JPH0819264A - Ｐｗｍパルス発生装置 - Google Patents
Ｐｗｍパルス発生装置Info
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- JPH0819264A JPH0819264A JP6168808A JP16880894A JPH0819264A JP H0819264 A JPH0819264 A JP H0819264A JP 6168808 A JP6168808 A JP 6168808A JP 16880894 A JP16880894 A JP 16880894A JP H0819264 A JPH0819264 A JP H0819264A
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Abstract
(57)【要約】
【目的】 ＧＴＯなどの低速度スイッチング素子を用い
た電力変換器に適用して応答性が高く且つ希望の出力電
圧を得るに好適な小型化したＰＷＭパルス発生装置を提
供することにある。 【構成】 インバータやコンバータなどの電力変換器を
駆動するための所定のパルスパターンを発生するＰＷＭ
パルス発生装置において、インバータの出力周波数指令
と出力電圧指令に基づいて前記電力変換器の各相の瞬時
出力電圧を算出する瞬時電圧演算手段と、この瞬時電圧
演算手段の演算結果に従ってパルス出力タイミングの演
算及びパルスの出力制御を行うパルス生成手段を設け、
瞬時電圧の演算及びパルス生成の演算の演算周期を前記
電力変換器の出力または入力電圧の周波数とは非同期に
短い値に設定する。また、ＰＷＭパルス発生装置は、瞬
時電圧演算手段及びパルス生成手段を同一チップ内に内
蔵したシングルチップマイコンとする。
た電力変換器に適用して応答性が高く且つ希望の出力電
圧を得るに好適な小型化したＰＷＭパルス発生装置を提
供することにある。 【構成】 インバータやコンバータなどの電力変換器を
駆動するための所定のパルスパターンを発生するＰＷＭ
パルス発生装置において、インバータの出力周波数指令
と出力電圧指令に基づいて前記電力変換器の各相の瞬時
出力電圧を算出する瞬時電圧演算手段と、この瞬時電圧
演算手段の演算結果に従ってパルス出力タイミングの演
算及びパルスの出力制御を行うパルス生成手段を設け、
瞬時電圧の演算及びパルス生成の演算の演算周期を前記
電力変換器の出力または入力電圧の周波数とは非同期に
短い値に設定する。また、ＰＷＭパルス発生装置は、瞬
時電圧演算手段及びパルス生成手段を同一チップ内に内
蔵したシングルチップマイコンとする。
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は、ＰＷＭパルス発生装
置、特に、ＧＴＯ（Ｇａｔｅ Ｔｕｒｎ−Ｏｆｆ Ｔｈ
ｙｒｉｓｔｏｒ）などの低速度スイッチング素子を用い
た電力変換器に適用するＰＷＭパルス発生装置に関す
る。
置、特に、ＧＴＯ（Ｇａｔｅ Ｔｕｒｎ−Ｏｆｆ Ｔｈ
ｙｒｉｓｔｏｒ）などの低速度スイッチング素子を用い
た電力変換器に適用するＰＷＭパルス発生装置に関す
る。
【０００２】
【従来の技術】本発明に関する従来技術として、例え
ば、特開平４−３３１４７１号公報に示されているマイ
コンによる正弦波ＰＷＭ信号発生装置がある。この従来
技術は、出力変化タイミングを演算するマイクロプロセ
ッサと、実際にパルスを出力する出力制御手段を有し、
電力変換器の出力電圧に同期したＰＷＭパルスを発生す
るため、三角波キャリアの最上点或いは最下点を含む近
傍で割り込み処理を発生し、この処理の中で各相のＰＷ
Ｍパルスの出力変化タイミングを算出、設定するように
している。
ば、特開平４−３３１４７１号公報に示されているマイ
コンによる正弦波ＰＷＭ信号発生装置がある。この従来
技術は、出力変化タイミングを演算するマイクロプロセ
ッサと、実際にパルスを出力する出力制御手段を有し、
電力変換器の出力電圧に同期したＰＷＭパルスを発生す
るため、三角波キャリアの最上点或いは最下点を含む近
傍で割り込み処理を発生し、この処理の中で各相のＰＷ
Ｍパルスの出力変化タイミングを算出、設定するように
している。
【０００３】
【発明が解決しようとする課題】しかしながら、上記従
来技術では、割り込み発生間隔が上記出力電圧の周波数
に依存するため、出力電圧が低周波数になると、割り込
み処理の実行間隔も長くなり、応答性が低下するばかり
でなく、三角波キャリアの一周期間は正弦波データが変
化しないとしていることから、希望の出力電圧が得られ
ないといった問題がある。また、出力変化タイミングを
演算するマイクロプロセッサとパルスを出力する出力制
御手段が別々のハードウェアのため、装置規模が大きく
なるといった問題もある。
来技術では、割り込み発生間隔が上記出力電圧の周波数
に依存するため、出力電圧が低周波数になると、割り込
み処理の実行間隔も長くなり、応答性が低下するばかり
でなく、三角波キャリアの一周期間は正弦波データが変
化しないとしていることから、希望の出力電圧が得られ
ないといった問題がある。また、出力変化タイミングを
演算するマイクロプロセッサとパルスを出力する出力制
御手段が別々のハードウェアのため、装置規模が大きく
なるといった問題もある。
【０００４】本発明の目的は、上述した事情に鑑み、Ｇ
ＴＯなどの低速度スイッチング素子を用いた電力変換器
に適用して応答性が高く且つ希望の出力電圧を得るに好
適な小型化したＰＷＭパルス発生装置を提供することに
ある。
ＴＯなどの低速度スイッチング素子を用いた電力変換器
に適用して応答性が高く且つ希望の出力電圧を得るに好
適な小型化したＰＷＭパルス発生装置を提供することに
ある。
【０００５】
【課題を解決するための手段】上記目的は、インバータ
の出力周波数指令と出力電圧指令に基づいて前記電力変
換器の各相の瞬時出力電圧を算出する瞬時電圧演算手段
と、この瞬時電圧演算手段の演算結果に従ってパルス出
力タイミングの演算及びパルスの出力制御を行うパルス
生成手段を設け、瞬時電圧の演算及びパルス生成の演算
の演算周期を前記電力変換器の出力または入力電圧の周
波数とは非同期に短い値に設定することによって、ま
た、瞬時電圧演算手段及びパルス生成手段を１個のシン
グルチップマイコンに内蔵することによって、達成され
る。
の出力周波数指令と出力電圧指令に基づいて前記電力変
換器の各相の瞬時出力電圧を算出する瞬時電圧演算手段
と、この瞬時電圧演算手段の演算結果に従ってパルス出
力タイミングの演算及びパルスの出力制御を行うパルス
生成手段を設け、瞬時電圧の演算及びパルス生成の演算
の演算周期を前記電力変換器の出力または入力電圧の周
波数とは非同期に短い値に設定することによって、ま
た、瞬時電圧演算手段及びパルス生成手段を１個のシン
グルチップマイコンに内蔵することによって、達成され
る。
【０００６】
【作用】瞬時電圧演算手段は、上位の演算手段からＰＷ
Ｍパルス生成に必要なインバータの出力周波数指令と出
力電圧指令を受信し、電力変換器の出力または入力電圧
の各相の基本波の瞬時値を演算する。パルス生成手段
は、この瞬時電圧に基づきＰＷＭパルスの出力変化タイ
