM
波形パルスパターンデータθnを搬送波パルス数Ｐ（正
弦波半周期間）に応じて発生する。このパターン発生部
10は例えばROMで構成され、パルス数Ｐに応じたパター
ンデータをデータテーブルとしてその読出しをするよう
に構成される。パターンデータ切換部11は角周波数指令
ωoに応じてパターンデータθnを切換えて取出す。この
パターンデータ切換えは角周波数指令ωoの高低に応じ
て適当なパルス数Ｐを設定するためのものである。PWM
波形演算部８は切換部11を通して与えられるパターンデ
ータθnを制御率μ及びωoに応じて調整し、この調整し
たデータθx（＝μ・θn）をPWM波形形成のためのデー
タとして出力する。ここで、制御率μは電圧|E|のデー
タとインバータ１の直流電圧Edcを用いて次式で単位化
する。
＝１及び基準角周波数ωβでかつ正弦波に同期したPWM
波形パルスパターンデータθnを搬送波パルス数Ｐ（正
弦波半周期間）に応じて発生する。このパターン発生部
10は例えばROMで構成され、パルス数Ｐに応じたパター
ンデータをデータテーブルとしてその読出しをするよう
に構成される。パターンデータ切換部11は角周波数指令
ωoに応じてパターンデータθnを切換えて取出す。この
パターンデータ切換えは角周波数指令ωoの高低に応じ
て適当なパルス数Ｐを設定するためのものである。PWM
波形演算部８は切換部11を通して与えられるパターンデ
ータθnを制御率μ及びωoに応じて調整し、この調整し
たデータθx（＝μ・θn）をPWM波形形成のためのデー
タとして出力する。ここで、制御率μは電圧|E|のデー
タとインバータ１の直流電圧Edcを用いて次式で単位化
する。
パルスパターン発生部10における正弦波パルスパターン
及びその演算によるPWM波形データの抽出については、
第３図によって説明する。第３図は搬送波パルス数Ｐ＝
９の場合を示し、同図（ａ）に示すように基準角周波数
ωBの正弦波SINωBtの半周期に正負９個の搬送波として
の三角波Ｃを同期させたPWM波形は同図（ｂ）に示すよ
うになる。このPWM波形のパルスパターンデータとして
三角波Ｃの零点P1〜P18から正弦波と三角波Ｃの交点ま
での角度θn（ｎ＝１〜2P）を数値として記憶してお
く。この角度θnは搬送波パルス数Ｐ毎にグループ分け
して夫々テーブル化しておく。ここで、パルス数Ｐとし
ては完全同期式等パルス正弦波PWM方式とするためにＰ
＝6m＋３（ｍ＝0,1,2…,k）としてＫ種類のものとす
る。
及びその演算によるPWM波形データの抽出については、
第３図によって説明する。第３図は搬送波パルス数Ｐ＝
９の場合を示し、同図（ａ）に示すように基準角周波数
ωBの正弦波SINωBtの半周期に正負９個の搬送波として
の三角波Ｃを同期させたPWM波形は同図（ｂ）に示すよ
うになる。このPWM波形のパルスパターンデータとして
三角波Ｃの零点P1〜P18から正弦波と三角波Ｃの交点ま
での角度θn（ｎ＝１〜2P）を数値として記憶してお
く。この角度θnは搬送波パルス数Ｐ毎にグループ分け
して夫々テーブル化しておく。ここで、パルス数Ｐとし
ては完全同期式等パルス正弦波PWM方式とするためにＰ
＝6m＋３（ｍ＝0,1,2…,k）としてＫ種類のものとす
る。
上記パターンデータθnは実際に必要なパターンと異な
り、制御率μ及び三角波Ｃの頂点を起点とした角度Ｔθ
xとは異なるが、これは次の計算によって求められる。
制御率μによる角度θnの変化は該制御率μにほぼ比例
する角度θxとして求められる。
り、制御率μ及び三角波Ｃの頂点を起点とした角度Ｔθ
xとは異なるが、これは次の計算によって求められる。
制御率μによる角度θnの変化は該制御率μにほぼ比例
する角度θxとして求められる。
θx＝μ・θn ……（９） そして、Ｔθ xは三角波Ｃの周期θTとすると、次の表中
の式から求められる。
の式から求められる。
また、第３図から三角波の傾斜が正の場合に角度Ｔθ x
