JPS61224867A - Ｐｗｍ信号発生方式 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 〔産業上の利用分野〕 この発明はパルス幅変調（ＰＷＭ）方式の可変！圧・可
変周波数インバータのＰＷＭ信号発生方式に関する。

〔従来の技術〕

ＰＷＭ信号の演算または発生方式としては、第１０図（
イ）に示されるように、インバータ出力電圧基準信号で
ある正弦波Ｓと変調信号である三角波Ｔとの大きさを比
較することにより、同図（ロ）の如きＰＷＭ信号を発生
させる方式が知られている。この場合、三角波の周波数
が正弦波の周波数に比べて充分高い場合は、演算された
ＰＷＭ波形に含まれる低次高調波は除去される。しかし
、三角波の周波数はインバータのスイッチング周波数と
関連があるので、インバータに使用される半導体素子の
特性、転流回路やゲート駆動回路の特性、またはインバ
ータ損失等の関連から三角波の上限周波数は制限される
。

ここで、三角波の周波数をｆ。、正弦波の周波数をｆ工
として、これらの比ｆ。／ｆ工を変調比ｎと定義する。

変調周波数の上限値ｆ。（ｍａｘ）は制限されるため、
インバータ周波数（正弦波の周波数）ｆ工が増加すると
、ｎの値を小さくしなければならない。この場合、ｎく
１０では正弦波と三角波とが同期していないと、演算さ
れるＰＷＭ波形には低次の高調波を含むことになり、イ
ンバータ出力電圧、電流にビートを発生させることがあ
る。このため、ｎが充分高くない場合には、正弦波と三
角波を同期させることが一般に行なわれている。また、
各インバータ周波数に対して、変調比および変調周波数
をできるだけ大きくして、電流リプルを減少させようと
いうことから、ｆ。

とｆ工との関係を第１１図のように決めて制御すること
が行なわれている。

以上を実現する構成例を第１２図に示す。

こ〜に、インバータ周波数指令ｆｘ”は、電圧／周波数
（Ｖ／Ｆ　）変換器１でインバータ周波数ｆ工に比例し
たクロックパルスｆ工。□に変換される。

クロックパルスｆ工。４はアップ／ダウンカウンタ２に
入力され、あらかじめ定められた数ｋまでカウントする
。このカウンタの出力θ工を示したものが第１３図（イ
）でおり、このθ工は正弦波用ＲＯＭ３．三角波用ＲＯ
Ｍ４のアドレスとして用いられる。ＲＯＭ３．４には、
例えば第１３図（ロ）、（ハ）に示されるような正弦波
Ｓ、三角波Ｔのパターンがそれぞれ書込まれている。な
お、込まれており、周波数指令ｆ　や電圧の大きさの指
令値Ｖ４′などにより、第１１図で表わされる特性にな
るよう波形が選択される。−万、ＲＯＭ３の出力は単位
正弦波であるので、これを電圧指令骨 にするため、ＲＯＭ３の出力はＶ　と乗算される。

第１２図はディジタル乗算器５を使用した例であるが、
このかわりにＲＯＭ５の出力をＤ／Ａ変換した後、アナ
ログ乗算するようにしてもよい。乗算器５の出力とＲＯ
Ｍ４の出力とは、比較器６でそれらの大きさが互いに比
較され、これによって第１０図（ロ）のようなＰＷＭパ
ルスが形成される。なお、カウンタ２およびＲＯＭ３．
４の出力はディジタル量であるが、こ〜では便宜上アナ
ログ量として考え、以下同様とする。