ミングを算出すると共に、このタイミングにおいてＰＷ
Ｍパルスを’１’または’０’に変化させる。そして、
瞬時電圧の演算及びパルス生成の演算の演算周期を電力
変換器の出力または入力電圧の周波数とは非同期に短い
値に設定し、高速応答性を可能とする。また、パルスセ
ット及びパルスリセットのタイミングは、従来のように
キャリアを用いることなく、演算周期毎に出力される瞬
時出力電圧とパルスセット期間及びパルスリセット期間
を基に演算により求め、希望の出力電圧を簡単に得るこ
とができる。また、瞬時電圧演算手段とパルス生成手段
を１個のシングルチップマイコンで実現し、装置の小型
化を図る。
Ｍパルス生成に必要なインバータの出力周波数指令と出
力電圧指令を受信し、電力変換器の出力または入力電圧
の各相の基本波の瞬時値を演算する。パルス生成手段
は、この瞬時電圧に基づきＰＷＭパルスの出力変化タイ
ミングを算出すると共に、このタイミングにおいてＰＷ
Ｍパルスを’１’または’０’に変化させる。そして、
瞬時電圧の演算及びパルス生成の演算の演算周期を電力
変換器の出力または入力電圧の周波数とは非同期に短い
値に設定し、高速応答性を可能とする。また、パルスセ
ット及びパルスリセットのタイミングは、従来のように
キャリアを用いることなく、演算周期毎に出力される瞬
時出力電圧とパルスセット期間及びパルスリセット期間
を基に演算により求め、希望の出力電圧を簡単に得るこ
とができる。また、瞬時電圧演算手段とパルス生成手段
を１個のシングルチップマイコンで実現し、装置の小型
化を図る。
【０００７】
【実施例】以下、本発明の実施例を図面を用いて説明す
る。図２に、３レベルＧＴＯインバータ制御装置の全体
構成を示す。図２において、力行、ブレーキ等の指令を
発するマスター制御器２、誘導電動機７に流れる電流１
１や速度信号１２及びマスター制御器２の信号をデジタ
ル信号に変換する入出力インタフェース３、入出力イン
タフェース３の出力に基づき速度制御や電流制御を行う
上位演算手段４、上位演算手段４より出力されるインバ
ータの出力周波数指令（以下、周波数指令と略称）１３
とインバータの出力電圧指令（以下、電圧指令と略称）
１４に従ってＵ，Ｖ，Ｗ３相の基準となるＰＷＭパルス
信号１５〜２０を発生するＰＷＭパルス発生装置１、Ｐ
ＷＭパルス信号１５〜２０を各相４本（パワー素子の
数）に分配すると共に、非ラップ時間、最小オン／オフ
時間を確保するゲート論理部５から成り、このゲート論
理部５の出力を主回路６の各ＧＴＯに接続する。
る。図２に、３レベルＧＴＯインバータ制御装置の全体
構成を示す。図２において、力行、ブレーキ等の指令を
発するマスター制御器２、誘導電動機７に流れる電流１
１や速度信号１２及びマスター制御器２の信号をデジタ
ル信号に変換する入出力インタフェース３、入出力イン
タフェース３の出力に基づき速度制御や電流制御を行う
上位演算手段４、上位演算手段４より出力されるインバ
ータの出力周波数指令（以下、周波数指令と略称）１３
とインバータの出力電圧指令（以下、電圧指令と略称）
１４に従ってＵ，Ｖ，Ｗ３相の基準となるＰＷＭパルス
信号１５〜２０を発生するＰＷＭパルス発生装置１、Ｐ
ＷＭパルス信号１５〜２０を各相４本（パワー素子の
数）に分配すると共に、非ラップ時間、最小オン／オフ
時間を確保するゲート論理部５から成り、このゲート論
理部５の出力を主回路６の各ＧＴＯに接続する。
【０００８】図３に、３レベルＧＴＯインバータ制御装
置におけるＶ／ｆ特性と変調方式を示す。インバータ周
波数Ｆ１のとき電圧Ｅ１（正規化した出力電圧を示
す。）、インバータ周波数Ｆ２のとき電圧１（正規化し
た出力電圧を示す。）を出力するＶ／ｆ特性において、
図示のように、低速域（Ｆｉ*＜Ｆ１）では微少電圧制
御が可能な非同期ダイポーラ変調、中速域（Ｆ１≦Ｆｉ
*≦Ｆ２）では同期ユニポーラ変調、高速域（Ｆ２＜Ｆ
ｉ*）では全電圧を出力する同期１パルス変調を行うよ
うにしている。
置におけるＶ／ｆ特性と変調方式を示す。インバータ周
波数Ｆ１のとき電圧Ｅ１（正規化した出力電圧を示
す。）、インバータ周波数Ｆ２のとき電圧１（正規化し
た出力電圧を示す。）を出力するＶ／ｆ特性において、
図示のように、低速域（Ｆｉ*＜Ｆ１）では微少電圧制
御が可能な非同期ダイポーラ変調、中速域（Ｆ１≦Ｆｉ
*≦Ｆ２）では同期ユニポーラ変調、高速域（Ｆ２＜Ｆ
ｉ*）では全電圧を出力する同期１パルス変調を行うよ
うにしている。
【０００９】図４に、それぞれの変調方式における相電
圧波形を示す。ダイポーラ変調は、（ａ）の基本波成分
に対して、（ｂ）のように、非同期かつ一定周波数で相
電圧が正，負交互に出力し、正，負のパルス幅の比によ
り出力電圧が決まる。また、ユニポーラ変調は、（ｃ）
のように、基本波成分と同期で、かつ、半サイクル毎に
極性に応じたパルス状の電圧を出力する。さらに、１パ
ルス変調は、（ｄ）のように、基本波成分と同期で、か
つ、半サイクル毎に極性に応じた矩形波状の電圧を出力
する。
圧波形を示す。ダイポーラ変調は、（ａ）の基本波成分
に対して、（ｂ）のように、非同期かつ一定周波数で相
電圧が正，負交互に出力し、正，負のパルス幅の比によ
り出力電圧が決まる。また、ユニポーラ変調は、（ｃ）
のように、基本波成分と同期で、かつ、半サイクル毎に
極性に応じたパルス状の電圧を出力する。さらに、１パ
ルス変調は、（ｄ）のように、基本波成分と同期で、か
つ、半サイクル毎に極性に応じた矩形波状の電圧を出力
する。
【００１０】以下、上記３種類の変調方式を実現する本
発明のＰＷＭパルス発生装置について説明する。図１
は、本発明の一実施例を示すＰＷＭパルス発生装置の構
成図である。ＰＷＭパルス発生装置１は、上位演算手段
４とのインターフェースであるデュアルポートＲＡＭ１
−１と瞬時電圧演算及びパルス生成処理を行うシングル
チップマイコン１−２を中心に構成される。デュアルポ
ートＲＡＭ１−１は、上位の演算手段より演算に必要な
インバータの出力周波数指令Ｆｉ*１３とインバータの
出力電圧指令Ｅ*１４を受信するための双方向から非同
期にアクセス可能な記憶手段であり、シングルチップマ
イコン１−２は、瞬時電圧演算手段１−２０、周波数指
令１３と電圧指令１４に基づいてダイポーラ変調、ユニ
ポーラ変調、１パルス変調の何れの変調を行うかを判定
するパルスモード判定手段１−３１、瞬時出力電圧ｅ
ｕ，ｅｖ，ｅｗとパルスモード信号ＰＭを用いて各変調
方式におけるＰＷＭパルス信号１５〜２０を生成するパ
ルス生成手段１−３２からなる。瞬時電圧演算手段１−
２０は、周波数指令Ｆｉ*１３を基に位相θnを求める位
相演算手段１−２１、正弦波テーブル１−２２、Ｕ，
Ｖ，Ｗ各相の正弦値ｋu，ｋv，ｋwを求めるＵ，Ｖ，Ｗ
各相の正弦値算出手段１−２３〜２５、変調率テーブル
１−２６、電圧指令Ｅ*１４に応じた変調率Ａを算出す
る変調率算出手段１−２７、掛け算器１−２８〜３０か
らなる。
発明のＰＷＭパルス発生装置について説明する。図１
は、本発明の一実施例を示すＰＷＭパルス発生装置の構
成図である。ＰＷＭパルス発生装置１は、上位演算手段
４とのインターフェースであるデュアルポートＲＡＭ１
−１と瞬時電圧演算及びパルス生成処理を行うシングル
