JP2635609B2 - インバータ装置の三相ｐｗｍ信号発生回路 - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】 ［発明の目的］ （産業上の利用分野） 本発明はインバータ装置から三相負荷に正弦波出力を
供給させるべく各スイッチング素子のスイッチングモー
ドを時間比制御するインバータ装置の三相PWM信号発生
回路に関する。

（従来の技術） インバータ装置における従来のPWM信号発生回路の一
例を第12図に示す。同図は１相分のブロック図を表わし
ており、１はコンパレータ、２は変調波（例えば三角
波）を出力する変調波発生回路、３は電圧指令値Ｖ^＊及
び周波数指令値ｆ^＊に応じた基準信号を出力する基準信
号発生回路である。コンパレータ１からは基準信号が変
調波よりも大である期間においてオン信号が出力され、
逆に基準信号が変調波よりも小である期間においてオフ
信号が出力される。ここで、基準信号としては、一般的
には正弦波信号が与えられるが、インバータ装置の正弦
波出力を保証しながらその最大出力電圧を高めるため或
はスイッチング回数を減少させるためには、第13図に示
すように正弦波に３の倍数の高調波を重畳させた基準信
号ａとすることがある。

（発明が解決しようとする問題点） しかしながら、第13図に示した基準信号ａを使用する
場合には、基準信号ａが1/6周期毎に不連続な波形とな
っているため、基準信号ａと変調波ｂとは正確に同期さ
せないとインバータ装置の出力波形に歪が生じてしま
う。ところが、正弦波近似精度を高めるためには変調波
を高周波数変化する必要があるから、上述の従来構成で
は、正確な同期をとることが極めて困難になり、十分に
高い正弦波近似精度を得ることができない。従って、正
弦波近似精度を高めようとすれば、基準信号として一般
的な正弦波信号を使用せざるを得ず、最大出力電圧を高
めたり、スイッチング回数を減少させたりすることが困
難になる。

そこで、本発明の目的は、変調波と基準信号との同期
等を考慮する必要がなく、それでいながらインバータ装
置の最大出力電圧の高圧化及びスイッチング回数の削減
等を可能にできるインバータ装置の三相PWM信号発生回
路を提供するにある。

［発明の構成］ （問題点を解決するための手段） 第１の発明に係るインバータ装置の三相PWM信号発生
回路は、インバータ装置における６個のスイッチング素
子のスイッチングモードを時間比制御することによりイ
ンバータ装置から三相負荷に正弦波出力を供給させるた
めのものであって、与えられた位相指令値を電気角２π
を12等分した各単位領域に類別すると共にその単位領域
における前記位相指令値の進み角を算出する位相指令値
類別手段と、位相指令値が属する単位領域及び過去のス
イッチングモードに基づき前記位相指令値が属する領域
を構成する互いに位相がπ/3異なる２つの電圧空間ベク
トルの内の前記位相指令値に対して相対的に近接する一
方を近接電圧空間ベクトルとすると共に他方を遠隔電圧
空間ベクトルとして、これら遠隔及び近接電圧空間ベク
トルに対応するスイッチングモード及びゼロベクトルに
対応するスイッチングモードを決定するスイッチングモ
ード決定手段と、前記単位領域内における位相指令値の
進み角及び与えられた電圧指令値に基づき前記スイッチ
ングモード決定手段により決定された遠隔及び近接電圧
空間ベクトルに対応する２種類のスイッチングモード並
びにゼロベクトルに対応するスイッチングモードの各保
持時間t1及びt2並びにt0を夫々算出する保持時間算出手
段と、前記保持時間算出手段により算出された前記各保
持時間のt0,t1,t2,t2,t1及びt0の順を基本サイクルとし
てこの基本サイクル中の何れかの保持時間から開始して
順次実行するように切替えて入力することにより各ベク
トル間の移行を全て１回のスイッチングで行うと共に、
前記各保持時間算出手段により算出された各スイッチン
グモードの保持時間が経過するまで各スイッチングモー
ドの出力状態を保持させる計時手段とを具備せる構成と
したところに特徴を有するものである。