〔発明が解決しようとする問題点〕

この方法によると第１乙図かられかるように、正弦波と
三角波とは同じアドレスθ工によりデータがアクセスさ
れるので、完全に同期する。しかし、正弦波１周期を示
すアドレスを決定すると位相の分解能がきまり、この同
じ１周期に書込む三角波の数が少ない（変調比が小さい
）ときには問題はないが、変調比を大きくすると、位相
の分解能が悪くなって、三角波を書込むことができなく
なる。変調比を大きくするためには、位相の分解能を上
げなければならず、これにより１周期あたりのアドレス
が増加するため、ＲＯＭ容量が増大するという難点を有
する。また、正弦波１周期を０〜（ｋ−１）番地までに
書込んだ場合、’ＸＯ１＝ｋｆ　　となるため、ｋが増
加するとｆ工。２が非常工 に大きくなる。たとえば、ｋ−４０９６とじインバータ
を１０Ｏｆｌｚまで運転する場合、ｆ工。、＝４０９．
６ＫＨｚと高い周波数となり、このような高い周波数を
精度よく発振させるのは容易ではない。一方、限られた
容量の［ｔＯＭを用いｆ工。６の最大周波数を制限する
と、最大変調比が決定されるため、インバータ周波数が
減少するにつれ、三角波の周波数も減少せざるを得す、
低速時の電流リプルや角度分解能が小さいことから生ず
る応答性の悪さなどの問題が生ずる。

〔問題点を解決するための手段〕

基準信号データを記憶する第１のメモリ（ＲＯＭ）と、
変調信号データを記憶する第２のメモリ（ＲＯＭ）と、
第１．第２メモリからデータを読出すための第１の位相
信号発生手段と、第１位相と所定の関係にある第２の位
相信号発生手段と、第１位相と第２位相とを加算して第
２メモリから′データを読出すための第３の位相信号発
生手段とを設ける。

〔作用〕

上記第１のメモリには第１の位相を与え、第２のメモリ
には変調信号の周波数を予め定めた所定値とすべく、第
１の位相に第２の位相を加算して得られる第３の位相を
与えて運転しているときに、第２の位相が予め定められ
た所定位相に一致したならば、その時点で第２の位相を
零に固定するかまたはその時点の値に固定し、変調信号
の大きさと位相の連続性を保ちつメ基準信号と変調信号
の位相の同期化を図ることにより、特に非同期状態から
同期状態への移行を電流リップルを生じさせることなく
円滑に行ない得るようにする。

〔実施例〕

第１図はこの発明の実施例を示すもので、一点鎖線にて
囲まれた部分が新たに付加されたものでちる。なお、こ
の鎖線部は関数発生器７、電圧／周波数（Ｖ／Ｆ）変換
器８、カウンタ９、加算器１０、アンドゲート１１およ
び判別回路１２等より構成される。

関数発生器７には周波数指令１　、＋が入力され、その
出力ｆＴがＶ／Ｆ変換器８にて周波数ｆＴｏｔのクロッ
クパルスに変換される。このｆ、。ｔはカウンタ９によ
って位相信号θ１に変換され、さらに加算器１０でθ　
と加算されてθ９となり、こ工 れ（θＭ）が変調信号を記憶しているＲＯＭ４のアドレ
スとして用いられる。判別回路１２はθ７の予め設定さ
れた特定の位相を検出する。Ｓｌは基準信号と変調信号
との同期を指令する同期指令（＠Ｈ”で同期）、Ｓ２は
θ、が予め設定された特定位相になったとき′″Ｈ＃と
なる信号、Ｓ３はカウンタ９を停止またはリセットする
信号である。

こＮで、例えばＲＯＭ３には基準信号として正弦波１周
分のデータが、またＲＯＭ４には変調信号として三角波
１２周期分のデータがそれぞれ書き込まれているものと
すると、このときの波形データをアナログ的に示せば第
２図の如くなる。こ〜で、信号Ｓ３によりカウンタ９を
リセットして、θＴ−０とすれば、θツーθ工となり、
変調比ｎＭｍ１２の運転となることがわかる。

第６図に基準信号周波数ｆ工と、変調信号周波数ｆ。と
の関係を示す。いま、最大変調周波数を’Ｏ（ｍａｘ）
とし、ｎ＝１２で運転し得る最大基準周波数を’Ｉａと
すると、これらの間には、’Ｏ（ｍａｘ）　＝　”　’
ｘａ なる関係が成立する。つまり、基準周波数のｆ工。

とｆより間は同期運転状態であり、基準周波数が減少す
るにつれて変調周波数も減少する。そして、基準周波数
がｆ工、よりも小さくなったときに変調周波数一定（ｆ
ｏ（ｍａｘ））の運転へ移行するものとすると、同期運
転時の最終変調周波数は１２’Ｉｂということになる。