チップマイコン１−２を中心に構成される。デュアルポ
ートＲＡＭ１−１は、上位の演算手段より演算に必要な
インバータの出力周波数指令Ｆｉ*１３とインバータの
出力電圧指令Ｅ*１４を受信するための双方向から非同
期にアクセス可能な記憶手段であり、シングルチップマ
イコン１−２は、瞬時電圧演算手段１−２０、周波数指
令１３と電圧指令１４に基づいてダイポーラ変調、ユニ
ポーラ変調、１パルス変調の何れの変調を行うかを判定
するパルスモード判定手段１−３１、瞬時出力電圧ｅ
ｕ，ｅｖ，ｅｗとパルスモード信号ＰＭを用いて各変調
方式におけるＰＷＭパルス信号１５〜２０を生成するパ
ルス生成手段１−３２からなる。瞬時電圧演算手段１−
２０は、周波数指令Ｆｉ*１３を基に位相θnを求める位
相演算手段１−２１、正弦波テーブル１−２２、Ｕ，
Ｖ，Ｗ各相の正弦値ｋu，ｋv，ｋwを求めるＵ，Ｖ，Ｗ
各相の正弦値算出手段１−２３〜２５、変調率テーブル
１−２６、電圧指令Ｅ*１４に応じた変調率Ａを算出す
る変調率算出手段１−２７、掛け算器１−２８〜３０か
らなる。
【００１１】まず、上位演算手段４がデュアルポートＲ
ＡＭ１−１に０〜３００Ｈｚ相当の周波数指令Ｆｉ*１
３と０〜１に規格化された電圧指令Ｅ*１４を書き込む
と、シングルチップマイコン１−２は、これらの情報を
読み込み、Ｕ，Ｖ，Ｗ各相の正電位を出力するためのパ
ルス信号１５，１７，１９と負電位を出力するためのパ
ルス信号１６，１８，２０を出力するための各種演算及
び処理を行う。以下、シングルチップマイコン１−２の
各種演算及び処理について詳細に説明する。まず、瞬時
電圧演算手段１−２０において、位相演算手段１−２１
は周波数指令Ｆｉ*１３を基に(数１)により、その時点
の位相θnを求める。
ＡＭ１−１に０〜３００Ｈｚ相当の周波数指令Ｆｉ*１
３と０〜１に規格化された電圧指令Ｅ*１４を書き込む
と、シングルチップマイコン１−２は、これらの情報を
読み込み、Ｕ，Ｖ，Ｗ各相の正電位を出力するためのパ
ルス信号１５，１７，１９と負電位を出力するためのパ
ルス信号１６，１８，２０を出力するための各種演算及
び処理を行う。以下、シングルチップマイコン１−２の
各種演算及び処理について詳細に説明する。まず、瞬時
電圧演算手段１−２０において、位相演算手段１−２１
は周波数指令Ｆｉ*１３を基に(数１)により、その時点
の位相θnを求める。
【数１】 Δθ＝２・π・Ｆｉ* θn ＝θn-1＋Δθ （数１） ここで、 θn-1：１演算周期前の位相 Ｆｉ*：周波数指令 Ｕ，Ｖ，Ｗ各相の正弦値算出手段１−２３〜２５は、位
相θnと正弦波テーブル１−２２から(数２)に示す正弦
値ｋu，ｋv，ｋwを求める。
相θnと正弦波テーブル１−２２から(数２)に示す正弦
値ｋu，ｋv，ｋwを求める。
【数２】 ｋu＝Ｓｉｎ(θn) ｋv＝Ｓｉｎ(θn−２π／３） ｋw＝Ｓｉｎ(θn＋２π／３） （数２） 一方、変調率算出手段１−２７は、電圧指令Ｅ*１４に
応じた変調率Ａを変調率テーブル１−２６を参照して算
出する。この変調率Ａと前記正弦値ｋu，ｋv，ｋwを掛
け算器１−２８〜３０により乗算し、（数３）に示すよ
うに、電力変換器の出力または入力電圧の各相の基本波
の瞬時電圧ｅｕ，ｅｖ，ｅｗを求める。
応じた変調率Ａを変調率テーブル１−２６を参照して算
出する。この変調率Ａと前記正弦値ｋu，ｋv，ｋwを掛
け算器１−２８〜３０により乗算し、（数３）に示すよ
うに、電力変換器の出力または入力電圧の各相の基本波
の瞬時電圧ｅｕ，ｅｖ，ｅｗを求める。
【数３】 ｅｕ＝Ａ・ｋu＝Ａ・Ｓｉｎ(θn) ｅｖ＝Ａ・ｋv＝Ａ・Ｓｉｎ(θn−２π／３) ｅｗ＝Ａ・ｋw＝Ａ・Ｓｉｎ(θn＋２π／３) （数３） 次に、パルスモード判定手段１−３１は、周波数指令Ｆ
*１３と電圧指令Ｅ*１４に基づき、ダイポーラ変調、ユ
ニポーラ変調、１パルス変調の何れの変調を行うかを判
定し、パルスモード信号ＰＭを出力する。続いて、パル
ス生成手段１−３２は、以上の結果得られた瞬時出力電
圧ｅｕ，ｅｖ，ｅｗとパルスモード信号ＰＭを用いて各
変調方式におけるＰＷＭパルス信号１５〜２０を生成す
る。
*１３と電圧指令Ｅ*１４に基づき、ダイポーラ変調、ユ
ニポーラ変調、１パルス変調の何れの変調を行うかを判
定し、パルスモード信号ＰＭを出力する。続いて、パル
ス生成手段１−３２は、以上の結果得られた瞬時出力電
圧ｅｕ，ｅｖ，ｅｗとパルスモード信号ＰＭを用いて各
変調方式におけるＰＷＭパルス信号１５〜２０を生成す
る。
【００１２】次に、図５に、パルス生成手段１−３２の
構成を示す。パルス生成手段１−３２は、切り替え手段
１−３２−１、ダイポーラパルス演算手段１−３２−
２、ユニポーラパルス演算手段１−３２−３、１パルス
演算手段１−３２−４、記憶手段１−３２−５、パルス
出力手段１−３２−０から構成される。パルス出力手段
１−３２−０は、スケジューラ１−３２−６、フリーラ
ンニングタイマー１−３２−７、タイミングレジスタ１
−３２−８〜１３、比較器１−３２−１４〜１９、イベ
ントレジスタ１−３２−２０〜２５からなる。まず、瞬
時出力電圧ｅｕ，ｅｖ，ｅｗは、パルスモード信号ＰＭ
により制御される切り替え手段１−３２−１を介して各
変調方式に対応するパルス演算手段１−３２−２〜４の
何れかに入力される。瞬時出力電圧ｅｕ，ｅｖ，ｅｗが
入力されたパルス演算手段は、後述する所定の処理を実
行し、ＰＷＭパルス信号１５〜２０を生成するのに必要
な６つのパルス出力タイミング（以下、イベント発生時
間と呼ぶ。）と６つの’１’または’０’のパルス状態
（以下、イベント情報と呼ぶ。）を算出し、記憶手段１
−３２−５に格納する。パルス出力手段１−３２−０の
スケジューラ１−３２−６は、記憶手段１−３２−５に
格納されたイベント発生時間２２〜２７を各ＰＷＭパル
ス信号１５〜２０に対応するタイミングレジスタ１−３
２−８〜１３に、イベント情報２８〜３３をイベントレ
ジスタ１−３２−２０〜２５に格納する。一方、一定周
期の基準クロック２１により増加するフリーランニング
タイマー１−３２−７の出力とタイミングレジスタ１−
３２−８〜１３の内容は、比較器１−３２−１４〜１９
により常時比較され、一致した時点でイベントレジスタ
１−３２−２０〜２５の内容が信号として出力される。
構成を示す。パルス生成手段１−３２は、切り替え手段
１−３２−１、ダイポーラパルス演算手段１−３２−
２、ユニポーラパルス演算手段１−３２−３、１パルス
演算手段１−３２−４、記憶手段１−３２−５、パルス
出力手段１−３２−０から構成される。パルス出力手段
１−３２−０は、スケジューラ１−３２−６、フリーラ
ンニングタイマー１−３２−７、タイミングレジスタ１
−３２−８〜１３、比較器１−３２−１４〜１９、イベ
ントレジスタ１−３２−２０〜２５からなる。まず、瞬
時出力電圧ｅｕ，ｅｖ，ｅｗは、パルスモード信号ＰＭ
により制御される切り替え手段１−３２−１を介して各
変調方式に対応するパルス演算手段１−３２−２〜４の
何れかに入力される。瞬時出力電圧ｅｕ，ｅｖ，ｅｗが
入力されたパルス演算手段は、後述する所定の処理を実
行し、ＰＷＭパルス信号１５〜２０を生成するのに必要
な６つのパルス出力タイミング（以下、イベント発生時
