JPS63124773A - インバ−タ制御装置 - Google Patents
インバ−タ制御装置Info
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- JPS63124773A JPS63124773A JP61267598A JP26759886A JPS63124773A JP S63124773 A JPS63124773 A JP S63124773A JP 61267598 A JP61267598 A JP 61267598A JP 26759886 A JP26759886 A JP 26759886A JP S63124773 A JPS63124773 A JP S63124773A
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- digital
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- 230000015572 biosynthetic process Effects 0.000 claims description 5
- 238000003786 synthesis reaction Methods 0.000 claims description 5
- 230000007274 generation of a signal involved in cell-cell signaling Effects 0.000 claims description 4
- 230000002194 synthesizing effect Effects 0.000 claims 1
- 239000003990 capacitor Substances 0.000 abstract description 3
- 238000009499 grossing Methods 0.000 abstract description 3
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 4
- 230000000694 effects Effects 0.000 description 4
- 238000005070 sampling Methods 0.000 description 3
- 238000000034 method Methods 0.000 description 2
- 230000009977 dual effect Effects 0.000 description 1
- 239000000284 extract Substances 0.000 description 1
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- Inverter Devices (AREA)
Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
〔産業上の利用分野〕
本発明は直流電力を交流電力に変換してゆくパルス幅変
調方式インバータの制御装置に関するものである。
調方式インバータの制御装置に関するものである。
従来の装置は昭和60年電気学会全国大会論文集N00
494で記載のように高速デュアルマイコンを使用し、
周波数データと比例定数及びチョッピング周期毎に与え
られる位相により波形制御を行っていた。
494で記載のように高速デュアルマイコンを使用し、
周波数データと比例定数及びチョッピング周期毎に与え
られる位相により波形制御を行っていた。
しかし、従来提案された波形制御方式では、出力の電圧
成分を求めるために周波数データと比例定数との乗算が
必要で、電圧データを作るまでに時間が長くかかり、搬
送周波数の上限が制約された。
成分を求めるために周波数データと比例定数との乗算が
必要で、電圧データを作るまでに時間が長くかかり、搬
送周波数の上限が制約された。
本発明の目的は、乗算回数を減らすことにより波形処理
時間を短縮し搬送周波数を高め波形を改善できるように
することにある。
時間を短縮し搬送周波数を高め波形を改善できるように
することにある。
上記目的は、出力電圧テーブルをあらかじめ持ち、正弦
波テーブルとの積により出力パルスの幅を演算すること
、正弦波の位相のきざみ数Wを最大出力周波数fmax
とそのときのパルス数P m a xでw = f m
a x X P m a xと決め外部からの出力周
波数指令により一定時間の加算によって位相を決定する
ことによって達成される。
波テーブルとの積により出力パルスの幅を演算すること
、正弦波の位相のきざみ数Wを最大出力周波数fmax
とそのときのパルス数P m a xでw = f m
a x X P m a xと決め外部からの出力周
波数指令により一定時間の加算によって位相を決定する
ことによって達成される。
出力電圧を決めるパルス幅Tpは電圧指令をVとすると
(1)式で表わされる。
(1)式で表わされる。
Tp= ’/I ”l・V ・S i n f)
・・・・・−(1)但し、 V=kf (Sino+1) ・・・−
・−(2)0=θ+ΔO・・・・・・ (3) Δθ=2πTC・・・・・・ (4) K:定数、f:周波数指令、θ:位相 Tc:搬送周波数周期 また、出力周波数Foutは出力周波数指令D (f)
と正弦波テーブル容量Wそれに決められた加算時間Δt
により Fout= wX Δt −=−C5)D
(f) で表わされる。