区間はハイレベル、傾斜が負の場合にはＴθ x区間がロ
ーレベルになると規定することで実際のPWM波形のパタ
ーンデータを得ることができる。
区間はハイレベル、傾斜が負の場合にはＴθ x区間がロ
ーレベルになると規定することで実際のPWM波形のパタ
ーンデータを得ることができる。
従って、制御率μ＝１のパターンデータθnを各パルス
Ｐの種類別にデータテーブル化しておき、切換部11によ
って角周波数ωoに応じたパルス数Ｐのデータθnを選択
し、演算部８によって制御率μに対する前記（９）式の
演算及び前記表に従った角度Ｔθ xへの変換演算（Ｔθ x
のハイレベルとローレベルの区別も含める）及びωoに
よる実時間データへの変換によって実際のPWM波形形成
のためのパターンデータを得ることができる。ωoによ
る実時間データへtxの変換は角度データＴθ xに対して の演算で求められる。
Ｐの種類別にデータテーブル化しておき、切換部11によ
って角周波数ωoに応じたパルス数Ｐのデータθnを選択
し、演算部８によって制御率μに対する前記（９）式の
演算及び前記表に従った角度Ｔθ xへの変換演算（Ｔθ x
のハイレベルとローレベルの区別も含める）及びωoに
よる実時間データへの変換によって実際のPWM波形形成
のためのパターンデータを得ることができる。ωoによ
る実時間データへtxの変換は角度データＴθ xに対して の演算で求められる。
なお、上述までは１相分のみのパターンデータについて
示すが、上記データをａ相のものθxaとすると、ｂ相,c
相のデータθxb，θxcは夫々が120°遅れた位相にある
ことから、θnについて120°分遅れた点のデータをピッ
クアップすることで求められるし、ｃ相は θxc＝−（θxa＋θxb） ……（11） から求めることもできる。
示すが、上記データをａ相のものθxaとすると、ｂ相,c
相のデータθxb，θxcは夫々が120°遅れた位相にある
ことから、θnについて120°分遅れた点のデータをピッ
クアップすることで求められるし、ｃ相は θxc＝−（θxa＋θxb） ……（11） から求めることもできる。
次に、ゲート回路９は第４図に示す構成にされる。同図
は演算部８としてのマイクロコンピュータ8Aとのバス結
合構成で示す。プログラマブルタイマ21はカウンタタイ
マT11と単安定マルチバイブレータT12で構成され、タイ
マT11にはバス8Bを介して三角波Ｃの周期θTの1/2に相
当する数値T/2がプリセットされ、この数値をクロックC
LKの周期を持ってカウントダウンすることで三角波Ｃの
半同期θT/2毎に１発のパルス出力を得、このパルスを
クロックCLKを持って同期した入力とするマルチバイブ
レータT12に三角波Ｃの半周期毎のタイミング信号t11を
得る。このタイミング信号t11は三角波Ｃの正負頂点の
タイミングに合わされる。
は演算部８としてのマイクロコンピュータ8Aとのバス結
合構成で示す。プログラマブルタイマ21はカウンタタイ
マT11と単安定マルチバイブレータT12で構成され、タイ
マT11にはバス8Bを介して三角波Ｃの周期θTの1/2に相
当する数値T/2がプリセットされ、この数値をクロックC
LKの周期を持ってカウントダウンすることで三角波Ｃの
半同期θT/2毎に１発のパルス出力を得、このパルスを
クロックCLKを持って同期した入力とするマルチバイブ
レータT12に三角波Ｃの半周期毎のタイミング信号t11を
得る。このタイミング信号t11は三角波Ｃの正負頂点の
タイミングに合わされる。
三角波傾斜状態ラッチ回路22は２つのＤ型フリップフロ
ップFF1，FF2の縦続接続にされ、フリップフロップFF1
にはコンピュータ8Aから三角波の傾斜状態データDo（傾
斜が正のとき“1",負のとき“0"）が書込み指令WRによ
って与えられ、フリップフロップFF2にはFF1のＱ出力が
タイマ21のタイミング信号t11で取込まれる。従って、
ラッチ回路22の出力D12は三角波Ｃの傾斜正期間と負期
間をハイレベルとローレベルに対応づけた信号になる。
