JPH0775474B2 - 正弦波ｐｗｍ波形発生装置 - Google Patents
正弦波ｐｗｍ波形発生装置Info
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- JPH0775474B2 JPH0775474B2 JP59044380A JP4438084A JPH0775474B2 JP H0775474 B2 JPH0775474 B2 JP H0775474B2 JP 59044380 A JP59044380 A JP 59044380A JP 4438084 A JP4438084 A JP 4438084A JP H0775474 B2 JPH0775474 B2 JP H0775474B2
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- H02M7/53873—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only, e.g. single switched pulse inverters in a bridge configuration with automatic control of output voltage or current with digital control
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Description
【発明の詳細な説明】 （技術分野） 本発明は、インバータの正弦波PWM（パルス幅変調）方
式制御装置に係わり、特にデイジタル制御による正弦波
PWM波形発生装置に関する。
式制御装置に係わり、特にデイジタル制御による正弦波
PWM波形発生装置に関する。
（従来技術と問題点） 従来から正弦波PWM波形は第１図に示すようなアナログ
方式により作成されている。角周波数指令ω０に比例し
た周波数で一定振幅の正弦波信号を正弦波発振器１に得
ると共に、信号ω０に比例し正弦波のｎ倍周波数の三角
波（搬送波）信号を三角波発振器２に得、制御率（出力
電圧）指令μ（μ≦１）を正弦波信号に乗算する乗算器
３の出力と三角波信号との振幅比較するコンパレータ４
の出力に正弦波PWM波形を得る。この従来方式ではコン
パレータ４によつてアナログの三角波と正弦波を比較し
てパルス幅が決定されるため、該コンパレータを構成す
るアンプのオフセツト等の影響によつて制御率μの低い
領域では電圧誤差が大きくなる。また、極低周波の指令
ω０に対して正弦波発振器１に精度良い正弦波を発生す
るのが難しくなるし大型高価な回路要素を必要とする。
方式により作成されている。角周波数指令ω０に比例し
た周波数で一定振幅の正弦波信号を正弦波発振器１に得
ると共に、信号ω０に比例し正弦波のｎ倍周波数の三角
波（搬送波）信号を三角波発振器２に得、制御率（出力
電圧）指令μ（μ≦１）を正弦波信号に乗算する乗算器
３の出力と三角波信号との振幅比較するコンパレータ４
の出力に正弦波PWM波形を得る。この従来方式ではコン
パレータ４によつてアナログの三角波と正弦波を比較し
てパルス幅が決定されるため、該コンパレータを構成す
るアンプのオフセツト等の影響によつて制御率μの低い
領域では電圧誤差が大きくなる。また、極低周波の指令
ω０に対して正弦波発振器１に精度良い正弦波を発生す
るのが難しくなるし大型高価な回路要素を必要とする。
（発明の目的） 本発明の目的は、高範囲の周波数，制御率に渡つて高精
度の正弦波PWM波形を得ることができしかも比較的低コ
ストの構成になる正弦波PWM波形発生装置を提供するに
ある。
度の正弦波PWM波形を得ることができしかも比較的低コ
ストの構成になる正弦波PWM波形発生装置を提供するに
ある。
（発明の概要） 本発明は正弦波PWM波形のパターンデータをデイジタル
量として予めデータ確保しておき、制御率及び角周波数