間と呼ぶ。）と６つの’１’または’０’のパルス状態
（以下、イベント情報と呼ぶ。）を算出し、記憶手段１
−３２−５に格納する。パルス出力手段１−３２−０の
スケジューラ１−３２−６は、記憶手段１−３２−５に
格納されたイベント発生時間２２〜２７を各ＰＷＭパル
ス信号１５〜２０に対応するタイミングレジスタ１−３
２−８〜１３に、イベント情報２８〜３３をイベントレ
ジスタ１−３２−２０〜２５に格納する。一方、一定周
期の基準クロック２１により増加するフリーランニング
タイマー１−３２−７の出力とタイミングレジスタ１−
３２−８〜１３の内容は、比較器１−３２−１４〜１９
により常時比較され、一致した時点でイベントレジスタ
１−３２−２０〜２５の内容が信号として出力される。
【００１３】以下、各変調方式におけるパルス生成手段
１−３２の処理をＵ相を例にとり説明する。まず、ダイ
ポーラパルスの生成方法について説明する。図６は、ダ
イポーラパルスを生成するための概念図である。すなわ
ち、正側パルスＳｐｕは、（数４）及び図中実線で示す
ように（数３）で求めた瞬時電圧ｅｕを更に２分の１し
てバイアス量Ｂを加算したｅｕ’と非同期のキャリアＣ
ｐとの比較により生成する。一方、負側パルスＳｎｕ
は、図中点線で示すように瞬時電圧ｅｕを２分の１して
反転し、バイアス量Ｂを加算したｅｕ”とキャリアＣｐ
を反転したＣｎとの比較により生成する。この結果、Ｕ
相の相電圧Ｅｕは、正側の電圧と負側の電圧が交互に発
生するダイポーラの波形となる。Ｖ，Ｗ相についても瞬
時電圧の位相をずらして同様に生成する。
１−３２の処理をＵ相を例にとり説明する。まず、ダイ
ポーラパルスの生成方法について説明する。図６は、ダ
イポーラパルスを生成するための概念図である。すなわ
ち、正側パルスＳｐｕは、（数４）及び図中実線で示す
ように（数３）で求めた瞬時電圧ｅｕを更に２分の１し
てバイアス量Ｂを加算したｅｕ’と非同期のキャリアＣ
ｐとの比較により生成する。一方、負側パルスＳｎｕ
は、図中点線で示すように瞬時電圧ｅｕを２分の１して
反転し、バイアス量Ｂを加算したｅｕ”とキャリアＣｐ
を反転したＣｎとの比較により生成する。この結果、Ｕ
相の相電圧Ｅｕは、正側の電圧と負側の電圧が交互に発
生するダイポーラの波形となる。Ｖ，Ｗ相についても瞬
時電圧の位相をずらして同様に生成する。
【数４】 ｅｕ’＝ｅｕ／２＋Ｂ ｅｕ”＝−ｅｕ／２＋Ｂ （数４）
【００１４】図７は、本実施例によるダイポーラパルス
生成方法を示す図である。なお、図７は、図６の期間Ｔ
における正側パルスＳｐｕに関してのみ記載してある。
本実施例では、キャリアの周期（Ｔｃｓ＋Ｔｃｒ）より
演算周期（＝Δｔ）が短い（周波数の高い）演算起動信
号Ｓｏで起動されるプログラムにより瞬時電圧ｅｕ’と
キャリアＣｐとの交点を算出し、できるだけ図示の理想
的な出力信号に近いＰＷＭパルスを生成するようにして
いる。ここで、演算周期（＝Δｔ）つまり演算周波数
は、電力変換器の出力または入力電圧の周波数より高
く、また、電力変換器の出力または入力電圧の周波数よ
り高い関係にあるＰＷＭパルスの周波数より高く設定す
る。例えば、パルスセット期間Ｔｃｓにおいては、演算
期間毎に瞬時電圧ｅｕ’（図中▲点）を求め、キャリア
Ｃｐとの交点（図中●点）までの時間（イベント発生時
間）ｔxN及びタイミングレジスタ１−３２−８へのパル
スセットの設定時間ｔsを（数５）により幾何学的に求
める。
生成方法を示す図である。なお、図７は、図６の期間Ｔ
における正側パルスＳｐｕに関してのみ記載してある。
本実施例では、キャリアの周期（Ｔｃｓ＋Ｔｃｒ）より
演算周期（＝Δｔ）が短い（周波数の高い）演算起動信
号Ｓｏで起動されるプログラムにより瞬時電圧ｅｕ’と
キャリアＣｐとの交点を算出し、できるだけ図示の理想
的な出力信号に近いＰＷＭパルスを生成するようにして
いる。ここで、演算周期（＝Δｔ）つまり演算周波数
は、電力変換器の出力または入力電圧の周波数より高
く、また、電力変換器の出力または入力電圧の周波数よ
り高い関係にあるＰＷＭパルスの周波数より高く設定す
る。例えば、パルスセット期間Ｔｃｓにおいては、演算
期間毎に瞬時電圧ｅｕ’（図中▲点）を求め、キャリア
Ｃｐとの交点（図中●点）までの時間（イベント発生時
間）ｔxN及びタイミングレジスタ１−３２−８へのパル
スセットの設定時間ｔsを（数５）により幾何学的に求
める。
【数５】 ｔxN＝（１−ｅｕ’）・Ｔｃｓ ｔs ＝ｔxN−ｔnN （数５） ここで、N：１，２ これを、図８の三角形ＡＢＣを例にとり、幾何学的に図
中ｄを求める場合について説明する。三角形ＡＢＣにお
いては、相似の関係から（数６）が成り立つ。ここで、
ａは図７におけるキャリアのピーク値”１”、ｂはパル
スセット期間Ｔｃｓ、ｄはイベント発生時間ｔxN、ｆは
瞬時電圧ｅｕ’を代入すると、（数５）のイベント発生
時間ｔxN及びパルスセットの設定時間ｔsが得られる。
したがって、先に算出した瞬時電圧ｅｕ’と既知である
パルスセット期間Ｔｃｓを用いた簡単な演算により、従
来のようにキャリアを用いることなく、パルスセットの
タイミングを求めることができる。このようにして求め
たパルスセットの設定時間ｔsがｔs≦△ｔとなった時点
でタイミングレジスタ１−３２−８とイベントレジスタ
１−３２−２０の内容を更新する。
中ｄを求める場合について説明する。三角形ＡＢＣにお
いては、相似の関係から（数６）が成り立つ。ここで、
ａは図７におけるキャリアのピーク値”１”、ｂはパル
スセット期間Ｔｃｓ、ｄはイベント発生時間ｔxN、ｆは
瞬時電圧ｅｕ’を代入すると、（数５）のイベント発生
時間ｔxN及びパルスセットの設定時間ｔsが得られる。
したがって、先に算出した瞬時電圧ｅｕ’と既知である
パルスセット期間Ｔｃｓを用いた簡単な演算により、従
来のようにキャリアを用いることなく、パルスセットの
タイミングを求めることができる。このようにして求め
たパルスセットの設定時間ｔsがｔs≦△ｔとなった時点
でタイミングレジスタ１−３２−８とイベントレジスタ
１−３２−２０の内容を更新する。
【数６】 ａ：（ａ−ｆ）＝ｂ：ｄ ａ・ｄ＝（ａ−ｆ）・ｂ ｄ＝（（ａ−ｆ）・ｂ）／ａ （数６） 一方、パルスリセット期間Ｔｃｒにおいては、図８
（ロ）の三角形ＡＢＣを用いて同様に求めると、（数
７）が得られ、
（ロ）の三角形ＡＢＣを用いて同様に求めると、（数
７）が得られ、
【数７】 ａ：ｆ＝ｂ：ｄ ａ・ｄ＝ｆ・ｂ ｄ＝（ｆ・ｂ）／ａ （数７） ここで、前記と同様にａは図７におけるキャリアのピー
ク値”１”、ｂはパルスリセット期間Ｔｃｒ、ｄはイベ
ント発生時間ｔxN、ｆは瞬時電圧ｅｕ’を代入すること
により、（数８）のイベント発生時間ｔx3及びパルスリ
セットの設定時間ｔrが得られる。したがって、先に算
出した瞬時電圧ｅｕ’と既知であるパルスリセット期間
Ｔｃｒを用いた簡単な演算により、従来のようにキャリ
アを用いることなく、パルスリセットのタイミングを求
めることができる。このようにして求めたパルスリセッ
トの設定時間ｔrがｔr≦△tとなった時点でタイミング
レジスタ１−３２−８とイベントレジスタ１−３２−２
０の内容を更新する。