ップFF1，FF2の縦続接続にされ、フリップフロップFF1
にはコンピュータ8Aから三角波の傾斜状態データDo（傾
斜が正のとき“1",負のとき“0"）が書込み指令WRによ
って与えられ、フリップフロップFF2にはFF1のＱ出力が
タイマ21のタイミング信号t11で取込まれる。従って、
ラッチ回路22の出力D12は三角波Ｃの傾斜正期間と負期
間をハイレベルとローレベルに対応づけた信号になる。
プログラマブルタイマ23は各相a,b,cに対応づけたカウ
ンタタイマT13，T14，T15（データラッチを含む）を有
し、コンピュータ8Aから各相毎に三角波頂点からの角度
Ｔθ xに相当するデータtx（前述の（10）式）がプリセ
ットされる。このプリセットは予めコンピュータからデ
ータラッチに与えるデータをタイミング信号t11でカウ
ンタに移すことで行なわれ、該プリセット値txをクロッ
クCLKで計数する期間だけ論理“1"の出力を得る。従っ
て、プログラマブルタイマ23は、三角波の頂点から正弦
波との交点までの時間幅の信号Ta，Tb，Tcを各相につい
て出力する。
ンタタイマT13，T14，T15（データラッチを含む）を有
し、コンピュータ8Aから各相毎に三角波頂点からの角度
Ｔθ xに相当するデータtx（前述の（10）式）がプリセ
ットされる。このプリセットは予めコンピュータからデ
ータラッチに与えるデータをタイミング信号t11でカウ
ンタに移すことで行なわれ、該プリセット値txをクロッ
クCLKで計数する期間だけ論理“1"の出力を得る。従っ
て、プログラマブルタイマ23は、三角波の頂点から正弦
波との交点までの時間幅の信号Ta，Tb，Tcを各相につい
て出力する。
これまでの制御手段とコンピュータ8Aとのデータ授受は
タイミング信号t11をコンピュータ8Aへの割込み信号INT
ROとして与えることで実行される。
タイミング信号t11をコンピュータ8Aへの割込み信号INT
ROとして与えることで実行される。
ロジック部24はラッチ回路22の出力D12とタイマ23の出
力Ta，Tb，Tcから各相a,b,cのPWM波形ea，eb，ecを形成
する。例えばａ相についてはタイマ23の出力Taとラッチ
回路22の出力D12との論理積をゲートG1で取ることで傾
斜正期間で三角波頂点から正弦波との交点までの幅を持
つ信号Ea+を得、インバータG2に得る出力Taの反転信号
と出力▲12▼との論理積をゲートG3で取ることで傾斜
負期間で三角波頂点から正弦波との交点までの幅を持つ
信号Ea-を得、これら両信号Ea+とEa-の論理和をゲートG
4で取ることでａ相PWM波形eaを得る。またゲートG5によ
ってeaの反転信号▲ ▼を得る。
力Ta，Tb，Tcから各相a,b,cのPWM波形ea，eb，ecを形成
する。例えばａ相についてはタイマ23の出力Taとラッチ
回路22の出力D12との論理積をゲートG1で取ることで傾
斜正期間で三角波頂点から正弦波との交点までの幅を持
つ信号Ea+を得、インバータG2に得る出力Taの反転信号
と出力▲12▼との論理積をゲートG3で取ることで傾斜
負期間で三角波頂点から正弦波との交点までの幅を持つ
信号Ea-を得、これら両信号Ea+とEa-の論理和をゲートG
4で取ることでａ相PWM波形eaを得る。またゲートG5によ
ってeaの反転信号▲ ▼を得る。
以上のとおり、ゲート回路９には三角波の半周期T/2毎
に各相実時間データTxを与えることで各相a,b,cのPWM波
形の電圧信号ea，eb，ecを得ることができ、信号ea，
eb，ecのエンベローブ周波数（インバータ運転周波数）
f0は になる。
に各相実時間データTxを与えることで各相a,b,cのPWM波
形の電圧信号ea，eb，ecを得ることができ、信号ea，
eb，ecのエンベローブ周波数（インバータ運転周波数）
f0は になる。
そして、パターンデータθnの呼出しをＰ＝９ではθ1，
θ2，θ3…θ18の順にするときを電動機２の正相回転方