指令に応じて該データをデイジタル的に調整し、この調
整データからデイジタル化したゲート回路によつて正弦
波PWM波形のインバータ電圧信号を得ることを特徴とす
る。
量として予めデータ確保しておき、制御率及び角周波数
指令に応じて該データをデイジタル的に調整し、この調
整データからデイジタル化したゲート回路によつて正弦
波PWM波形のインバータ電圧信号を得ることを特徴とす
る。
（実施例） 第２図は本発明の一実施例を示すブロック図である。パ
ルスパターン発生手段５は基準制御率としての制御率μ
＝１及び基準角周波数ωＢでかつ正弦波に同期したPWM
波形パルスパターンデータθｎを搬送波パルス数Ｐに応
じて発生する。この手段５は例えばROMで構成され、パ
ルス数Ｐに応じたパターンデータθｎをデータテーブル
としてその読出しをするように構成される。パターンデ
ータ切換手段６は角周波数指令ω０に応じてパターンデ
ータθｎを切換えて取出す。このパターンデータ切換え
は角周波数指令ω０の高低に応じて適当なパルス数Ｐを
設定するためのものである。PWM波形演算回路７は切換
手段６を通して与えられるパターンデータθｎを制御率
μ及びω０に応じて調整し、この調整したデータθ
ｘ（＝μ・θｎ）をPWM波形形成のためのデータとして
出力する。この演算回路７は例えば手段5,6と共にマイ
クロコンピユータ化して実現される。ゲート回路８は演
算回路７からのデータに従つて各相a,b,cのPWM波形電圧
信号ea,eb,ecを得る。電圧形インバータ９は電圧信号
ea,eb,ecに従つて誘導電動機10にPWM波形の一次電圧を
供給する。以下、各部５〜８を具体的に説明する。
ルスパターン発生手段５は基準制御率としての制御率μ
＝１及び基準角周波数ωＢでかつ正弦波に同期したPWM
波形パルスパターンデータθｎを搬送波パルス数Ｐに応
じて発生する。この手段５は例えばROMで構成され、パ
ルス数Ｐに応じたパターンデータθｎをデータテーブル
としてその読出しをするように構成される。パターンデ
ータ切換手段６は角周波数指令ω０に応じてパターンデ
ータθｎを切換えて取出す。このパターンデータ切換え
は角周波数指令ω０の高低に応じて適当なパルス数Ｐを
設定するためのものである。PWM波形演算回路７は切換
手段６を通して与えられるパターンデータθｎを制御率
μ及びω０に応じて調整し、この調整したデータθ
ｘ（＝μ・θｎ）をPWM波形形成のためのデータとして
出力する。この演算回路７は例えば手段5,6と共にマイ
クロコンピユータ化して実現される。ゲート回路８は演
算回路７からのデータに従つて各相a,b,cのPWM波形電圧
信号ea,eb,ecを得る。電圧形インバータ９は電圧信号
ea,eb,ecに従つて誘導電動機10にPWM波形の一次電圧を
供給する。以下、各部５〜８を具体的に説明する。
パルスパターン発生手段５における正弦波パルスパター
ン及びその演算によるPWM波形データの抽出について
は、第３図によつて説明する。第３図は搬送波パルス数
Ｐ＝９の場合を示し、同図（ａ）に示すように基準角周
波数ωＢの正弦波SINωＢｔの半周期に正負９個の搬送
波としての三角波Ｃを同期させたPWM波形は同図（ｂ）
に示すようになる。このPWM波形のパルスパターンデー
タとして三角波Ｃの零点P1〜P1gから正弦波と三角波Ｃ
の交点までの角度θｎ（ｎ＝１〜2P）を数値として記憶
しておく。この角度θｎは搬送波パルス数Ｐ毎にグルー
プ分けして夫々テーブル化しておく。ここで、パルス数
Ｐとしては完全同期式等パルス正弦波PWM方式とするた
めにＰ＝6m＋３（ｍ＝0,1,2……,K）としてＫ種類のも
のとする。
ン及びその演算によるPWM波形データの抽出について
は、第３図によつて説明する。第３図は搬送波パルス数
Ｐ＝９の場合を示し、同図（ａ）に示すように基準角周
波数ωＢの正弦波SINωＢｔの半周期に正負９個の搬送
波としての三角波Ｃを同期させたPWM波形は同図（ｂ）