したがって、変調周波数を一定（’　Ｏ（ｍａｘ）　）
とするためには１２　（ｆＩａ　　’Ｉｂ　） の周波数を増加させなければならない。つまり、ｆより
以下のインバータ周波数ｆ工で運転しているときには、
１２（ｆ工、ｆ工）の周波数だけ加算する必要があり、
この周波数を加算する部分が第１図の一点鎖線部という
ことになる。と〜で、変調周波数を変化させるためには
、関数発生器７の出力である鴨を変化させることが必要
である。しかるに、ＲＯＭ４には変調比ｎの変調信号が
書き込まれているため、 ’　Ｏ−”　（ｆ　ｚ　＋　ｆ　Ｔ　）　＝ｎ　ｆ　Ｉ
３となる。そこで、関数発生器７としてはｆ、−ｆｘａ
−ｆ工 なる関係を満たすものを用いればよいことになる。

なお、かかる関数発生器の特性が第４図に示されている
。

次に、非同期、同期運転切換方法について説明する。

非同期運転と同期運転との切換時に過渡的な電流リップ
ル（脈動）が生じると、インバータが転流失敗したりス
イッチング素子が熱破壊する等の事故が発生するおそれ
がある。このため、電流リップルを抑制することが必要
であるが、これを実現するためには切換前後での基準信
号および変調信号の大きさ１位相に連続性を持たせなけ
ればならない。ところで、第１図では基準信号の位相“
工は同期、非同期切換時において連続性が保たれるので
、基準信号自体の大きさ２位相も速読性が保たれる。と
ころが、変調信号の位相θ２は、非同期運転時には次の
（１）式のような関係をもっているので、同期、非同期
の切換時には特段の配慮が必要である。

θつ＝θ工＋θエ　　　　　　　　　　・・・・・・（
１）いま、第１図のＲＯＭ４に変調比ｎの三角波、すな
わちｎ周期の三角波がそのアドレス０〜（ｋ−１）番地
に対応して格納されているものとする。

つまり、 ０≦θｘ　（ｋ　／　ｎ に書き込まれた波形が１周期に相当するため、変調信号
の位相θ、は次式の如く表わされる。

一方、変調信号の大きさＴはこれが周期関数であること
から、次の（３）式の如く表わされる。

Ｔ−ｆ（θＭ）−ｆ（θ工＋−Ｈ４）−ｆ（θ工）・・
・・・・（３） こ〜で、θつの切換前、後の値にそれぞれ１−”。

１＋”をつけて表現し、θアー＝’ｍ　（ｍ　−０、１
−・・・、ｎ−１）なるときに非同期から同期状態へ移
行し、θＴ−０にリセットする方法（方式１という。）
について考える。このとき、 θ−−θ　ヤθ−＝θ　Ｊ− Ｍ　　工　　Ｔ　　工　。　　　・・・・・・（４）θ
“−θ　＋θ　−θ　　　　　　　・・・・・・（５）
Ｍ　　　　　工　　　　Ｔ　　　　　工Ｔ′″＝ｆＣθ
−）＝ｆ（θ工＋−ｍ　）　−ｆ　（θ工）Ｍ　　　　
　　　　ｎ ・・・・・・（６） ＋ Ｔ　　−ｆ（θＭ＋）−ｆ（θ、）　　　・・・・・・
（７）つまり、ＲＯＭ４の入力位相θ、はその切換前に 後で−ｍだけ変化しているが、出力である変調信号Ｔは
（６）、（７）式から明らかなように大きさ。

位相とも変化しておらず、このため過渡的な電流リップ
ルは生じない。

このときの様子を示すのが第５図である。一般に、非同
期運転へ移行するのはｎ）９のときであるが、と〜では
説明の都合上ｎ＝３の場合が示されている。第５図にお
いて、（イ）がθ工、（ロ）がθ工に対するＲＯＭ３の
出力、（ハ）がθ工に対するＲＯＭ４の出力、（ニ）が
θ７、（ホ）がθつ、（へ）が０７に対するＲＯＭ４の
出方、そして（ト）、（チ）、（す）が信号Ｓ　１ｔ　
Ｓ　２　＊　Ｓ　３にそれぞれ対応する。同図からも明
らかなように、（ト）の同期指令Ｓ１が入力された後、
はじめて（チ）の信号Ｓ２が′Ｈ”となる時点で（ニ）
の如くθ７をリセットし、θＴ−０とする。この時点で
θつは（ホ）の如く位相が変化しているが、その変化量
はｋ　／　ｎの整数倍であるため、（へ）に示される変
調信号の大きさには変化は生じない。