向とすると、該呼出しを逆にθ18，θ17…θ2，θ1，θ
18とすることで電動機２を逆相回転させることができ
る。従って電動機の正逆回転切換えは演算部８における
データθnの呼出し方向を切換えることで容易に実現さ
れる。
θ2，θ3…θ18の順にするときを電動機２の正相回転方
向とすると、該呼出しを逆にθ18，θ17…θ2，θ1，θ
18とすることで電動機２を逆相回転させることができ
る。従って電動機の正逆回転切換えは演算部８における
データθnの呼出し方向を切換えることで容易に実現さ
れる。
次に、演算部８における周波数ω0変更伴う搬送波パル
ス数Ｐの切換えについてデータθnの呼出し処理を説明
する。パルス数Ｐの切換えに際し、切換前の呼出し番号
ｎに対して切換後の番号を同じ番号ｎ又はｎ±１とする
と切換前後のパルス数Ｐが変っていることから電圧信号
ea，eb，ecに大きな位相変化及びパルス幅変化が現わ
れ、これによってトルク変動が発生する。そこで、呼出
し番号ｎとして正弦波に対する切換前後の搬送波の位相
が近いものを求めることで位相変化を少なくすることが
考えられる。これは次式で決定される。
ス数Ｐの切換えについてデータθnの呼出し処理を説明
する。パルス数Ｐの切換えに際し、切換前の呼出し番号
ｎに対して切換後の番号を同じ番号ｎ又はｎ±１とする
と切換前後のパルス数Ｐが変っていることから電圧信号
ea，eb，ecに大きな位相変化及びパルス幅変化が現わ
れ、これによってトルク変動が発生する。そこで、呼出
し番号ｎとして正弦波に対する切換前後の搬送波の位相
が近いものを求めることで位相変化を少なくすることが
考えられる。これは次式で決定される。
ここで、Pnewは切換後のパルス数、Poldは切換前のパル
ス数、nnewはパルス数Pnewでの呼出し番号、noldはパル
ス数Poldでの呼出し番号である。例えばＰ＝15からＰ＝
９に切換える場合、夫々の三角波の呼出し番号P1〜
P18，（P1）〜（P30）と正弦波の関係を第５図に示すよ
うに、切換前のｎ＝５とすると上記（13）式からnnew＝
３となり、Ｐ＝15の５番目の位相（正弦波に対する）は
Ｐ＝９の３番目の位相に最も近い番号になる。この例で
はnnewが整数になるが、上記（13）式に端数が出る呼出
し番号での切換え時には位相差が現われ、この位相差が
遅れる方向にあると電動機には制動トルクになって速度
が下り、進み位相にあると加速トルクになってオーバシ
ュートを伴う速度制御になる。但し、電動機のGD2が大
きければ多少の位相差は問題ないが、ベクトル制御で正
確なトルク制御の必要な用途には適さないことになる。
ス数、nnewはパルス数Pnewでの呼出し番号、noldはパル
ス数Poldでの呼出し番号である。例えばＰ＝15からＰ＝
９に切換える場合、夫々の三角波の呼出し番号P1〜
P18，（P1）〜（P30）と正弦波の関係を第５図に示すよ
うに、切換前のｎ＝５とすると上記（13）式からnnew＝
３となり、Ｐ＝15の５番目の位相（正弦波に対する）は
Ｐ＝９の３番目の位相に最も近い番号になる。この例で
はnnewが整数になるが、上記（13）式に端数が出る呼出
し番号での切換え時には位相差が現われ、この位相差が
遅れる方向にあると電動機には制動トルクになって速度
が下り、進み位相にあると加速トルクになってオーバシ
ュートを伴う速度制御になる。但し、電動機のGD2が大
きければ多少の位相差は問題ないが、ベクトル制御で正
確なトルク制御の必要な用途には適さないことになる。
このようなことから、本発明では位相差零になるパルス
数切換方法を提案するものである。これを以下に説明す
る。
数切換方法を提案するものである。これを以下に説明す
る。
前述の（13）式によるｎの設定で現われる位相差分Δxp
の補正のために、タイマ21のセット値T/2（θr/2）及び
タイマ23のセット値Tx（Ｔθ x）を切換時最初の１回の
みΔxp分だけ補正してセットする。このΔxpの算出は、