に示すようになる。このPWM波形のパルスパターンデー
タとして三角波Ｃの零点P1〜P1gから正弦波と三角波Ｃ
の交点までの角度θｎ（ｎ＝１〜2P）を数値として記憶
しておく。この角度θｎは搬送波パルス数Ｐ毎にグルー
プ分けして夫々テーブル化しておく。ここで、パルス数
Ｐとしては完全同期式等パルス正弦波PWM方式とするた
めにＰ＝6m＋３（ｍ＝0,1,2……,K）としてＫ種類のも
のとする。
上記パターンデータθｎは実際に必要なパターンと異な
り、制御率μ及び三角波Ｃの頂点を起点とした角度Ｔθ
ｘとは異なるが、これは次の計算によつて求められる。
制御率μによる角度θｎの変化は該制御率μにほぼ比例
する角度θｘとして求められる。
り、制御率μ及び三角波Ｃの頂点を起点とした角度Ｔθ
ｘとは異なるが、これは次の計算によつて求められる。
制御率μによる角度θｎの変化は該制御率μにほぼ比例
する角度θｘとして求められる。
θｘ＝μ・θｎ ……（１） そして、Ｔθｘは三角波Ｃの周期θＴとすると、次の表
中の式から求められる。
中の式から求められる。
また、第３図から三角波の傾斜が正の場合に角度Ｔθｘ
区間はハイレベル、傾斜が負の場合にはＴθｘ 区間
がローレベルになると規定することで実際のPWM波形の
パターンデータを得ることができる。
区間はハイレベル、傾斜が負の場合にはＴθｘ 区間
がローレベルになると規定することで実際のPWM波形の
パターンデータを得ることができる。
従つて、制御率μ＝１のパターンデータθｎを各パルス
Ｐの種類別にデータテーブル化しておき、切換手段６に
よつて角周波数ω０に応じたパルス数Ｐのデータθｎを
選択し、演算回路７によつて制御率μに対する前記式の
演算及び前記表に従つた角度Ｔθｘへの変換演算（Ｔθ
ｘのハイレベルとローレベルの区別も含める）及びω０
による実時間データへの変換によつて実際のPWM波形形
成のためのパターンデータを得ることができる。ω０に
よる実時間データtxへの変換は角度データＴθｘに対し
て の演算で求められる。
Ｐの種類別にデータテーブル化しておき、切換手段６に
よつて角周波数ω０に応じたパルス数Ｐのデータθｎを
選択し、演算回路７によつて制御率μに対する前記式の
演算及び前記表に従つた角度Ｔθｘへの変換演算（Ｔθ
ｘのハイレベルとローレベルの区別も含める）及びω０
による実時間データへの変換によつて実際のPWM波形形
成のためのパターンデータを得ることができる。ω０に
よる実時間データtxへの変換は角度データＴθｘに対し
て の演算で求められる。
なお、上述までは１相分のみのパターンデータについて
示すが、上記データをａ相のものθxaとすると、ｂ相,c
相のデータθxb，θxcは夫々が120°遅れた位相にある
ことから、θｎについて120°分遅れた点のデータをピ
ツクアツプすることで求められるし、ｃ相は θxc＝−（θxa＋θxb） ……（３） から求めることもできる。
示すが、上記データをａ相のものθxaとすると、ｂ相,c
相のデータθxb，θxcは夫々が120°遅れた位相にある
ことから、θｎについて120°分遅れた点のデータをピ
ツクアツプすることで求められるし、ｃ相は θxc＝−（θxa＋θxb） ……（３） から求めることもできる。
次に、ゲート回路８は第４図に示す構成にされる。同図
は演算回路７としてのマイクロコンピュータ7Aとのバス
結合構成で示す。プログラマブルタイマ11はカウンタタ
イマT11と単安定マルチバイブレータT12で構成され、タ
イマT11にはバス7Bを介して三角波Ｃの周期θＴの1/2に
相当する数値T/2がプリセツトされ、この数値をクロツ
クCLKの周期を持つてカウントダウンすることで三角波
Ｃの半周期θＴ/2毎に１発のパルス出力を得、このパル
スをクロツクCLKを持つて同期した入力とするマルチバ
イブレータT12に三角波Ｃの半周期毎のタイミング信号t