第２の発明に係るインバータ装置の三相PWM信号発生
回路は、インバータ装置における６個のスイッチング素
子のスイッチングモードを時間比制御することにより前
記インバータ装置から三相負荷に正弦波出力を供給させ
るためのものであって、与えられた位相指令値を電気角
２πを12等分した各単位領域に類別すると共にその単位
領域における前記位相指令値の進み角を算出する位相指
令値類別手段と、前記位相指令値が属する単位領域及び
過去のスイッチングモードに基づき互いに位相がπ/3異
なる２つの電圧空間ベクトルの内の前記位相指令値に対
して相対的に近接する一方を近接電圧空間ベクトルとす
ると共に他方を遠隔電圧空間ベクトルとして、これら遠
隔及び近接電圧空間ベクトルに対応するスイッチングモ
ード及びゼロベクトルに対応するスイッチングモードを
決定するスイッチングモード決定手段と、前記単位領域
内における位相指令値の進み角及び与えられた電圧指令
値に基づき前記スイッチングモード決定手段により決定
された遠隔及び近接電圧空間ベクトルに対応する２種類
のスイッチングモード並びにゼロベクトルに対応するス
イッチングモードの各保持時間t1及びt2並びにt0を夫々
算出する保持時間算出手段と、前記保持時間算出手段に
より算出された前記各保持時間のt1,t2,t0,t0,t2,及びt
1の順を基本サイクルとしてこの基本サイクル中の何れ
かの保持時間から開始して順次実行するように切替えて
入力することにより各ベクトル間の移行を全て１回のス
イッチングで行うと共に、前記各保持時間が経過するま
で各スイッチングモードの出力状態を保持させる計時手
段とを具備せる構成とした所に特徴を有するものであ
る。

第３の発明に係るインバータ装置の三相PWM信号発生
回路は、インバータ装置における６個のスイッチング素
子のスイッチングモードを時間比制御することにより前
記インバータ装置から三相負荷に正弦波出力を供給させ
るためのものであって、与えられた位相指令値を電気角
２πを12等分した各単位領域に類別すると共にその単位
領域における前記位相指令値の進み角を算出する位相指
令値類別手段と、前記位相指令値が属する単位領域及び
過去のスイッチングモードに基づき前記位相指令値が属
する領域を構成する互いに位相がπ/3異なる２つの電圧
空間ベクトルの内の前記位相指令値に相対的に対して近
接する一方を近接電圧空間ベクトルとすると共に他方を
遠隔電圧空間ベクトルとして、これら遠隔及び近接電圧
空間ベクトルに対応するスイッチングモード及びゼロベ
クトルに対応するスイッチングモードを決定するスイッ
チングモード決定手段と、前記単位領域内における位相
指令値の進み角及び与えられた電圧指令値に基づき前記
スイッチングモード決定手段により決定された遠隔及び
近接電圧空間ベクトルに対応する２種類のスイッチング
モード並びにゼロベクトルに対応するスイッチングモー
ドの各保持時間t1及びt2並びにt0を夫々算出する保持時
間算出手段と、前記保持時間算出手段により算出された
前記各保持時間のt0,t1,t2,t2,t1及びt0の順を第１基本
サイクルとし、前記各保持時間のt1,t2,t0,t0,t2及びt1
の順を第２基本サイクルとして、前記第１及び第２基本
サイクルの内の一方における何れかの保持時間から開始
して順次実行するように切替えて入力すると共に、前記
位相指令値に対する近接電圧空間ベクトルが切替わると
前記第１及び第２基本サイクルの内の他方における何れ
かの保持時間に移行して順次実行するように切替えて入
力し、以降前記位相指令値に対する近接電圧空間ベクト
ルが切替わる毎に前記第１及び第２基本サイクルを交互
に切替えて入力することにより各ベクトル間の移行を全
て１回のスイッチングで行い、且つ、前記各保持時間が
経過するまで各スイッチングモードの出力状態を保持さ
せる計時手段とを具備せる構成としたところに特徴を有
する。

（作用） 第１の発明に係るインバータ装置の三相PWM信号発生
回路によれば、スイッチングモード決定手段により位相
指令値が属する領域を構成する互いに位相がπ/3異なる
２つの電圧空間ベクトルの内の位相指令値に相対的に近
い一方を近接電圧空間ベクトルとすると共に他方を遠隔
電圧空間ベクトルとして、遠隔及び近接電圧空間ベクト
ルに対応するスイッチングモード並びにゼロベクトルに
対応するスイッチングモードが決定され、保持時間算出
手段により位相指令値の単位領域における進み角及び電
圧指令値に基づき各スイッチングモードの保持時間t1及
びt2並びにt0が算出される。そして、計時手段により、
前記各保持時間のt0,t1,t2,t2,t1及びt0の順を基本サイ
クルとしてこの基本サイクル中の何れかの保持時間から
開始して順次実行するように切替えられて入力され、各
ベクトル間の移行が全て１回のスイッチングで行われる
と共に、各保持時間が夫々経過するまで各スイッチング
モードの出力状態が順次保持される。これにより、イン
バータ装置の主回路における各スイッチング素子がスイ
ッチング制御され、もって任意の位相指令値及び電圧指
令値に応じた電圧空間ベクトルが出力されることにな
り、結局、従来のPWM信号発生回路において問題とされ
ていた変調波と基準信号との同期について全く考慮する
必要なく最大出力電圧を高めたり、スイッチング回路を
削減したりすることが可能になる。