ク値”１”、ｂはパルスリセット期間Ｔｃｒ、ｄはイベ
ント発生時間ｔxN、ｆは瞬時電圧ｅｕ’を代入すること
により、（数８）のイベント発生時間ｔx3及びパルスリ
セットの設定時間ｔrが得られる。したがって、先に算
出した瞬時電圧ｅｕ’と既知であるパルスリセット期間
Ｔｃｒを用いた簡単な演算により、従来のようにキャリ
アを用いることなく、パルスリセットのタイミングを求
めることができる。このようにして求めたパルスリセッ
トの設定時間ｔrがｔr≦△tとなった時点でタイミング
レジスタ１−３２−８とイベントレジスタ１−３２−２
０の内容を更新する。
【数８】 ｔx3＝ｅｕ’・Ｔｃｓ ｔr ＝ｔx3−ｔn3 （数８） 図７において、Ｓｐｕは本実施例によって生成した正側
パルスであり、図示した理想的な出力信号に近いパルス
を生成することができる。
パルスであり、図示した理想的な出力信号に近いパルス
を生成することができる。
【００１５】図９は、ダイポーラパルス演算手段１−３
２−２が１演算期間で行う処理手順を示すパド図であ
る。ただし、Ｕ相分であり、Ｖ，Ｗ相については同様の
処理となる。なお、ここでは、イベント情報を格納する
変数をＰＦＵ（正側），ＮＦＵ（負側）、イベント発生
時間を格納する変数をＴｓとする。図９において、ま
ず、ステップ１００で正側のイベント情報変数ＰＦＵを
参照し、演算期間がパルスセット期間かパルスリセット
期間かを判定する。パルスセット期間の場合（ＰＦＵ＝
１）、ステップ１０１において（数５）の演算によりパ
ルスセットの設定時間ｔsを求め、ステップ１０２でｔs
＞Δｔの場合、変数Ｔｓ，ＰＦＵは現状維持とする。し
かし、ｔs≦Δｔの場合、ステップ１０４においてｔsの
範囲を判定し、ｔsが最大設定時間Ｔｍａｘ以上の場
合、ステップ１０５においてＴｓ＝Ｔｍａｘとし、ｔs
が最小設定時間Ｔｍｉｎ以下の場合、ステップ１０７に
おいてＴｓ＝Ｔｍｉｎとする。ｔsが上記以外の場合、
ステップ１０６においてＴｓ＝ｔsとする。最後に、ス
テップ１０８において変数ＰＦＵを’０’として正側の
処理を終了する。一方、ステップ１００においてパルス
リセット期間（ＰＦＵ＝０）の場合、パルスリセットの
設定時間ｔrに関して、ステップ１０９〜１１５におい
て前記パルスセット期間のステップ１０１〜１０７と同
様の処理を行い、最後に、ステップ１１６において変数
ＰＦＵを’１’として正側の処理を終了する。続いて、
ステップ１１７〜１２１において、負側に対して上記正
側と同様の処理を行い、処理を終了する。
２−２が１演算期間で行う処理手順を示すパド図であ
る。ただし、Ｕ相分であり、Ｖ，Ｗ相については同様の
処理となる。なお、ここでは、イベント情報を格納する
変数をＰＦＵ（正側），ＮＦＵ（負側）、イベント発生
時間を格納する変数をＴｓとする。図９において、ま
ず、ステップ１００で正側のイベント情報変数ＰＦＵを
参照し、演算期間がパルスセット期間かパルスリセット
期間かを判定する。パルスセット期間の場合（ＰＦＵ＝
１）、ステップ１０１において（数５）の演算によりパ
ルスセットの設定時間ｔsを求め、ステップ１０２でｔs
＞Δｔの場合、変数Ｔｓ，ＰＦＵは現状維持とする。し
かし、ｔs≦Δｔの場合、ステップ１０４においてｔsの
範囲を判定し、ｔsが最大設定時間Ｔｍａｘ以上の場
合、ステップ１０５においてＴｓ＝Ｔｍａｘとし、ｔs
が最小設定時間Ｔｍｉｎ以下の場合、ステップ１０７に
おいてＴｓ＝Ｔｍｉｎとする。ｔsが上記以外の場合、
ステップ１０６においてＴｓ＝ｔsとする。最後に、ス
テップ１０８において変数ＰＦＵを’０’として正側の
処理を終了する。一方、ステップ１００においてパルス
リセット期間（ＰＦＵ＝０）の場合、パルスリセットの
設定時間ｔrに関して、ステップ１０９〜１１５におい
て前記パルスセット期間のステップ１０１〜１０７と同
様の処理を行い、最後に、ステップ１１６において変数
ＰＦＵを’１’として正側の処理を終了する。続いて、
ステップ１１７〜１２１において、負側に対して上記正
側と同様の処理を行い、処理を終了する。
【００１６】次に、ユニポーラパルスの生成方法につい
て説明する。図１０は、ユニポーラパルス生成方法の概
念図である。すなわち、瞬時電圧ｅｕと、図中実線で示
す瞬時電圧ｅｕと同期したキャリアＣｐとの交点を求め
ることにより、正側パルスＳｐｕを生成し、瞬時電圧ｅ
ｕと、図中点線で示す瞬時電圧ｅｕと同期したキャリア
Ｃｎとの交点を求めることにより、負側パルスＳｎｕを
生成する。この結果、Ｕ相電圧Ｅｕは、図示のように瞬
時電圧ｅｕの極性に応じたパルス状の電圧となる。
て説明する。図１０は、ユニポーラパルス生成方法の概
念図である。すなわち、瞬時電圧ｅｕと、図中実線で示
す瞬時電圧ｅｕと同期したキャリアＣｐとの交点を求め
ることにより、正側パルスＳｐｕを生成し、瞬時電圧ｅ
ｕと、図中点線で示す瞬時電圧ｅｕと同期したキャリア
Ｃｎとの交点を求めることにより、負側パルスＳｎｕを
生成する。この結果、Ｕ相電圧Ｅｕは、図示のように瞬
時電圧ｅｕの極性に応じたパルス状の電圧となる。
【００１７】図１１は、本実施例によるユニポーラパル
ス生成方法を示す。なお、図１１は、図１０の期間θに
おける正側パルスＳｐｕに関してのみ記載してある。基
本的な考え方は、前記ダイポーラパルスの生成方法と同
じであるが、ユニポーラパルスは、瞬時電圧ｅｕと同期
したパルスを生成する必要があることから、ダイポーラ
パルス生成方法が直接時間で演算したのに対し、まず位
相で演算し、最終的に時間に変換するようにした。例え
ば、パルスセット期間θｃｓでは、演算期間毎に瞬時電
圧ｅｕ（図中▲点）を求め、キャリアＣｐとの交点（図
中●点）までの位相（イベント発生位相）θｘＮ及びパ
ルスセットの設定位相θsを（数９）により幾何学的
（図８の三角形ＡＢＣの相似の関係を利用して）に求め
る。この結果、θs≦Δθとなった時点でイベント発生
時間及びイベント情報を更新する。ここで、演算起動信
号Ｓｏの一周期分の位相Δθは、周波数指令Ｆｉ*によ
り変化するため、演算毎に（数１０）により求める。
ス生成方法を示す。なお、図１１は、図１０の期間θに
おける正側パルスＳｐｕに関してのみ記載してある。基
本的な考え方は、前記ダイポーラパルスの生成方法と同
じであるが、ユニポーラパルスは、瞬時電圧ｅｕと同期
したパルスを生成する必要があることから、ダイポーラ
パルス生成方法が直接時間で演算したのに対し、まず位
相で演算し、最終的に時間に変換するようにした。例え
ば、パルスセット期間θｃｓでは、演算期間毎に瞬時電
圧ｅｕ（図中▲点）を求め、キャリアＣｐとの交点（図
中●点）までの位相（イベント発生位相）θｘＮ及びパ
ルスセットの設定位相θsを（数９）により幾何学的
（図８の三角形ＡＢＣの相似の関係を利用して）に求め
る。この結果、θs≦Δθとなった時点でイベント発生
時間及びイベント情報を更新する。ここで、演算起動信
号Ｓｏの一周期分の位相Δθは、周波数指令Ｆｉ*によ
り変化するため、演算毎に（数１０）により求める。
【数９】 θxN＝（１−ｅｕ）・θｃｓ θs＝θxN−θnN （数９） ここで、N：１，２
【数１０】 Δθ＝ω・Δｔ＝２・π・Ｆｉ*・Δｔ （数１０） また、パルスセットの設定位相θsからパルスセットの