11を得る。このタイミング信号t11は第５図に示すよう
に、三角波Ｃの正負頂点のタイミングに合わされる。
は演算回路７としてのマイクロコンピュータ7Aとのバス
結合構成で示す。プログラマブルタイマ11はカウンタタ
イマT11と単安定マルチバイブレータT12で構成され、タ
イマT11にはバス7Bを介して三角波Ｃの周期θＴの1/2に
相当する数値T/2がプリセツトされ、この数値をクロツ
クCLKの周期を持つてカウントダウンすることで三角波
Ｃの半周期θＴ/2毎に１発のパルス出力を得、このパル
スをクロツクCLKを持つて同期した入力とするマルチバ
イブレータT12に三角波Ｃの半周期毎のタイミング信号t
11を得る。このタイミング信号t11は第５図に示すよう
に、三角波Ｃの正負頂点のタイミングに合わされる。
三角波傾斜状態ラツチ回路12は、２つのＤ型フリツプフ
ロツプFF1，FF2の縦続接続にされ、フリツプフロツプFF
1にはコンピユータ7Aから三角波の傾斜状態データD
o（傾斜が正のとき“1",負のとき“0"）が書込み指令WR
によつて与えられ、フリツプフロツプFF2にはFF1のＱ出
力がタイマ11のタイミング信号t11で取込まれる。従つ
て、ラツチ回路12の出力D12は第５図に示すように三角
波Ｃの傾斜正期間と負期間をハイレベルとローレベルに
対応づけた信号になる。
ロツプFF1，FF2の縦続接続にされ、フリツプフロツプFF
1にはコンピユータ7Aから三角波の傾斜状態データD
o（傾斜が正のとき“1",負のとき“0"）が書込み指令WR
によつて与えられ、フリツプフロツプFF2にはFF1のＱ出
力がタイマ11のタイミング信号t11で取込まれる。従つ
て、ラツチ回路12の出力D12は第５図に示すように三角
波Ｃの傾斜正期間と負期間をハイレベルとローレベルに
対応づけた信号になる。
プログラマブルタイマ13は各相a,b,cに対応づけたカウ
ンタタイマT13，T14，T15（データラツチを含む）を有
し、コンピュータ7Aから各相毎に三角波頂点からの角度
Ｔθｘに相当するデータtx（前述の（２）式）がプリセ
ツトされる。このプリセツトは予めコンピュータからデ
ータラツチに与えるデータをタイミング信号t11でカウ
ンタに移すことで行なわれ、該プリセツト値txをクロツ
クCLKで計数する期間だけ論理“1"の出力を得る。第５
図にはタイマ13のａ相用出力Taを示す。従つて、プログ
ラマブルタイマ13は、三角波の頂点から正弦波との交点
までの時間幅の信号Ta,Tb,Tcを各相について出力する。
ンタタイマT13，T14，T15（データラツチを含む）を有
し、コンピュータ7Aから各相毎に三角波頂点からの角度
Ｔθｘに相当するデータtx（前述の（２）式）がプリセ
ツトされる。このプリセツトは予めコンピュータからデ
ータラツチに与えるデータをタイミング信号t11でカウ
ンタに移すことで行なわれ、該プリセツト値txをクロツ
クCLKで計数する期間だけ論理“1"の出力を得る。第５
図にはタイマ13のａ相用出力Taを示す。従つて、プログ
ラマブルタイマ13は、三角波の頂点から正弦波との交点
までの時間幅の信号Ta,Tb,Tcを各相について出力する。
これまでの制御手段とコンピュータ7Aとのデータ授受は
タイミング信号t11をコンピュータ7Aへの割込み信号INT
RO として与えることで実行される。
タイミング信号t11をコンピュータ7Aへの割込み信号INT
RO として与えることで実行される。
ロジツク部14はラツチ回路12の出力D12とタイマ13の出
力Ta、Tb,Tcから各相a,b,cのPWM波形ea，eb，ecを形成
する。例えばａ相については第５図を参照して説明する
と、タイマ13の出力Taとラツチ回路12の出力D12との論
理積をゲートG1で取ることで傾斜正期間で三角波頂点か
ら正弦波との交点までの幅を持つ信号Ea+を得、インバ
ータG2に得る出力Taの反転信号と出力▲▼との論
理積をゲートG3で取ることで傾斜負期間で三角波頂点か