第２の発明に係るインバータ装置の三相PWM信号発生
回路によれば、スイッチングモード決定手段により位相
指令値が属する領域を構成する互いに位相がπ/3異なる
２つの電圧空間ベクトルの内の位相指令値に相対的に近
い一方を近接電圧空間ベクトルとすると共に他方を遠隔
電圧空間ベクトルとして、遠隔及び近接電圧空間ベクト
ルに対応するスイッチングモード並びにゼロベクトルに
対応するスイッチングモードが決定され、保持時間算出
手段により位相指令値の単位領域における進み角及び電
圧指令値に基づき各スイッチングモードの保持時間t1及
びt2並びにt0が算出される。そして、計時手段により、
前記各保持時間のt1,t2,t0,t0,t1及びt2の順を基本サイ
クルとしてこの基本サイクル中の何れかの保持時間から
開始して順次実行するように切替えられて入力され、各
ベクトル間の移行が全て１回のスイッチングで行われる
と共に、各保持時間が夫々経過するまで各スイッチング
モードの出力状態が順次保持される。これにより、イン
バータ装置の主回路における各スイッチング素子がスイ
ッチング制御され、第１の発明と略同様に作用する。

第３の発明に係るインバータ装置の三相PWM信号発生
回路によれば、スイッチングモード決定手段により位相
指令値が属する領域を構成する互いに位相がπ/3異なる
２つの電圧空間ベクトルの内の位相指令値に相対的に近
い一方を近接電圧空間ベクトルとすると共に他方を遠隔
電圧空間ベクトルとして、遠隔及び近接電圧空間ベクト
ルに対応するスイッチングモード並びにゼロベクトルに
対応するスイッチングモードが決定され、保持時間算出
手段により位相指令値の単位領域における進み角及び電
圧指令値に基づき各スイッチングモードの保持時間t1及
びt2並びにt0が算出される。そして、計時手段により、
前記各保持時間のt0,t1,t2,t2,t1及びt0の順を第１基本
サイクルとし、t1,t2,t0,t0,t2及びt1の順を第２基本サ
イクルとして、前記第１及び第２基本サイクルの内の一
方における何れかの保持時間から開始して順次実行する
ように切替えられて入力され、前記位相指令値に対する
近接電圧空間ベクトルが切替わると前記第１及び第２基
本サイクルの内の他方における何れかの保持時間に移行
して順次実行するように切替えられて入力され、以降前
記位相指令値に対する近接電圧空間ベクトルが切替わる
毎に前記第１及び第２基本サイクルが交互に切替えられ
て入力されることにより各ベクトル間の移行が全て１回
のスイッチングで行われ、各保持時間が夫々経過するま
で各スイッチングモードの出力状態が順次保持される。
これにより、インバータ装置の主回路における各スイッ
チング素子がスイッチング制御され、単位領域の電気角
π/3毎の切替わりの前後における磁束の完全な対称性が
保証される。

（実施例） 以下本発明の第１実施例につき第１図乃至第８図を参
照して説明する。

まず、本発明が適用されるインバータ装置における主
回路の概略的構成は第２図に示す通りであって、主回路
母線11,12間に６個のスイッチング素子13u,13v,13w,13
x,13y,13zをブリッジ接続した周知構成である。ここ
で、各アームの上下のスイッチング素子はいずれか一方
がオンにされるものであるから、スイッチングモードは
23＝８通り存在し、それらのスイッチングモードに応じ
て仮想中性点に対する各相の電圧は±V/2のいずれかを
とる。そこで、インバータ装置の出力電圧に各相の位相
差を考慮して瞬時ベクトル的表現を与えた電圧空間ベク
トルのうち瞬時的に出力可能なものは、各相の正側のス
イッチング素子13u,13v,13wがオンであるときにSa,Sb,S
cを「１」と表わし、逆に負側のスイッチング素子13x,1
3y,13yがオンであるときに「０」と表わすとすると、各
スイッチングモードに応じて（Sa,Sb,Sc）として表わさ
れる。また、これらを図示すると、第３図に実線で示す
ように、互いにπ/3だけ位相が異なり且つ大きさの等し
い６個の基本出力ベクトルと２個のゼロベクトル（0,0,
0），（1,1,1）として表現できる。