設定時間ｔsへの変換は、（数１１）により行う。
設定時間ｔsへの変換は、（数１１）により行う。
【数１１】 ｔs＝θs／（２・π・Ｆｉ*） （数１１） 一方、パルスリセット期間θｃｒにおいては、イベント
発生時間θx3及びθrを（数１２）により求め、θr≦Δ
θとなった時点でイベント発生時間及びイベント情報を
更新する。
発生時間θx3及びθrを（数１２）により求め、θr≦Δ
θとなった時点でイベント発生時間及びイベント情報を
更新する。
【数１２】 θx3＝ｅｕ・θｃｓ θr＝θx3−θn3 （数１２） また、パルスリセットの設定位相θrからパルスリセッ
トの設定時間ｔｒへの変換は、（数１３）により行う。
トの設定時間ｔｒへの変換は、（数１３）により行う。
【数１３】 ｔr＝θr／（２・π・Ｆｉ*） （数１３） 図１１において、Ｓｐｕは本実施例によって生成した正
側パルスであり、図示した理想的な出力信号に近いパル
スを生成することができる。ユニポーラパルス生成処理
については、上記のように位相で演算し、最終的に位相
を時間に変換する点がダイポーラの場合と異なるが、他
は、図９に示すダイポーラの場合と同様のため、説明を
省略する。
側パルスであり、図示した理想的な出力信号に近いパル
スを生成することができる。ユニポーラパルス生成処理
については、上記のように位相で演算し、最終的に位相
を時間に変換する点がダイポーラの場合と異なるが、他
は、図９に示すダイポーラの場合と同様のため、説明を
省略する。
【００１８】最後に、１パルスの生成方法について説明
する。図１２は、１パルス生成方法の概念図である。す
なわち、１パルスは瞬時電圧ｅｕのほぼ半周期の間、極
性に応じた矩形波を出力すれば良いため、キャリアとの
交点を求めるのではなく、電圧指令Ｅ*に応じて一意的
に定まる位相でパルスのセット或いはリセットを行うよ
うにする。例えば、正側パルスＳｐｕにおいて、瞬時電
圧ｅｕのゼロクロス点からパルスセットまでの位相をθ
xs、パルスリセットまでの位相をθxrとすると、θxsは
図１３に示すように電圧指令Ｅ*に応じて減少するＣＯ
Ｓ~1関数テーブル（ただし、０＜θxs≦３０゜）より求
め、θxrはθxsを基に（数１４）より求める。
する。図１２は、１パルス生成方法の概念図である。す
なわち、１パルスは瞬時電圧ｅｕのほぼ半周期の間、極
性に応じた矩形波を出力すれば良いため、キャリアとの
交点を求めるのではなく、電圧指令Ｅ*に応じて一意的
に定まる位相でパルスのセット或いはリセットを行うよ
うにする。例えば、正側パルスＳｐｕにおいて、瞬時電
圧ｅｕのゼロクロス点からパルスセットまでの位相をθ
xs、パルスリセットまでの位相をθxrとすると、θxsは
図１３に示すように電圧指令Ｅ*に応じて減少するＣＯ
Ｓ~1関数テーブル（ただし、０＜θxs≦３０゜）より求
め、θxrはθxsを基に（数１４）より求める。
【数１４】 θxr＝１８０゜−θxs （数１４） この結果、Ｕ相電圧Ｅｕは、図示のように瞬時電圧ｅｕ
の極性に応じた矩形波状の電圧となる。図１４は、本実
施例による１パルス生成方法を示す。なお、図１４は、
図１２の期間θにおける正側パルスＳｐｕに関してのみ
記載してある。基本的な考え方は、前記ユニポーラパル
スの生成方法と同じであるが、ユニポーラパルス生成方
法では、演算周期毎に瞬時電圧ｅｕに応じてキャリアと
の交点位相θxNが変化したのに対し、１パルス生成方法
では、電圧指令Ｅ*が一定であれば、イベント発生位相
θxsが一定である点が異なる。例えば、パルスセット時
は、演算周期毎に位相θnN（図中▲点）を求め、イベン
ト発生位相（図中●点）までの差つまりパルスセットの
設定位相θsを（数１５）により求める。この結果、θs
≦Δθとなった時点でイベント発生時間及びイベント情
報を更新する。なお、演算起動信号Ｓｏの一周期分の位
相Δθの算出及びｔsへの変換はユニポーラと同様に演
算周期毎に（数１０）、（数１１）により求める。
の極性に応じた矩形波状の電圧となる。図１４は、本実
施例による１パルス生成方法を示す。なお、図１４は、
図１２の期間θにおける正側パルスＳｐｕに関してのみ
記載してある。基本的な考え方は、前記ユニポーラパル
スの生成方法と同じであるが、ユニポーラパルス生成方
法では、演算周期毎に瞬時電圧ｅｕに応じてキャリアと
の交点位相θxNが変化したのに対し、１パルス生成方法
では、電圧指令Ｅ*が一定であれば、イベント発生位相
θxsが一定である点が異なる。例えば、パルスセット時
は、演算周期毎に位相θnN（図中▲点）を求め、イベン
ト発生位相（図中●点）までの差つまりパルスセットの
設定位相θsを（数１５）により求める。この結果、θs
≦Δθとなった時点でイベント発生時間及びイベント情
報を更新する。なお、演算起動信号Ｓｏの一周期分の位
相Δθの算出及びｔsへの変換はユニポーラと同様に演
算周期毎に（数１０）、（数１１）により求める。
【数１５】 θs＝θxs−θnN （数１５） ここで，N：１，２ また、パルスリセットについては、パルスリセットの設
定位相θrをθxsからθxrに置き換えて同様に求める。
定位相θrをθxsからθxrに置き換えて同様に求める。
【００１９】以上、本実施例の基本的な動作について述
べたが、実際に主回路を動作させる場合は、主回路のパ
ワー素子の破壊を防止するため、ＰＷＭパルスの最小オ
ン時間Ｔｏnを確保する必要がある。図１５に、本実施
例による最小オンパルス生成方法について、ダイポーラ
パルスを例にとり説明する。本実施例では、算出した瞬
時電圧ｅｕ’に下限値ｅｍｉｎを設定することにより、
図示のような理想的な出力信号を得るようにしている
が、この場合演算周期が問題となる。すなわち、図示の
演算起動信号１のように、最小オン時間Ｔｏｎに比べて
演算周期Δｔ１を大きく設定すると、パルスをセットす
るイベント発生時間つまりパルスセットの設定時間につ
いてはｔs1（＝ｔx1−ｔn11)となり、希望のタイミング
でセットすることができる。しかし、リセットするタイ
ミングつまりパルスリセットの設定時間ｔr1について
は、事前検出が不可能なため、（数１６）に示すΔｔr
の誤差が発生する。なお、Ｔminはソフトによるオーバ
ーヘッドのため最低限確保しなければならない時間であ
る。
べたが、実際に主回路を動作させる場合は、主回路のパ
ワー素子の破壊を防止するため、ＰＷＭパルスの最小オ
ン時間Ｔｏnを確保する必要がある。図１５に、本実施
例による最小オンパルス生成方法について、ダイポーラ
パルスを例にとり説明する。本実施例では、算出した瞬
時電圧ｅｕ’に下限値ｅｍｉｎを設定することにより、
図示のような理想的な出力信号を得るようにしている
が、この場合演算周期が問題となる。すなわち、図示の
演算起動信号１のように、最小オン時間Ｔｏｎに比べて
演算周期Δｔ１を大きく設定すると、パルスをセットす
るイベント発生時間つまりパルスセットの設定時間につ
いてはｔs1（＝ｔx1−ｔn11)となり、希望のタイミング
でセットすることができる。しかし、リセットするタイ
ミングつまりパルスリセットの設定時間ｔr1について
は、事前検出が不可能なため、（数１６）に示すΔｔr