ら正弦波との交点までの幅を持つ信号Ea-を得、これら
両信号Ea+とEa-の論理和をゲートG4で取ることでａ相PW
M波形eaを得る。またゲートG5によつてeaの反転信号▲
▼を得る。即ち、ａ相については論理式で表わす
と、次の式になる。
力Ta、Tb,Tcから各相a,b,cのPWM波形ea，eb，ecを形成
する。例えばａ相については第５図を参照して説明する
と、タイマ13の出力Taとラツチ回路12の出力D12との論
理積をゲートG1で取ることで傾斜正期間で三角波頂点か
ら正弦波との交点までの幅を持つ信号Ea+を得、インバ
ータG2に得る出力Taの反転信号と出力▲▼との論
理積をゲートG3で取ることで傾斜負期間で三角波頂点か
ら正弦波との交点までの幅を持つ信号Ea-を得、これら
両信号Ea+とEa-の論理和をゲートG4で取ることでａ相PW
M波形eaを得る。またゲートG5によつてeaの反転信号▲
▼を得る。即ち、ａ相については論理式で表わす
と、次の式になる。
同様に、ｂ相,c相については次の式になる。
以上のとおり、ゲート回路８には三角波の半周期T/2毎
に各相実時間データTxを与えることで各相a,b,cのPWM波
形の電圧信号ea,eb,ec得ることができ、信号ea,eb,ecの
エンベローブ周波数（インバータ運転周波数）foは になる。
に各相実時間データTxを与えることで各相a,b,cのPWM波
形の電圧信号ea,eb,ec得ることができ、信号ea,eb,ecの
エンベローブ周波数（インバータ運転周波数）foは になる。
そして、パターンデータθｎの呼出しをＰ＝９では
θ１，θ２，θ３……θ1gの順にするときを電動機の正
相回転方向とすると、該呼出しを逆にθ1g，θ17……θ
２，θ１，θ1g することで電動機を逆相回転させるこ
とができる。従つて電動機の正逆回転切換えは演算回路
７におけるデータθｎの呼出し方向を切換えることで容
易に実現され、例えば第５図でθ３の時点で正逆切換え
には呼出しを次のようにθ３の呼出し時点から逆方向に
呼出すことで行なわれる。
θ１，θ２，θ３……θ1gの順にするときを電動機の正
相回転方向とすると、該呼出しを逆にθ1g，θ17……θ
２，θ１，θ1g することで電動機を逆相回転させるこ
とができる。従つて電動機の正逆回転切換えは演算回路
７におけるデータθｎの呼出し方向を切換えることで容
易に実現され、例えば第５図でθ３の時点で正逆切換え
には呼出しを次のようにθ３の呼出し時点から逆方向に
呼出すことで行なわれる。
θ１→θ２→θ３→θ２→θ１→θ1g 即ち、データθｎの呼出しに前回のｎがnoldとすると、 ｎ＝nold＋１ ……（８） でｎを設定すれば正転になるし、 ｎ＝nold−１ ……（９） で逆転になる。
次に、演算回路７における周波数ω０変更に伴う搬送波
パルス数Ｐの切換えについて、データθｎの呼出し処理
を説明する。本実施例では完全周期式等パルス正弦波PW
M方式とするため、一次周波数指令ω０の全範囲で搬送
波Ｃの周波数（パルス数Ｐ）をほぼ一定の割合にするた
めにパルス数Ｐを切換える。このパルス数Ｐの切換えに
際し、切換前の呼出し番号ｎに対して切換後の番号を同
じ番号ｎ又はｎ＋１（正転時）又はｎ−１（逆転時）と
すると、切換前後のパルス数Ｐが変つていることから電
圧信号ea、eb,ecに大きな位相変化及びパルス幅変化が現
われ、これによりトルクリツプル等が発生する場合があ
る。この不都合を無くすために、演算回路７は切換え時
に呼出し番号ｎには次式の演算結果から決定する。
パルス数Ｐの切換えについて、データθｎの呼出し処理
を説明する。本実施例では完全周期式等パルス正弦波PW
M方式とするため、一次周波数指令ω０の全範囲で搬送
波Ｃの周波数（パルス数Ｐ）をほぼ一定の割合にするた
めにパルス数Ｐを切換える。このパルス数Ｐの切換えに
際し、切換前の呼出し番号ｎに対して切換後の番号を同
じ番号ｎ又はｎ＋１（正転時）又はｎ−１（逆転時）と