また、同期状態への移行後は（イ）、（ホ）に示される
θ工とθつとは互いに一致する。

上記とは逆に、同期状態から非同期状態へ移行する場合
について、第６図を参照して簡単に説明する。なお、（
イ）〜（ワ）に示す信号または波形は第５図に示すもの
とそれぞれ対応する。すなわち、第６図（ニ）の如くθ
１−＝０で、θ、　は零から増加して行くため、（ホ）
に示されるθ８も連続的に変化する。したがって、（へ
）に示される変調信号も、その大きさは急激には変化せ
ずに連続性が保たれるため、このよう表移行時にも過渡
的な電流リップルが生じることはない。

以上は、切換時に０１＝０　とするものであるが、θ１
を零にせずその時点での値に固定する方法（方式■とい
う。）も考えられる。なお、移行する時点は方式１に同
じくθ−＝工□　なるときｎ である。このとき、 θ−−θ　＋θ−−θ　十−ｍ　　　・・・・・・（８
）Ｍ　　工　　Ｔ　　工　。

Ｔ”　−ｆ　（θＭ−）−ｆ（θｘ　＋　’ｍ　）　＝
　ｆ　（θ工）・・・・・・（１０） 十　　　　　　　　　　　　　　　　　ｋＴ　＝ｆ（θ
Ｍ）＝ｆ（θｚ＋、ｍ）−ｆ（θ工）・・・・・・（１
１） であり、（８）　、　（９）式からも明らかなように、
θつは移行前後ではその大きさは変化せず、θＴ−０と
する場合にくらべてθ、とθ工との間Ｘｍの位相差が生
じるが、（１ｏ）　、　（ｔｌ）式から変調信号の大き
さは連続的に変化することがわかる。このように、θ、
−０としない場合の、非同期から同期および同期から非
同期へ移行する様子が第７図および第８図にそれぞれ示
されている。その詳細は省略するが、いずれの場合も連
続的に円滑に移行することがわかる。

なお、θＴ−０にするためには、信号Ｓ３により第１図
のカウンタ９をリセットすることにより、十　　ｋ またθＴ　＝　、　ｒｎに保つためには、信号Ｓ３によ
りカウンタ９のカウント動作を停止することＫより容易
に実現することができる。このとき、正、逆転の切換え
はｆ工の極性を判別することにより行ない、逆転の場合
はカウンタ２，９０カウント方向を正転時とは逆方向に
することによって可能である。

第９図はこの発明の別の実施例を示すもので、第１図の
関数発生器７のかわりに位相同期回路１５を設けた点、
およびＲＯＭ４の出力をアナログ量に変換するＤ／Ａコ
ンバータ１６を付加した点が特徴である。Ｖ／Ｆ変換器
８の入力が、第１図では関数発生器７の出力となってい
たが、こ〜では変調信号をＤ／Ａコンバータ１６でアナ
ログ量に変換し、これと最大変調周波数ｆ。（ｍａｘ）
との位相差を位相同期回路１５で検出し、両者が一致す
るように周波数指令Δｆｏを出力する、いわゆるＰＬＬ
方式を採用したものであり、こうすることによっても非
同期時の変調周波数を常にｆ。（ｍａｘ）に保つことが
できる。なお、この場合の非同期運転と同期運転との相
互の移行については、第１図と同様である。また、Ｄ／
Ａコンバータ１６のかわりに、ＲＯＭ４の出力の１ビツ
トに三角波が正のときＫは＠Ｈ”、負のときには＠Ｌ”
の如き信号が得られるようにしておけば、Ｄ／Ａ変換器
１６を省略することができる。