の誤差が発生する。なお、Ｔminはソフトによるオーバ
ーヘッドのため最低限確保しなければならない時間であ
る。
【数１６】 Δｔr＝｜ｔx2−ｔn21｜＋Ｔmin （数１６） このため、図示のＳｐｕ１の正側パルスは、最小オン時
間Ｔｏｎに比べて大きくなる。そこで、図示の演算起動
信号２のように、演算周期Δｔ２を最小オン時間Ｔｏｎ
より小さく設定すると、パルスセットの設定時間ｔs2と
パルスリセットの設定時間ｔr2は希望の値となり、図示
のＳｐｕ２の正側パルスが生成され、最小オン時間Ｔｏ
ｎに相当するより正確なパルスを生成することができ
る。
間Ｔｏｎに比べて大きくなる。そこで、図示の演算起動
信号２のように、演算周期Δｔ２を最小オン時間Ｔｏｎ
より小さく設定すると、パルスセットの設定時間ｔs2と
パルスリセットの設定時間ｔr2は希望の値となり、図示
のＳｐｕ２の正側パルスが生成され、最小オン時間Ｔｏ
ｎに相当するより正確なパルスを生成することができ
る。
【００２０】以上説明したように、本実施例における瞬
時電圧演算及びパルス生成演算の演算周期は、電圧変換
器の出力または入力電圧の周波数と非同期に且つ短い周
期に設定することができるため、応答性の低下を招くこ
とがない。また、パルス出力タイミングを三角波キャリ
アを用いずに簡単な演算により求めるため、瞬時電圧演
算手段とパルス生成手段を１個のシングルチップマイコ
ンで実現することが可能となり、装置の小型化が図れ
る。なお、以上、本発明を３レベルＧＴＯインバータ装
置に適用する場合について説明したが、本発明は、３レ
ベルＧＴＯコンバータ装置、２レベルＧＴＯインバータ
装置及びコンバータ装置に適用できる。
時電圧演算及びパルス生成演算の演算周期は、電圧変換
器の出力または入力電圧の周波数と非同期に且つ短い周
期に設定することができるため、応答性の低下を招くこ
とがない。また、パルス出力タイミングを三角波キャリ
アを用いずに簡単な演算により求めるため、瞬時電圧演
算手段とパルス生成手段を１個のシングルチップマイコ
ンで実現することが可能となり、装置の小型化が図れ
る。なお、以上、本発明を３レベルＧＴＯインバータ装
置に適用する場合について説明したが、本発明は、３レ
ベルＧＴＯコンバータ装置、２レベルＧＴＯインバータ
装置及びコンバータ装置に適用できる。
【００２１】
【発明の効果】本発明によれば、瞬時電圧演算及びパル
ス生成演算の演算周期を電力変換器の出力または入力電
圧の周波数とは非同期に短い値に設定するため、高速応
答性が可能となる。また、パルスセット及びパルスリセ
ットのタイミングは、従来のようにキャリアを用いるこ
となく、演算周期毎に出力される瞬時出力電圧とパルス
セット期間及びパルスリセット期間を基に演算により求
めるため、希望の出力電圧を簡単に得ることができる。
また、瞬時電圧演算手段とパルス生成手段を１個のシン
グルチップマイコンで実現できるため、装置の小型化が
図れる。
ス生成演算の演算周期を電力変換器の出力または入力電
圧の周波数とは非同期に短い値に設定するため、高速応
答性が可能となる。また、パルスセット及びパルスリセ
ットのタイミングは、従来のようにキャリアを用いるこ
となく、演算周期毎に出力される瞬時出力電圧とパルス
セット期間及びパルスリセット期間を基に演算により求
めるため、希望の出力電圧を簡単に得ることができる。
また、瞬時電圧演算手段とパルス生成手段を１個のシン
グルチップマイコンで実現できるため、装置の小型化が
図れる。
【図１】本発明の実施例を示すＰＷＭパルス発生装置の
構成図
構成図
【図２】３レベルＧＴＯインバータ制御装置の全体構成
を示す図
を示す図
【図３】３レベルＧＴＯインバータのＶ／ｆ特性と変調
方式を示す図
方式を示す図
【図４】各変調方式における相電圧波形
【図５】本発明の実施例を示すパルス生成手段の構成図
【図６】ダイポーラパルス生成方法の概念図
【図７】本発明の実施例による本発明のダイポーラパル
ス生成方法説明図
ス生成方法説明図
【図８】本発明の実施例によるイベント発生時間算出方
法説明図
法説明図
【図９】本発明の実施例によるダイポーラパルス生成処
理を示すパド図
理を示すパド図
【図１０】ユニポーラパルス生成方法の概念図
【図１１】本発明の実施例によるユニポーラパルス生成
方法説明図
方法説明図
【図１２】１パルス生成方法の概念図
【図１３】ＣＯＳ~ 1関数テーブルの内容を示す図
【図１４】本発明の実施例による１パルス生成方法説明
図
図
【図１５】本発明の実施例による最小オンパルス生成方
法説明図
法説明図
１ ＰＷＭパルス発生装置 １−１ デュアルポートＲＡＭ １−２ シングルチップマイコン １−２０ 瞬時電圧演算手段 １−３２ パルス生成手段 １−３２−０ パルス出力手段 １−３２−２ ダイポーラパルス演算手段 １−３２−３ ユニポーラパルス演算手段 １−３２−４ １パルス演算手段 ｅｕ，ｅｕ’，ｅｕ” 瞬時出力電圧 Ｃｐ，Ｃｎ キャリア Ｓｐｕ，Ｓｎｕ Ｕ相出力パルス Ｅｕ Ｕ相出力電圧
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者 照沼 睦弘 茨城県勝田市市毛1070番地 株式会社日立 製作所水戸工場内
Claims (9)
- 【請求項１】 インバータやコンバータなどの電力変換
器を駆動するための所定のパルスパターンを発生するＰ
ＷＭパルス発生装置において、インバータの出力周波数
指令と出力電圧指令に基づいて前記電力変換器の各相の
瞬時出力電圧を算出する瞬時電圧演算手段と、この瞬時
電圧演算手段の演算結果に従ってパルス出力タイミング
の演算及びパルスの出力制御を行うパルス生成手段を設
け、瞬時電圧の演算及びパルス生成の演算の演算周期を
前記電力変換器の出力または入力電圧の周波数とは非同
期に短い値に設定することを特徴とするＰＷＭパルス発
生装置。 - 【請求項２】 請求項１において、電力変換器の出力ま
たは入力電圧の周波数ｆ１とＰＷＭパルスの周波数ｆ２
とパルス生成手段の演算周波数ｆ３は、ｆ１＜ｆ２＜ｆ
３の関係にあることを特徴とするＰＷＭパルス発生装
置。 - 【請求項３】 請求項１において、パルス生成手段は、
電力変換器の出力または入力の交流電圧と非同期で且つ
正極電圧と負極電圧を交互に出力するダイポーラパルス
演算手段と、前記交流電圧と同期で且つ交流電圧の極性
に応じた複数のパルス状の電圧を出力するユニポーラパ
ルス演算手段と、前記交流電圧と同期で且つ交流電圧の
極性に応じた矩形波状の電圧を出力する１パルス演算手
段のうち、１つ以上のパルス演算手段を備えたことを特
徴とするＰＷＭパルス発生装置。 - 【請求項４】 請求項３において、ダイポーラパルス演
算手段は、パルス生成手段の演算周期毎に瞬時電圧演算
手段から出力される瞬時出力電圧とパルスセット期間を
基にパルスセットの設定時間を求め、この設定時間が前
記演算周期より小さくなったとき、パルスをセットし、
一方、前記瞬時出力電圧とパルスリセット期間を基にパ
ルスリセットの設定時間を求め、この設定時間が前記演
算周期より小さくなったとき、パルスをリセットするこ
とを特徴とするＰＷＭパルス発生装置。 - 【請求項５】 請求項３において、ユニポーラパルス演