すると、切換前後のパルス数Ｐが変つていることから電
圧信号ea、eb,ecに大きな位相変化及びパルス幅変化が現
われ、これによりトルクリツプル等が発生する場合があ
る。この不都合を無くすために、演算回路７は切換え時
に呼出し番号ｎには次式の演算結果から決定する。
ここで、Pnewは切換後のパルス数、Poldは切換前のパル
ス数、nnewはパルス数Pnewでの呼出し番号、noldはパル
ス数Poldでの呼出し番号である。また、（10）式中、P
new／Poldでの端数は少数点以下で四捨五入する。
ス数、nnewはパルス数Pnewでの呼出し番号、noldはパル
ス数Poldでの呼出し番号である。また、（10）式中、P
new／Poldでの端数は少数点以下で四捨五入する。
こうした演算により、切換えに伴う位相変化を最小にす
ることができる。例えば、Ｐ＝15からＰ＝９に切換える
場合、夫々の三角波の呼出し番号P1〜P1g，P1〜P30と正
弦波の関係を第６図に示すように、切換前のｎ＝５とす
ると、前述の（10）式から となり、Ｐ＝15の５番目の位相（正弦波に対する）はＰ
＝９の３番目の位相に最も近い番号になる。この場合、
パターンデータθｎの呼出し順は正転の場合では のようになる。
ることができる。例えば、Ｐ＝15からＰ＝９に切換える
場合、夫々の三角波の呼出し番号P1〜P1g，P1〜P30と正
弦波の関係を第６図に示すように、切換前のｎ＝５とす
ると、前述の（10）式から となり、Ｐ＝15の５番目の位相（正弦波に対する）はＰ
＝９の３番目の位相に最も近い番号になる。この場合、
パターンデータθｎの呼出し順は正転の場合では のようになる。
以上までの制御態様から、演算回路７を中心とする制御
フローはマイクロコンピュータ構成では第７図に示すよ
うになる。
フローはマイクロコンピュータ構成では第７図に示すよ
うになる。
（発明の効果） 以上のとおり、本発明によれば、制御率μ及び角周波数
ω０の指令値からPWM波形を得るのに、基準周波数ωＢ
に対するPWM波形パターンデータをテーブル化してROM等
のパターン発生器に記憶しておき、このパターン発生器
から得るパターンデータを制御率μ、角周波数に応じた
演算をすることで所期のPWM波形データを得るため、演
算処理を簡単にしながら高精度高速度のPWM制御を可能
にする。また、同期式等パルスPWM方式でパルス数Ｐを
角周波数ω０に応じて切換えるのに、パターンデータを
各パルス数に応じて用意しておき、そのパターン切換え
でしかも位相変化の少ない切換えを可能にして広い範囲
に渡る低トルクリツプル、高精度の可変速制御を容易に
する。また、正逆転制御にはテーブルデータの呼出し順
の切換えで済み、連続的にしかも容易に正逆転制御を可
能にし四象現運転を可能にする。また、パルス数切換え
に位相変化が少なくなり、トルクリツプル等を抑制でき
る。
ω０の指令値からPWM波形を得るのに、基準周波数ωＢ
に対するPWM波形パターンデータをテーブル化してROM等
のパターン発生器に記憶しておき、このパターン発生器
から得るパターンデータを制御率μ、角周波数に応じた
演算をすることで所期のPWM波形データを得るため、演
算処理を簡単にしながら高精度高速度のPWM制御を可能
にする。また、同期式等パルスPWM方式でパルス数Ｐを
角周波数ω０に応じて切換えるのに、パターンデータを
各パルス数に応じて用意しておき、そのパターン切換え
でしかも位相変化の少ない切換えを可能にして広い範囲
に渡る低トルクリツプル、高精度の可変速制御を容易に
する。また、正逆転制御にはテーブルデータの呼出し順
の切換えで済み、連続的にしかも容易に正逆転制御を可
能にし四象現運転を可能にする。また、パルス数切換え
に位相変化が少なくなり、トルクリツプル等を抑制でき
る。
第１図は従来の正弦波PWM波形発生装置の概略図、第２
図は本発明の一実施例を示すブロック図、第３図は本発