〔発明の効果〕

この発明によれば、基準信号発生用ＲＯＭ（または関数
発生器）と変調信号発生用ＲＯＭ（または関数発生器）
とを設け、同期運転時には基準信号用ＲＯＭのアドレス
に零を含む一定値のアドレスを加えたアドレスを変調信
号用ＲＯＭに与えることにより基準信号と変調信号とを
同期させ、非同期運転時には基準信号用ＲＯＭのアドレ
スに基準周波数に依存したアドレスを加算して得られる
アドレスを変調信号用ＲＯＭに与えることにより一定周
波数の変調信号を作成し、同期から非同期状態へ移行す
るときは上記零を含む一定値アドレスを初期値として連
続的に変化させ、非同期から同期状態へ移行するときは
上記基準周波数に依存したアドレスの特定値を検出し、
その時点で同期運転へ移行する構成とし九〜め、低周波
運転時における電流リップルを減少させることができる
だけでな（、電圧、電流の応答性を向上させるととがで
き、さらに非同期、同期の切換えが過渡的な電流リップ
ルを生じさせずに円滑かつ迅速に行なわれるという利点
がもたらされる。

【図面の簡単な説明】

第１図はこの発明の実施例を示す構成図、第２図は正弦
波用ＲＯＭおよび三角波用ＲＯＭに格納されるデータ例
をアナログ波形にて示す参照図、第３図は基準信号周波
数と変調信号周波数との関係を示すグラフ、第４図は第
１図に示される関数発生器の特性を示すグラフ、第５〜
８図はいずれも第１図の動作を説明するための波形図、
第９図はこの発明の他の実施列を示す構成図、第１０図
は基準出力信号、変調信号およびＰＷＭ信号波形を説明
するための参照図、第１１図はインバータ周波数と変調
信号周波数との関係を示すグラフ、第１２図はＰＷＭ信
号発生装置の従来例を示す構成図、第１３図は第１２図
の動作を説明するためのタイミング波形図である。 符号説明 １．８・・・・・・電圧／周波数（Ｖ／Ｆ　）変換器、
２゜９・・・・・・カウンタ、３・・・・・・正弦波用
ＲＯＭ、４・・・・・・三角波用ＲＯＭ、５・・・・・
・乗算器、６・・・・・・コン７くレータ、７・・・・
・・関数発生器、１０・・・・・・加算器、１１・・・
・・・アンドゲート、１２・・・・・・判別回路、１５
・・・・・・位相同期回路、１６・・・・・・ディジタ
ル／アナログ（Ｄ／Ａ　）変換器。 代理人　弁理士　並　木　昭　夫 代理人　弁理士　松　崎　　　　清 第　１　図 ＠　２　図 第　３　図 第　４　図 ＝ｈ′ 第　５　図 （ソ〕 冨　６　図 第　７１！ｌＩ 第　８　図 （す） ＄９　　図 第　１０図 胃■９ ０　　　　　　　　　す□ １２図 第＋３図

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 １）出力基準信号１周期分の波形データを記憶する第１
   のメモリと、変調信号の所定周期分の波形データを記憶
   する第２のメモリと、該第１および第２メモリからデー
   タを読出すための第１の位相信号を発生する第１位相信
   号発生手段と、該第１位相信号と所定の関係にある第２
   の位相信号を発生する第２の位相信号発生手段と、第１
   位相信号と第２位相信号とを加算して前記第２メモリか
   らデータを読出すための第３の位相信号を発生する第３
   位相信号発生手段とを備え、前記第２位相信号を無効に
   して第１位相信号を第１、第２メモリに与えることによ
   り基準信号と変調信号とを同期化してＰＷＭ信号を発生
   する一方、第２位相信号を有効にして第１メモリには第
   １位相信号を与え第２メモリには第３位相信号をそれぞ
   れ与えることにより基準信号と変調信号とを非同期化し
   てＰＷＭ信号を発生するＰＷＭ信号発生方式であつて、
   少なくとも非同期状態から同期状態へ移行するときは、
   前記第２の位相が予め定められた所定位相に一致したこ
   とを検出し、その時点で第２の位相を零にすることを特
   徴とするＰＷＭ信号発生方式。 ２）特許請求の範囲第１項に記載のＰＷＭ信号発生方式
   において、前記第２の位相を零に固定するかわりにその
   時点の値に固定することを特徴とするＰＷＭ信号発生方
   式。