・・・・・−(1)但し、 V=kf (Sino+1) ・・・−
・−(2)0=θ+ΔO・・・・・・ (3) Δθ=2πTC・・・・・・ (4) K:定数、f:周波数指令、θ:位相 Tc:搬送周波数周期 また、出力周波数Foutは出力周波数指令D (f)
と正弦波テーブル容量Wそれに決められた加算時間Δt
により Fout= wX Δt −=−C5)D
(f) で表わされる。
ここで、加算時間Δtを一定とすることにより一定位相
間隔のパルスが得られ、Δtを歩進することにより正弦
波に見合ったパルス幅が得られる。
間隔のパルスが得られ、Δtを歩進することにより正弦
波に見合ったパルス幅が得られる。
出力周波数を変化させるには、正弦波テーブル密量Wと
加算時間Δtが一定ならば+ D (f)のみ変化させ
れば良い。これは正弦波テーブルの一周期のうち何回サ
ンプリングするかの間層となり、D (f)が大きけれ
ば出力周波数は高く、小ければ出力周波数は低いという
ことになる。第5図にて説明すると、データD (f)
とD (f’ )とでは、サンプリングが同一時間で行
なわれるとすれば、データ値はD (f’ )=2XD
(f)の関係にあるので、−周期間をサンプリングし
て行く時間はD (f)にてサンプリングする方式がD
(f)の場合より2倍の時間がかかる。
加算時間Δtが一定ならば+ D (f)のみ変化させ
れば良い。これは正弦波テーブルの一周期のうち何回サ
ンプリングするかの間層となり、D (f)が大きけれ
ば出力周波数は高く、小ければ出力周波数は低いという
ことになる。第5図にて説明すると、データD (f)
とD (f’ )とでは、サンプリングが同一時間で行
なわれるとすれば、データ値はD (f’ )=2XD
(f)の関係にあるので、−周期間をサンプリングし
て行く時間はD (f)にてサンプリングする方式がD
(f)の場合より2倍の時間がかかる。
つまり、D (f’ ) のほうがD (f)より2
倍の周波数を出力することになる。この時(3)式は下
記の通りになる。
倍の周波数を出力することになる。この時(3)式は下
記の通りになる。
θ=ΣD (f) +D (f) ・・・・・・(
6)〔実施例〕 以下、本発明の一実施例を第1図から第4図より説明す
る。
6)〔実施例〕 以下、本発明の一実施例を第1図から第4図より説明す
る。
第1図は実施例を説明するためのブロック図である。三
相交流10より与えられた交流電力はコンバータ11に
より直流電力に変換された後平滑コンデンサ12により
平滑され、インバータ13により再び交流電力に変換さ
れ、電動機14に与えられる。
相交流10より与えられた交流電力はコンバータ11に
より直流電力に変換された後平滑コンデンサ12により
平滑され、インバータ13により再び交流電力に変換さ
れ、電動機14に与えられる。
制御回路を説明すると、設定周波数に比例したデジィタ
ル信号を発生する第1デジィタル信号発生回路1から与
えられた設定周波数ディジタル信号D (f)はタイマ
等のタイミング発生手段4に発生したタイミングパルス
ごとに加算手段2より加算される。加算結果により正弦
発生手段3から正弦波データを出力する。つまり、加算
結果が正弦波の位相となり、この位相に応じた正弦波デ
ータを引き出す。加算手段は正弦波の360°分を越え
ると、加算36o°分差し引いた値を初期値として持つ
。一方、設定周波数ディジタルD(f)は、第2ディジ
タル信号発生回路5より出力電圧指令のディジタルデー
タを引き出す。この出力電圧指令は第4図に示めすよう
に設定周波数に対応し、これが大きければ大きいほど出
力も大きくなるa = dのうち任意特性上のデータを
引き出すことにより任意の電圧1周波数特性を表現でき
る。
ル信号を発生する第1デジィタル信号発生回路1から与
えられた設定周波数ディジタル信号D (f)はタイマ
等のタイミング発生手段4に発生したタイミングパルス
ごとに加算手段2より加算される。加算結果により正弦
発生手段3から正弦波データを出力する。つまり、加算
結果が正弦波の位相となり、この位相に応じた正弦波デ
ータを引き出す。加算手段は正弦波の360°分を越え
ると、加算36o°分差し引いた値を初期値として持つ
。一方、設定周波数ディジタルD(f)は、第2ディジ
タル信号発生回路5より出力電圧指令のディジタルデー
タを引き出す。この出力電圧指令は第4図に示めすよう
に設定周波数に対応し、これが大きければ大きいほど出
力も大きくなるa = dのうち任意特性上のデータを
引き出すことにより任意の電圧1周波数特性を表現でき
る。
第2デジィタル信号発生手段5はメモリ等の記憶素子に
より実現できる。
より実現できる。
ダイミング発生手段4により発生したタイミングパルス
がはいるたびに、ディジタル演算手段6は正弦波発生手
段3より出力された正弦波ディジタルデータと第2デジ
ィタル信号発生手段5より出力された出力電圧指令値(
デジィタル)とに基づいて、前記の式(1)を演算する
。これによりPWM信号の発生するタイミング、つまり
、第3図の搬送波の頂点からPWM信号の立上りもしく
は立下りまで時間を演算する。この演算結果を利用して
PWM信号合成手段7によりPWM信号を合成する。こ
のPWM信号は駆動回路9を通して増幅され、インバー
タのパワー素子に信号が与えられる。
がはいるたびに、ディジタル演算手段6は正弦波発生手
段3より出力された正弦波ディジタルデータと第2デジ
ィタル信号発生手段5より出力された出力電圧指令値(
デジィタル)とに基づいて、前記の式(1)を演算する