明におけるパルスパターンデータを示す波形図、第４図
は第２図におけるゲート回路８の一実施例を示す回路
図、第５図はゲート回路８の動作説明のための波形図、
第６図はパルス数切換えの動作説明のための波形図、第
７図は演算回路を中心とする制御フローチヤートであ
る。 ５……パルスパターン発生手段、６……パターンデータ
切換手段、７……PWM波形演算回路、7A……マイクロコ
ンピュータ、８……ゲート回路、９……電圧形インバー
タ、10……誘導電動機、11……プログラマブルタイマ、
12……三角波傾斜状態ラツチ回路、13……プログラマブ
ルタイマ、14……ロジツク部。
図は本発明の一実施例を示すブロック図、第３図は本発
明におけるパルスパターンデータを示す波形図、第４図
は第２図におけるゲート回路８の一実施例を示す回路
図、第５図はゲート回路８の動作説明のための波形図、
第６図はパルス数切換えの動作説明のための波形図、第
７図は演算回路を中心とする制御フローチヤートであ
る。 ５……パルスパターン発生手段、６……パターンデータ
切換手段、７……PWM波形演算回路、7A……マイクロコ
ンピュータ、８……ゲート回路、９……電圧形インバー
タ、10……誘導電動機、11……プログラマブルタイマ、
12……三角波傾斜状態ラツチ回路、13……プログラマブ
ルタイマ、14……ロジツク部。
Claims (4)
- 【請求項１】角周波数指令ω０に応じて搬送波パルス数
を切り換えて正弦波PWM波形のインバータ電圧信号を得
るPWMインバータの制御装置において、 搬送波である三角波と正弦波の振幅が同じになる基準制
御率及びPWMインバータの基準角周波数のPWM波形に対応
し、正弦波に同期した三角波の零点から該正弦波との交
点までの角度を値とするPWM波形パルスパターンθｎを
三角波のパルス数Ｐの種類別に発生するパルスパターン
発生手段（５）と、 前記角周波数指令ω０に応じたパルス数の前記パターン
データθｎを前記パルスパターン発生手段から取り出す
パターンデータ切換手段（６）と、 前記パターンデータ切換手段より取り出された前記パタ
ーンデータθｎを呼出し番号ｎを指定して呼出すととも
に、該呼出したパターンデータθｎをPWMインバータの
三角波に対する正弦波の振幅比になる制御率μに応じて
調整したパターンデータθｘを求め、このパターンデー
タθｘから前記三角波の頂点から前記正弦波との交点ま
での角度Ｔθｘを求め、この角度Ｔθｘを角周波数指令
ω０に基づき実時間データtxに変換するPWM波形演算回
路（７）と、 前記PWM波形演算回路の出力データに従ってインバータ
各相のPWM波形電圧信号ea,eb,eoを得るゲート回路
（８）と、 を備えたことを特徴とする正弦波PWM波形発生装置。 - 【請求項２】上記PWM波形演算回路は呼出すパターンデ
ータθｎの順序を正逆に切換えることでPWM波形電圧信
号の相回転を正逆に調整することを特徴とする特許請求
の範囲第１項記載の正弦波PWM波形発生装置。 - 【請求項３】上記PWM波形演算回路は三角波パルス数の
切換え時にパターンデータθｎの呼出し番号ｎを次式 但し、Pnewは切換後のパルス数、 Poldは切換前のパルス数、 nnewはパルス数Pnewでの呼出し番号、 noldはパルス数Poldでの呼出し番号。 に従って決定することを特徴とする特許請求の範囲第１
項又は第２項記載の正弦波PWM波形発生装置。 - 【請求項４】上記ゲート回路は、上記PWM波形演算回路
から与えられる三角波半周期データ（T/2）から半周期
タイミング信号を発生する第１のプログラマブルタイマ
と、上記PWM波形演算回路から与えられる搬送波の正負
傾斜状態データを上記半周期タイミング信号に同期して
ハイレベルとローレベルに対応させて発生する搬送波傾
斜状態ラッチ回路と、上記PWM波形演算回路から与えら
れる上記実時間データを上記半周期タイミング信号に同
期して各相パルス幅信号として得る第２のプログラマブ