さて、上記インバータ装置における各スイッチング素
子のスイッチングを制御するための三相PWM信号発生回
路は第１図に示す構成である。ここで、14は位相指令値
類別手段であり、これは与えられた位相指令値θ^＊を、
電気角２πを12等分した各単位領域に類別してその類別
結果を４ビットの情報として出力すると共に、その単位
領域における進み角θを算出して出力する。15はスイッ
チングモード決定手段で、これは上記位相指令値類別手
段14により類別された位相指令値θ^＊が属する領域を構
成する互いに位相がπ/3異なる２つの基本出力ベクトル
（電圧空間ベクトル）に対応するスイッチングモード及
びゼロベクトルに対応するスイッチングモードを決定す
るものである。

原則的には第３図において位相指令値θ^＊と最も近い
位相の２つの基本出力ベクトルの内、位相指令値θ^＊に
相対的に近接する一方を近接基本出力ベクトル（近接電
圧空間ベクトル）とすると共に他方を遠隔基本出力ベク
トル（遠隔電圧空間ベクトル）とする。即ち、例えば位
相指令値θ^＊が第３図に示す位置にあるときには、遠隔
及び近接基本出力ベクトルひいてはスイッチングモード
としては（1,0,0）及び（1,1,0）が決定されることにな
る。また、後述する作用説明から明らかにされるよう
に、２種類のゼロベクトル（1,1,1），（0,0,0）のうち
いずれを選択するかは過去のスイッチングモードを参照
して最もスイッチング回数が少なくなるように行われ
る。

ところで、本発明では、互いに位相がπ/3異なる遠隔
及び近接基本出力ベクトルとゼロベクトルとの時間比制
御により任意の大きさ及び位相の電圧空間ベクトルを出
力したこととするものであるが、この場合、出力可能な
電圧空間ベクトルは第３図の６個の各基本出力ベクトル
の先端を結んだ六角形の内側に存する筈である。しか
し、正弦波近似を考慮すると位相角によって最大出力可
能電圧が異なるので、遠隔及び近接基本出力ベクトルと
ゼロベクトルとの時間比制御により実現できる正弦波変
調の限界領域は上記六角形の内接円の内側となる。従っ
て、この限界領域内で任意の電圧空間ベクトルを実現す
るためには極座標系が利用でき、対称性を考慮するとπ
/6の領域だけに限って論ずることができる。第４図は遠
隔，近接基本出力ベクトル（1,0,0），（1,1,0）及びゼ
ロベクトルの部分を拡大して示したものである。ここで
位相指令値θ^＊、電圧指令値Ｖ^＊に対応する電圧空間ベ
クトルを出力させるには、基本出力ベクトル（1,0,
0）、同（1,1,0）及びゼロベクトルの出力時間を夫々t
1,t2,t0とすると、位相指令値θ^＊が属する単位領域に
おける位相指令値θ^＊の進み角がθであるから、同図に
示したような幾何学的解析により次式を満たすべきこと
が明らかである。

Vsin（π/6−θ）:Vsin（π/6＋θ）:1 −Ｖ｛sin（π/6−θ）＋sin（π/6＋θ）｝ ＝t1:t2:t0 そこで、本実施例では第１図に示すように保持時間算
出手段16を構成している。即ち、位相指令値類別手段14
からの進み角θのデータをROMテーブル17,18に入力し、
その進み角θに対応するsin（π/6±θ）を求める。そ
して、１制御周期Tswに電圧指令値Ｖ^＊を乗じた値に更
にsin（π/6−θ）を乗じて遠隔基本出力ベクトル（1,
0,0）に対応するスイッチングモードの保持時間t1と
し、やはり１制御周期Tswに電圧指令値Ｖ^＊を乗じた値
に更にsin（π/6＋θ）を乗じて近接基本出力ベクトル
（1,1,0）に対応するスイッチングモードの保持時間t2
とする。そして、これらのt1,t2を制御周期Tswから減ず
ることによりゼロベクトルに対応するスイッチングモー
ドの保持時間t0とする。

そして、19は計時手段である。これはプリセッタブル
カウンター20、スイッチ21及びＤタイプのフリップフロ
ップ22を備え、プリセッタブルカウンター20のデータ入
力端子DATAにはスイッチ21の切替わりに応じて各保持時
間t1,t2,t0が入力され、クロック端子CKにはクロック信
号ｆckが入力される。そして、スイッチ21はプリセッタ
ブルカウンター20に与えられた各保持時間の計時が完了
する度に切替わって次の保持時間のデータが入力され、
フリップフロップ22は各保持時間の計時が完了するまで
該当するスイッチングモードの出力状態を保持してイン
バータ装置におけるスイッチング素子のスイッチング制
御回路に出力する。