。これによりPWM信号の発生するタイミング、つまり
、第3図の搬送波の頂点からPWM信号の立上りもしく
は立下りまで時間を演算する。この演算結果を利用して
PWM信号合成手段7によりPWM信号を合成する。こ
のPWM信号は駆動回路9を通して増幅され、インバー
タのパワー素子に信号が与えられる。
前記の実施例では、タイミング信号発生手段4から出力
されるタイミングパルスは第3図の搬送波の頂点を表わ
し、非同期方式の場合タイミングは一定となる。また、
正弦波発生手段3から出力される正弦波データは第3図
の中の変調波となる。
されるタイミングパルスは第3図の搬送波の頂点を表わ
し、非同期方式の場合タイミングは一定となる。また、
正弦波発生手段3から出力される正弦波データは第3図
の中の変調波となる。
第2図に前記のPWM波形合成のフローチャートを示め
す。前記の制御の流れはタイミング信号発生手段4より
発生するタイミングパルスを割込とし、この割込ごとに
繰返される。この割込が一定ならば搬送波周波数は一定
となり、出力周波数の変化は位相加算により、つまり設
定周波数デジィタルデータ1により決定される。
す。前記の制御の流れはタイミング信号発生手段4より
発生するタイミングパルスを割込とし、この割込ごとに
繰返される。この割込が一定ならば搬送波周波数は一定
となり、出力周波数の変化は位相加算により、つまり設
定周波数デジィタルデータ1により決定される。
本実施例によれば、カウンタ4から発生する割込みタイ
ミングを一定として搬送波周波数を固定し、一方周波設
定1を加算することにより位相を決定する為に搬送波と
は全く独立に変贋波が出来るので搬送波と変調波を非同
期に制御ができる。
ミングを一定として搬送波周波数を固定し、一方周波設
定1を加算することにより位相を決定する為に搬送波と
は全く独立に変贋波が出来るので搬送波と変調波を非同
期に制御ができる。
また、メモリに記憶された電圧指令は自由に設定できる
のでいろいろな出力電圧と出力周波数との関係が得られ
るという効果がある。
のでいろいろな出力電圧と出力周波数との関係が得られ
るという効果がある。
本発明によれば搬送波と変調波とが独立に制御できるの
で搬送波の周波数を固定し変調波の周波数だけを変化す
ることにより出力周波数を変化させることが出力周波数
が変化しても出力電圧の高調波成分を固定することがで
き1機械共振の防止とが騒音低減に効果がある。
で搬送波の周波数を固定し変調波の周波数だけを変化す
ることにより出力周波数を変化させることが出力周波数
が変化しても出力電圧の高調波成分を固定することがで
き1機械共振の防止とが騒音低減に効果がある。
また1本発明によれば上記制御が全てデジィタルデータ
として扱えるのでマイクロコンピュータのソフトウェア
にて処理が出来、回路が簡略化できるため、コストを低
減できるという効果がある。
として扱えるのでマイクロコンピュータのソフトウェア
にて処理が出来、回路が簡略化できるため、コストを低
減できるという効果がある。
第1図は本発明の一実施例のブロック図、第2図は一実
施例のソフトウェアのフローチャートである。第3図は
一実施例の流れを示すタイミングチャート、第4図は設
定周波数と出力電圧との関係図、第5図は位相更新概念
図である。 1・・・指令周波数デジィタルデータ、2・・・加算手
段、3・・・正弦波発生手段、4・・・タイミング信号
発生手段、5・・・第2デジィタル信号発生手段、6・
・・PWM演算手段、7・・・PWM信号合成手段、9
・・・駆動回路、10・・・交流電源、11・・・コン
バータ、12・・・平滑コンデンサ、13・・・インバ
ータ、14・・・電動機。
施例のソフトウェアのフローチャートである。第3図は
一実施例の流れを示すタイミングチャート、第4図は設
定周波数と出力電圧との関係図、第5図は位相更新概念
図である。 1・・・指令周波数デジィタルデータ、2・・・加算手
段、3・・・正弦波発生手段、4・・・タイミング信号
発生手段、5・・・第2デジィタル信号発生手段、6・
・・PWM演算手段、7・・・PWM信号合成手段、9
・・・駆動回路、10・・・交流電源、11・・・コン
バータ、12・・・平滑コンデンサ、13・・・インバ
ータ、14・・・電動機。
Claims (1)
- 1、非同期方式PWM制御インバータに於いて、設定周
波数に比例したディジタル信号を出力する第1デジィタ
ル信号発生手段と、一定周期のパルス信号を発生するタ
イミング信号発生手段と、該タイミング信号発生手段が
信号を出力する毎に前記第1ディジタル信号発生手段の
出力している信号を加算し、正弦波信号発生手段の位相
が360°を越えた場合に加算値から360°分を差引
た値を出力する加算手段と、前記第1ディジタル信号発
生手段の出力に応じ、これが大きければ大きいほど出力
も大きくなるディジタル信号を発生する第2ディジタル
信号発生手段と、前記加算手段の出力を受け、この出力
に応じた位相の正弦波出力を出力する正弦波信号発生手
段と、前記タイミング信号発生手段の出力タイミングに
同期して前記第2ディジタル信号発生手段と前記正弦波
信号発生手段の出力を取り込み、PWM信号を発生する
タイミングを演算するディジタル演算手段と、該ディジ
タル演算手段の出力に基いて、PWM信号を合成するP
WM信号合成手段と、該PWM信号合成手段の出力に基
いて、インバータのパワー素子に与える駆動信号を作成
する駆動回路とから成るインバータ制御装置。