ルタイマと、上記ラッチ回路の出力と第２のプログラマ
ブルタイマ出力とから各相のPWM波形電圧を得るロジッ
ク部とから成ることを特徴とする特許請求の範囲第１項
乃至第３項のうちのいずれか１項に記載の正弦波PWM波
形発生装置。
Priority Applications (5)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP59044380A JPH0775474B2 (ja) | 1984-03-08 | 1984-03-08 | 正弦波ｐｗｍ波形発生装置 |
| EP85102483A EP0157202B1 (en) | 1984-03-08 | 1985-03-05 | Digital pwmed pulse generator |
| DE8585102483T DE3573497D1 (de) | 1984-03-08 | 1985-03-05 | Digital pwmed pulse generator |
| KR1019850001452A KR940001571B1 (ko) | 1984-03-08 | 1985-03-07 | 디지탈 pwm 펄스 발생기 |
| US06/709,580 US4617675A (en) | 1984-03-08 | 1985-03-08 | Digital PWMed pulse generator |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP59044380A JPH0775474B2 (ja) | 1984-03-08 | 1984-03-08 | 正弦波ｐｗｍ波形発生装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS60190170A JPS60190170A (ja) | 1985-09-27 |
| JPH0775474B2 true JPH0775474B2 (ja) | 1995-08-09 |
Family
ID=12689894
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP59044380A Expired - Lifetime JPH0775474B2 (ja) | 1984-03-08 | 1984-03-08 | 正弦波ｐｗｍ波形発生装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH0775474B2 (ja) |
Families Citing this family (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS6455078A (en) * | 1987-08-26 | 1989-03-02 | Fuji Electric Co Ltd | Feeding system using three-phase multiple pwm inverter |
Family Cites Families (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS5846871A (ja) * | 1981-09-12 | 1983-03-18 | Nippon Electric Ind Co Ltd | インバ−タ制御回路 |
-
1984
- 1984-03-08 JP JP59044380A patent/JPH0775474B2/ja not_active Expired - Lifetime
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS60190170A (ja) | 1985-09-27 |
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