次に、上記構成の作用につき説明する。第５図及び第
６図はインバータ装置の出力に伴い三相負荷たる三相誘
導電動機に発生する磁束Ψの軌跡を示したもので、は
平均軌跡を示していて円軌道を描く。ここで、磁束Ψは
電圧空間ベクトルの時間積分として表わされるところ各
基本出力ベクトルは一定値であるから、その方向は基本
出力ベクトルと等しく且つ大きさはその基本出力ベクト
ルの保持時間に比例する。

尚、第５図及び第６図は、位相指令値θ^＊が第３図の
単位領域Ｉに属している場合を例として示しており、こ
の場合、遠隔基本ベクトルは（0,1,0），近接基本ベク
トルは（1,1,0）である。この場合でも、遠隔基本ベク
トルの保持時間t1,近接基本ベクトルの保持時間t2及び
零ベクトルの保持時間t0の算出は、第４図に示す原則に
基づくものである。

第５図のモードは、制御周期Tswの２周期分の期間に
おいて最初と最後にゼロベクトルを配置するようにした
ものであり、t0→t1→t2→t2→t1→t0の順を基本サイク
ルとして、その基本サイクルの繰返しとなるようにスイ
ッチ21が切替わる。この第５図の例を更に詳細に述べる
と、制御周期Tswの２倍の長さの期間2Tswの当初にゼロ
ベクトル（0,0,0）に対応するスイッチングモードが時
間t0だけ保持され、次いで例えば遠隔基本出力ベクトル
（0,1,0）に対するスイッチングモードが時間t1だけ保
持されると、次に近接基本出力ベクトル（1,1,0）に対
応するスイッチングモードが時間2t2だけ保持され、こ
の後再び遠隔基本出力ベクトル（0,1,0）に対応するス
イッチングモードが時間t1だけ保持され、最後にゼロベ
クトル（0,0,0）に対応するスイッチングモードが時間t
0だけ保持される。

この場合、遠隔基本出力ベクトル（0,1,0）からゼロ
ベクトルに移行するとき、スイッチングモード決定手段
15がゼロベクトルとして（1,1,1）ではなく（0,0,0）を
選ぶようにしているのは、（0,1,0）から（0,0,0）への
移行のためには１回のスイッチングで済むからである。
この様にゼロベクトル（0,0,0）が選択されることによ
って、全てのベクトル間の移行が全て１回のスイッチン
グで行われる。この第５図のモードでは、１相だけに着
目すると、完全遅れ負荷を駆動した場合に電流がゼロク
ロスする時点ではスイッチングが行われないので、イン
バータ主回路の上下短絡防止期間の影響で出力電圧に変
動が生ずることが問題にならなくなるという利点があ
る。

一方、第６図のモードは、制御周期Tswの２周期分の
期間2Tswにおいて中間にゼロベクトルを配置するように
したものであり、t1→t2→t0→t0→t2→t1の順を基本サ
イクルとして、その基本サイクルの繰返しとなるように
スイッチ21が切替わる。これを更に詳細に述べると、2T
swの当初に例えば遠隔基本出力ベクトル（0,1,0）に対
応するスイッチングモードが時間t1だけ保持されると、
次いで近接基本出力ベクトル（1,1,0）に対応するスイ
ッチングモードが時間t2だけ保持され、そしてゼロベク
トル（1,1,1）に対応するスイッチングモードが時間2t0
だけ保持され、この後再び近接基本出力ベクトル（1,1,
0）に対応するスイッチングモードが時間t2だけ保持さ
れ、最後に遠隔基本出力ベクトル（0,1,0）に対応する
スイッチングモードとなって時間t1経過後にそのスイッ
チングモードのまま次の制御周期に入る。

この場合、基本出力ベクトル（1,1,0）からゼロベク
トルに移行するとき、スイッチングモード決定手段15が
ゼロベクトルとして（0,0,0）ではなく（1,1,1）を選ぶ
ようにしているのは、（1,1,0）から（1,1,1）への移行
のためには１回のスイッチングで済むからである。この
様にゼロベクトル（1,1,1）が選択されることによっ
て、第５図のモードと同様に、全てのベクトル間の移行
が全て１回のスイッチングで行われる。