Priority Applications (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP61267598A JP2607488B2 (ja) | 1986-11-12 | 1986-11-12 | インバータ制御装置 |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP61267598A JP2607488B2 (ja) | 1986-11-12 | 1986-11-12 | インバータ制御装置 |
Publications (2)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JPS63124773A true JPS63124773A (ja) | 1988-05-28 |
JP2607488B2 JP2607488B2 (ja) | 1997-05-07 |
Family
ID=17446959
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP61267598A Expired - Lifetime JP2607488B2 (ja) | 1986-11-12 | 1986-11-12 | インバータ制御装置 |
Country Status (1)
Country | Link |
---|---|
JP (1) | JP2607488B2 (ja) |
Cited By (3)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JPH0375682U (ja) * | 1989-11-24 | 1991-07-30 | ||
US6724166B2 (en) * | 2001-07-27 | 2004-04-20 | Renesas Technology Corp. | Apparatus for reducing motor driving noise and method for generating motor driving noise reducing signal |
CN112567620A (zh) * | 2018-08-30 | 2021-03-26 | 日立汽车系统株式会社 | 逆变装置 |
Families Citing this family (1)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JP5002343B2 (ja) | 2007-06-18 | 2012-08-15 | 株式会社豊田中央研究所 | 交流電動機の駆動制御装置 |
Citations (2)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JPS61142966A (ja) * | 1984-12-14 | 1986-06-30 | Fuji Electric Co Ltd | Pwm信号演算装置 |
JPS61224867A (ja) * | 1985-03-28 | 1986-10-06 | Fuji Electric Co Ltd | Pwm信号発生方式 |
-
1986
- 1986-11-12 JP JP61267598A patent/JP2607488B2/ja not_active Expired - Lifetime
Patent Citations (2)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JPS61142966A (ja) * | 1984-12-14 | 1986-06-30 | Fuji Electric Co Ltd | Pwm信号演算装置 |
JPS61224867A (ja) * | 1985-03-28 | 1986-10-06 | Fuji Electric Co Ltd | Pwm信号発生方式 |
Cited By (4)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JPH0375682U (ja) * | 1989-11-24 | 1991-07-30 | ||
US6724166B2 (en) * | 2001-07-27 | 2004-04-20 | Renesas Technology Corp. | Apparatus for reducing motor driving noise and method for generating motor driving noise reducing signal |
CN112567620A (zh) * | 2018-08-30 | 2021-03-26 | 日立汽车系统株式会社 | 逆变装置 |
CN112567620B (zh) * | 2018-08-30 | 2024-03-01 | 日立安斯泰莫株式会社 | 逆变装置 |
Also Published As
Publication number | Publication date |
---|---|
JP2607488B2 (ja) | 1997-05-07 |
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Legal Events
Date | Code | Title | Description |
---|---|---|---|
EXPY | Cancellation because of completion of term |