演算によって求めることができるが、呼出し番号ｎが決
まれば一義的に決定されるため、パターンデータθnに
付属のデータとして予め付加しておくことでデータθn
の呼出し時に同時に読出すことができる。
の補正のために、タイマ21のセット値T/2（θr/2）及び
タイマ23のセット値Tx（Ｔθ x）を切換時最初の１回の
みΔxp分だけ補正してセットする。このΔxpの算出は、
演算によって求めることができるが、呼出し番号ｎが決
まれば一義的に決定されるため、パターンデータθnに
付属のデータとして予め付加しておくことでデータθn
の呼出し時に同時に読出すことができる。
第６図はΔxpの補正による切換状態を示し、Ｐ＝９とＰ
＝15間のパルス数切換えにＰ＝15の頂点ａからＰ＝９の
頂点ｂまでの差分Δxpを頂点ｂでのタイマセット値を補
正することで位相差を無くしたPWM波形を得ることがで
きる。このときのタイマ21,23のセット時間は次式のよ
うになる。
＝15間のパルス数切換えにＰ＝15の頂点ａからＰ＝９の
頂点ｂまでの差分Δxpを頂点ｂでのタイマセット値を補
正することで位相差を無くしたPWM波形を得ることがで
きる。このときのタイマ21,23のセット時間は次式のよ
うになる。
また、演算部８を中心とする制御フローはマイクロコン
ピューク構成では第７図に示すようになる。
ピューク構成では第７図に示すようになる。
なお、実施例では非干渉ベクトル制御装置で説明する
が、本発明は通常のPWMインバータに適用して同等の作
用効果を得ることができるのは勿論である。
が、本発明は通常のPWMインバータに適用して同等の作
用効果を得ることができるのは勿論である。
（発明の効果） 以上のとおり、本発明によれば、搬送波パルス数切換え
に両搬送波の位相差分Δxpを補正するため、パルス数切
換えによる位相変化を無くしてトルクショックのない広
範囲の高精度可変速PWM制御が可能となる。特に、両搬
送波パルスの位相一致点を待つことなく位相不一致のタ
イミングで直ちに切換え可能となり、低速運転時にも位
相変化のない迅速なパルス数切換えが可能となる。構成
上はパターンデータに位相差分Δxpのデータを付加して
おき、演算処理に該データΔxpを使って切換える処理を
追加するのみで済む。
に両搬送波の位相差分Δxpを補正するため、パルス数切
換えによる位相変化を無くしてトルクショックのない広
範囲の高精度可変速PWM制御が可能となる。特に、両搬
送波パルスの位相一致点を待つことなく位相不一致のタ
イミングで直ちに切換え可能となり、低速運転時にも位
相変化のない迅速なパルス数切換えが可能となる。構成
上はパターンデータに位相差分Δxpのデータを付加して
おき、演算処理に該データΔxpを使って切換える処理を
追加するのみで済む。
第１図は本発明の一実施例を示す非干渉ベクトル制御装
置を示すブロック図、第２図は第１図における極座標変
換処理を説明するためのベクトル図、第３図は本発明に
おけるパルスパターンデータを示す図、第４図は第１図
におけるゲート回路９の回路図、第５図及び第６図はパ
ルス数切換えの動作説明のための波形図、第７図は演算
部８を中心とする制御フローチャートである。 １……電圧形インバータ、２……誘導電動機、３……パ
ルスピックアップ、６……非干渉演算部、７……座標変
換部、８……PWM波形演算部、９……ゲート回路、10…
…パルスパターン発生部、11……パターンデータ切換
部。
置を示すブロック図、第２図は第１図における極座標変
換処理を説明するためのベクトル図、第３図は本発明に
おけるパルスパターンデータを示す図、第４図は第１図
におけるゲート回路９の回路図、第５図及び第６図はパ
ルス数切換えの動作説明のための波形図、第７図は演算
部８を中心とする制御フローチャートである。 １……電圧形インバータ、２……誘導電動機、３……パ
ルスピックアップ、６……非干渉演算部、７……座標変
換部、８……PWM波形演算部、９……ゲート回路、10…