第７図は単位領域の切替わり部における様子を示した
もので、（Ａ）は第５図のモード、（Ｂ）は第６図のモ
ードの場合である。第７図は、位相指令値θ＊が第３図
の単位領域Ｉに属していてその後に単位領域IIに移行す
る例を示している。そして、位相指令値θ^＊が単位領域
Ｉに属しているときには、遠隔基本ベクトルは（0,1,
0）及び近接基本ベクトルは（1,1,0）であり、位相指令
値θ^＊が単位領域IIに属するようになったときには、遠
隔基本ベクトルは（1,1,0）及び近接基本ベクトルは
（0,1,0）に切替わる。

いずれも単位領域の切替わり部を通過するときでもゼ
ロベクトル間は2Tswであって規則性が保たれているが、
上下方向に非対称性があって磁束が変動している。しか
し、これは三相誘導電動機を駆動した場合にトルクリッ
プルの増大をもたらさず、且つスイッチング周波数が高
いので電動機効率を低下させることにはならない。

第８図はπ/3毎に第５図のモードと第６図のモードと
を交互に切換えるようにしたものである。即ち、第５図
に示すt0→t1→t2→t2→t1→t0の順を第１基本サイクル
とし、第６図に示すt1→t2→t0→t0→t2→t1の順を第２
基本サイクルとして、例えば、単位領域Ｉにおいて第１
基本サイクルに基づいてスイッチ21が切替わるようにし
た場合、位相指令値θ^＊が属する領域が電気角π/3を超
えて単位領域IIに切替わることにより、その位相指令値
θ^＊に対する近接電圧空間ベクトルが（1,1,0）から
（0,1,0）に切替わると、第２基本サイクルに基づいて
スイッチ21が切替わるようにする。このようにすること
により磁束の完全な対称性が保証される。

このように本実施例によれば、従来の三相PWM信号発
生回路において問題とされていた変調波と基準信号との
同期について全く考慮する必要がなく、しかも基準信号
として正弦波を用いる従来方式に比べて最大出力電圧を 倍にし且つスイッチング回数を2/3にすることができる
ものである 次に、第９図は本発明をV/F一定制御形のインバータ
装置に適用した第２実施例を示すものであり、図中23が
本発明を第１図に示すように具体化した三相PWM信号発
生回路に相当する。ここで、周波数指令値ｆ^＊が与えら
れると、関数発生器24により周波数指令値ｆ^＊に対応し
た電圧指令値Ｖ^＊が三相PWM信号発生回路23に出力さ
れ、位相信号発生器25により位相指令値θ^＊がやはり三
相PWM信号発生回路23に出力される。

第10図は本発明を電流追従形のインバータ装置に適用
した第３実施例を示す。ここでは、電流検出器26から検
出電流値ｉ及び電流指令値ｉ^＊が変換回路27に与えられ
ると、これらが電圧指令値Ｖ^＊と位相指令値θ^＊に変換
されて本発明の三相PWM信号発生回路23に出力されるよ
うになっている。本発明によれば、任意の電圧と位相の
電圧空間ベクトルが制御周期Tswの２倍の時間で実現で
きるので、高スイッチング周波数素子を使用することに
より高速電流制御にも適用できるのである 第11図は第４実施例を示すもので、第１実施例との相
違は、保持時間算出手段16をROMによる関数テーブル変
化したところにある。この場合、電圧指令値Ｖ^＊を８ビ
ット、進み角θを７ビットで入力し、t0,t1,t2を夫々10
ビットで出力するとしても、ROMに必要なメモリー容量
は960Kビットであり、1MビットのメモリーIC1個で容易
に実現することができる。

その他、本発明は上記し且つ図面に示す実施例に限定
されるものではなく、例えば第１図におけるスイッチ21
とスイッチングモード決定手段15の機能をテーブル化し
てROM或はソフトウエアに置換える等、要旨を逸脱しな
い範囲内で種々変形して実施することができるものであ
る。

［発明の効果］ 以上述べたように第１の発明に係るインバータ装置の
三相PWM信号発生回路によれば、任意の位相指令値及び
電圧指令値に応じて適切なスイッチングモード及びその
保持時間が決定され、計時手段により各保持時間のt0,t
1,t2,t2,t1及びt0の順を基本サイクルとしてこの基本サ
イクル中の何れかの保持時間から開始して順次実行する
ように切替えて入力されることにより各ベクトル間の移
行が全て１回のスイッチングで行われると共に、各スイ
ッチングモードの出力状態がその保持時間が経過するま
で保持されるので、従来のPWM信号発生回路において問
題とされていた変調波と基準信号との同期について全く
考慮することなく最大出力電圧を高めたり、スイッチン
グ回数を削減したりすることができ、また、三相負荷た
る三相誘導電動機を駆動した場合にトルクリップルの増
大をもたらさず、更に、完全遅れ負荷を駆動した場合に
は、電流がゼロクロスする時点ではスイッチングが行わ
れないので、インバータ主回路の上下短絡防止期間の影
響で出力電圧が変動しないという優れた効果を奏するも
のである。