算手段は、パルス生成手段の演算周期毎に瞬時電圧演算
手段から出力される瞬時出力電圧とパルスセット位相を
基にパルスセットの設定位相を求め、この設定位相が前
記演算周期から定まる一周期分の位相より小さくなった
とき、パルスをセットし、一方、前記瞬時出力電圧とパ
ルスリセット位相を基にパルスリセットの設定位相を求
め、この設定位相が前記一周期分の位相より小さくなっ
たとき、パルスをリセットするタイミングとし、前記パ
ルスセット及びパルスリセットの設定位相を時間に変換
することを特徴とするＰＷＭパルス発生装置。 - 【請求項６】 請求項３において、１パルス演算手段、
パルス生成手段の演算周期毎に瞬時電圧演算手段から出
力される瞬時出力電圧とこの瞬時出力電圧のゼロクロス
点からパルスセットまでの位相を基にパルスセットの設
定位相を求め、この設定位相が前記演算周期から定まる
一周期分の位相より小さくなったとき、パルスをセット
し、一方、前記瞬時出力電圧とこの瞬時出力電圧のゼロ
クロス点からパルスリセットまでの位相を基にパルスリ
セットの設定位相を求め、この設定位相が前記一周期分
の位相より小さくなったとき、パルスをリセットするタ
イミングとし、前記パルスセット及びパルスリセットの
設定位相を時間に変換することを特徴とするＰＷＭパル
ス発生装置。 - 【請求項７】 請求項１、請求項４、請求項５または請
求項６において、少なくとも、パルス生成手段の演算周
期は、電力変換器の主回路に用いるパワー素子により制
限される最小オン時間より短く設定することを特徴とす
るＰＷＭパルス発生装置。 - 【請求項８】 請求項１において、ＰＷＭパルス発生装
置は、上位の演算手段より演算に必要な情報を受信する
ための双方向から非同期にアクセス可能な記憶手段と、
瞬時電圧演算手段及びパルス生成手段を同一チップ内に
内蔵したシングルチップマイコンとを備えたことを特徴
とするＰＷＭパルス発生装置。 - 【請求項９】 請求項８において、シングルチップマイ
コンは、基準タイマーと、ＰＷＭパルスを生成するに必
要なタイミングを出力するタイミングレジスタと、前記
タイマーの内容と前記タイミングレジスタの内容を逐次
比較し、一致した場合に信号を出力する少なくとも６組
のコンペアマッチレジスタと、該コンペアマッチレジス
タにそれぞれ対応し、且つ前記信号に呼応して予めセッ
トされた’１’または’０’の信号を出力するイベント
レジスタを備えることを特徴とするＰＷＭパルス発生装
置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP16880894A JP3194067B2 (ja) | 1994-06-28 | 1994-06-28 | Ｐｗｍパルス発生装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP16880894A JP3194067B2 (ja) | 1994-06-28 | 1994-06-28 | Ｐｗｍパルス発生装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH0819264A true JPH0819264A (ja) | 1996-01-19 |
| JP3194067B2 JP3194067B2 (ja) | 2001-07-30 |
Family
ID=15874883
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP16880894A Expired - Fee Related JP3194067B2 (ja) | 1994-06-28 | 1994-06-28 | Ｐｗｍパルス発生装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP3194067B2 (ja) |
Cited By (4)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2006191780A (ja) * | 2004-12-07 | 2006-07-20 | Fuji Electric Holdings Co Ltd | Ｐｗｍパルス発生方式 |
| KR101241355B1 (ko) * | 2006-08-14 | 2013-03-08 | 현대중공업 주식회사 | 고속전철용 추진제어장치의 대용량 전력소자 과변조시 최소온타임 제어방법 |
| CN110557073A (zh) * | 2018-05-31 | 2019-12-10 | 丰田自动车株式会社 | 电机控制装置、其控制方法和程序 |
| KR20210076053A (ko) * | 2018-10-17 | 2021-06-23 | 독터. 인제니어. 하.체. 에프. 포르쉐 악티엔게젤샤프트 | 스위칭 테이블 및 이의 연속적인 배경 최적화를 이용한 모듈형 멀티레벨 직렬/병렬 컨버터(mmspc)의 제어 |
-
1994
- 1994-06-28 JP JP16880894A patent/JP3194067B2/ja not_active Expired - Fee Related
Cited By (7)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
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| JP2019213285A (ja) * | 2018-05-31 | 2019-12-12 | トヨタ自動車株式会社 | モータ制御装置、その制御方法及びプログラム |
| KR20210076053A (ko) * | 2018-10-17 | 2021-06-23 | 독터. 인제니어. 하.체. 에프. 포르쉐 악티엔게젤샤프트 | 스위칭 테이블 및 이의 연속적인 배경 최적화를 이용한 모듈형 멀티레벨 직렬/병렬 컨버터(mmspc)의 제어 |
| JP2022504907A (ja) * | 2018-10-17 | 2022-01-13 | ドクター エンジニール ハー ツェー エフ ポルシェ アクチエンゲゼルシャフト | スイッチングテーブル及びそのバックグラウンドでの継続的最適化によるモジュラマルチレベル直列／並列変換器（ｍｍｓｐｃ）の制御 |
| US11626812B2 (en) | 2018-10-17 | 2023-04-11 | Dr. Ing. H.C. F. Porsche Aktiengesellschaft | Control of modular multilevel series/parallel converters (MMSPC) by means of switching tables and continuous background optimisation thereof |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JP3194067B2 (ja) | 2001-07-30 |
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