…パルスパターン発生部、11……パターンデータ切換
部。
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者 五十嵐 誠 東京都品川区大崎２丁目１番17号 株式会 社明電舎内 (56)参考文献 特開 昭57−132772（ＪＰ，Ａ) 特開 昭58−195473（ＪＰ，Ａ)
Claims (1)
- 【請求項１】角周波数指令ωoに応じて搬送波パルス数
を切り換えて正弦波PWM波形のインバータ電圧信号を得
るPWMインバータの制御装置において、 搬送波である三角波と正弦波の振幅が同じになる基準制
御率及びPWMインバータの基準角周波数のPWM波形に対応
し、正弦波に同期した三角波の零点から該正弦波の交点
までの角度を値とするPWM波形パルスパターンデータθn
を三角波のパルス数Ｐの種類別に発生するパルスパター
ン発生部（10）と、 前記角周波数指令ωoに応じたパルス数の前記パターン
データθnを前記パルスパターン発生部から取り出すパ
ターンデータ切換部（11）と、 前記パターンデータ切換部より取り出された前記パター
ンデータθnを呼出し番号ｎを指定して呼出すととも
に、該呼出したパターンデータθnをPWMインバータの三
角波に対する正弦波の振幅比になる制御率μに応じて調
整したパターンデータθxを求め、このパターンデータ
θxから前記三角波の頂点から前記正弦波の交点までの
角度Ｔθ xを求め、この角度Ｔθ xを角周波数指令ωoに
基づき実時間データtxに変換するPWM波形演算部（８）
と、 前記三角波の半周期毎のタイミング信号t11から三角波
の傾斜が正となる期間と負となる期間の信号D12、D12を
求めると共に該タイミング信号t11に同期して前記実時
間データtxの幅を持つパルスを各相毎に得、このパルス
と信号D12、D12とによって各相のPWM波形信号ea，eb，e
cを得るゲート回路（９）とを備え、 前記PWM波形演算部は、三角波のパルス数Ｐの切り換え
に際し、前記パルスパターンデータθnの新たな呼び出
し番号nnewを次式 但し、Pnewは切換後のパルス数、 Poldは切換前のパルス数、 nnewはパルス数Pnewでの呼び出し番号、 noldはパルス数Poldでの呼び出し番号。 に従って切り換え、かつ該呼び出し番号nnewの端数に相
当する切換前後の三角波の位相差分ΔXpで前記ゲート回
路へのタイミング信号t11及び実時間データtxを初回だ
け補正する手段を備えたことを特徴とするPWMインバー
タのパルス数切換装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP59044377A JPH0775472B2 (ja) | 1984-03-08 | 1984-03-08 | Ｐｗｍインバータのパルス数切換装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP59044377A JPH0775472B2 (ja) | 1984-03-08 | 1984-03-08 | Ｐｗｍインバータのパルス数切換装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS60190168A JPS60190168A (ja) | 1985-09-27 |
| JPH0775472B2 true JPH0775472B2 (ja) | 1995-08-09 |
Family
ID=12689809
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP59044377A Expired - Fee Related JPH0775472B2 (ja) | 1984-03-08 | 1984-03-08 | Ｐｗｍインバータのパルス数切換装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH0775472B2 (ja) |