第２の発明に係るインバータ装置の三相PWM信号発生
回路によれば、任意の位相指令値及び電圧指令値に応じ
て適切なスイッチングモード及びその保持時間が決定さ
れ、計時手段により各保持時間のt1,t2,t0,t0,t2及びt1
の順を基本サイクルとしてこの基本サイクル中の何れか
の保持時間から開始して順次実行するように切替えて入
力されることにより各ベクトル間の移行が全て１回のス
イッチングで行われると共に、各スイッチングモードの
出力状態がその保持時間が経過するまで保持されるの
で、第１に係る発明と略同様の効果を奏する。

第３の発明に係るインバータ装置の三相PWM信号発生
回路によれば、任意の位相指令値及び電圧指令値に応じ
て適切なスイッチングモード及びその保持時間が決定さ
れ、計時手段により、前記各保持時間が、t0,t1,t2,t2,
t1及びt0の順を第１基本サイクルとし、t1,t2,t0,t0,t2
及びt1の順を第２基本サイクルとして、前記第１及び第
２基本サイクルの内の一方における何れかの保持時間か
ら開始して順次実行するように切替えられて入力され、
前記位相指令値に対する近接電圧空間ベクトルが切替わ
ると前記第１及び第２基本サイクルの内の他方における
何れかの保持時間に移行して順次実行するように切替え
られて入力され、以降前記位相指令値に対する近接電圧
空間ベクトルが切替わる毎に前記第１及び第２基本サイ
クルが交互に切替えられて入力されることにより各ベク
トル間の移行を全て１回のスイッチングで行われると共
に、各保持時間が夫々経過するまで各スイッチングモー
ドの出力状態が順次保持されるので、単位領域の電気角
π/3毎の切替わりの前後における磁束の完全な対称性が
保証される。

【図面の簡単な説明】

第１図乃至第８図は本発明の第１実施例を示し、第１図
は全体のブロック図、第２図はインバータ装置の主回路
の回路図、第３図は電圧空間ベクトルのベクトル図、第
４図は一部の領域のみを拡大して示す電圧空間ベクトル
のベクトル図、第５図乃至第８図は夫々異なるモードに
おける磁束ベクトルの軌跡を示すベクトル図、第９図は
本発明の第２実施例を示すブロック図、第10図は本発明
の第３実施例を示すブロック図、第11図は本発明の第４
実施例を示すブロック図である。そして、第12図は従来
の三相PWM信号発生回路を示すブロック図、第13図は同
電圧波形図である。 図面中、13u,13v,13w,13x,13y,13zはスイッチング素
子、14は位相指令値類別手段、15はスイッチングモード
決定手段、16は保持時間算出手段、19は計時手段であ
る。

Claims (3)

(57)【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】インバータ装置における６個のスイッチン
   グ素子のスイッチングモードを時間比制御することによ
   り前記インバータ装置から三相負荷に正弦波出力を供給
   させるためのものであって、与えられた位相指令値を電
   気角２πを12等分した各単位領域に類別すると共にその
   単位領域における前記位相指令値の進み角を算出する位
   相指令値類別手段と、 前記位相指令値が属する単位領域及び過去のスイッチン
   グモードに基づき前記位相指令値が属する領域を構成す
   る互いに位相がπ/3異なる２つの電圧空間ベクトルの内
   の前記位相指令値に対して相対的に近接する一方を近接
   電圧空間ベクトルとすると共に他方を遠隔電圧空間ベク
   トルとして、これら遠隔及び近接電圧空間ベクトルに対
   応するスイッチングモード及びゼロベクトルに対応する
   スイッチングモードを決定するスイッチングモード決定
   手段と、 前記単位領域内における位相指令値の進み角及び与えら
   れた電圧指令値に基づき前記スイッチングモード決定手
   段により決定された前記遠隔及び近接電圧空間ベクトル
   に対応する２種類のスイッチングモード並びにゼロベク
   トルに対応するスイッチングモードの各保持時間t1及び
   t2並びにt0を夫々算出する保持時間算出手段と、 前記保持時間算出手段により算出された前記各保持時間
   のt0,t1,t2,t2,t1及びt0の順を基本サイクルとしてこの
   基本サイクル中の何れかの保持時間から開始して順次実
   行するように切替えて入力することにより各ベクトル間
   の移行を全て１回のスイッチングで行うと共に、前記各
   保持時間が経過するまで各スイッチングモードの出力状
   態を保持させる計時手段とを具備してなるインバータ装
   置の三相PWM信号発生回路。
2. 【請求項２】インバータ装置における６個のスイッチン
   グ素子のスイッチングモードを時間比制御することによ
   り前記インバータ装置から三相負荷に正弦波出力を供給
   させるためのものであって、与えられた位相指令値を電
   気角２πを12等分した各単位領域に類別すると共にその
   単位領域における前記位相指令値の進み角を算出する位
   相指令値類別手段と、 前記位相指令値が属する単位領域及び過去のスイッチン
   グモードに基づき前記位相指令値が属する領域を構成す
   る互いに位相がπ/3異なる２つの電圧空間ベクトルの内
   の位相指令値に対して相対的に近接する一方を近接電圧
   空間ベクトルとすると共に他方を遠隔電圧空間ベクトル
   として、これら遠隔及び近接電圧空間ベクトルに対応す
   るスイッチングモード及びゼロベクトルに対応するスイ
   ッチングモードを決定するスイッチングモード決定手段
   と、 前記単位領域内における位相指令値の進み角及び与えら
   れた電圧指令値に基づき前記スイッチングモード決定手
   段により決定された遠隔及び近接電圧空間ベクトルに対
   応する２種類のスイッチングモード並びにゼロベクトル
   に対応するスイッチングモードの各保持時間t1及びt2並
   びにt0を夫々算出する保持時間算出手段と、 前記保持時間算出手段により算出された前記各保持時間
   のt1,t2,t0,t0,t2及びt1の順を基本サイクルとしてこの
   基本サイクル中の何れかの保持時間から開始して順次実
   行するように切替えて入力することにより各ベクトル間
   の移行を全て１回のスイッチングで行うと共に、前記各
   保持時間が経過するまで各スイッチングモードの出力状
   態を保持させる計時手段とを具備してなるインバータ装
   置の三相PWM信号発生回路。
3. 【請求項３】インバータ装置における６個のスイッチン
   グ素子のスイッチングモードを時間比制御することによ
   り前記インバータ装置から三相負荷に正弦波出力を供給
   させるためのものであって、与えられた位相指令値を電
   気角２πを12等分した各単位領域に類別すると共にその
   単位領域における前記位相指令値の進み角を算出する位
   相指令値類別手段と、 前記位相指令値が属する単位領域及び過去のスイッチン
   グモードに基づき前記位相指令値が属する領域を構成す
   る互いに位相がπ/3異なる２つの電圧空間ベクトルの内
   の前記位相指令値に最も近接する一方を近接電圧空間ベ
   クトルとすると共に他方を遠隔電圧空間ベクトルとし
   て、これら遠隔及び近接電圧空間ベクトルに対応するス
   イッチングモード及びゼロベクトルに対応するスイッチ
   ングモードを決定するスイッチングモード決定手段と、 前記単位領域内における位相指令値の進み角及び与えら
   れた電圧指令値に基づき前記スイッチングモード決定手
   段により決定された遠隔及び近接電圧空間ベクトルに対
   応する２種類のスイッチングモード並びにゼロベクトル
   に対応するスイッチングモードの各保持時間t1及びt2並
   びにt0を夫々算出する保持時間算出手段と、 前記保持時間算出手段により算出された前記各保持時間
   のt0,t1,t2,t2,t1及びt0の順を第１基本サイクルとし、
   前記各保持時間のt1,t2,t0,t0,t2及びt1の順を第２基本
   サイクルとして、前記第１及び第２基本サイクルの内の
   一方における何れかの保持時間から開始して順次実行す
   るように切替えて入力すると共に、前記位相指令値に対
   する近接電圧空間ベクトルが切替わると前記第１及び第
   ２基本サイクルの内の他方における何れかの保持時間に
   移行して順次実行するように切替えて入力し、以降前記
   位相指令値に対する近接電圧空間ベクトルが切替わる毎
   に前記第１及び第２基本サイクルを交互に切替えて入力
   することにより各ベクトル間の移行を全て１回のスイッ
   チングで行い、且つ、前記各保持時間が経過するまで各
   スイッチングモードの出力状態を保持させる計時手段と
   を具備してなるインバータ装置の三相PWM信号発生回
   路。