Families Citing this family (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2547560Y2 (ja) * | 1991-10-14 | 1997-09-10 | 北光電子株式会社 | 雑音防止素子 |
Family Cites Families (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS57132772A (en) * | 1981-02-05 | 1982-08-17 | Hitachi Ltd | Pulse switching controlling method for pulse width modulation type inverter |
-
1984
- 1984-03-08 JP JP59044377A patent/JPH0775472B2/ja not_active Expired - Fee Related
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS60190168A (ja) | 1985-09-27 |
Similar Documents
| Publication | Publication Date | Title |
|---|---|---|
| KR940001571B1 (ko) | 디지탈 pwm 펄스 발생기 | |
| US6005365A (en) | Motor control apparatus | |
| KR920004734B1 (ko) | 유도기의 제어장치 | |
| JPH05292753A (ja) | Ｐｗｍインバータの電流検出方法 | |
| JPH07108095B2 (ja) | インバータ装置及びその制御方法 | |
| JPH0793823B2 (ja) | 電圧形インバータのｐｗｍ制御装置 | |
| JPH09121558A (ja) | モータ駆動制御装置 | |
| JP3634222B2 (ja) | Ｐｗｍパルスの発生方法 | |
| JPH0775472B2 (ja) | Ｐｗｍインバータのパルス数切換装置 | |
| JPH0775473B2 (ja) | Ｐｗｍインバータのパルス数切換装置 | |
| JP3700540B2 (ja) | 電動機の駆動制御装置 | |
| JPH0732620B2 (ja) | 誘導電動機の非干渉ベクトル制御装置 | |
| JPH06335277A (ja) | 交流電動機の制御装置 | |
| JP2943323B2 (ja) | Ｐｗｍインバータの出力電流検出方法 | |
| JP2644750B2 (ja) | 電圧形インバータの制御方法 | |
| JPS58198165A (ja) | Ｐｗｍ変換器の電流検出方法 | |
| JPH0775474B2 (ja) | 正弦波ｐｗｍ波形発生装置 | |
| JPS6330236Y2 (ja) | ||
| JPH07123800A (ja) | 誘導電動機のベクトル制御方式 | |
| JP2679307B2 (ja) | Ｐｗｍパルス発生方法 | |
| JP2780492B2 (ja) | Ｐｗｍ方式電圧形インバータ | |
| JP2668050B2 (ja) | 交流サーボモータの制御装置 | |
| JPH0759157B2 (ja) | 誘導電動機のベクトル制御装置 | |
| JPH0777519B2 (ja) | Ｐｗｍ制御インバータの制御方法 | |
| CN116470803A (zh) | 一种无刷直流电机的换相方法及系统 |
Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| LAPS | Cancellation because of no payment of annual fees |