JPS61157269A - Ｐｗｍ信号発生回路 - Google Patents
Ｐｗｍ信号発生回路Info
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- JPS61157269A JPS61157269A JP59274393A JP27439384A JPS61157269A JP S61157269 A JPS61157269 A JP S61157269A JP 59274393 A JP59274393 A JP 59274393A JP 27439384 A JP27439384 A JP 27439384A JP S61157269 A JPS61157269 A JP S61157269A
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- signal
- frequency
- phase signal
- phase
- pwm
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- C—CHEMISTRY; METALLURGY
- C21—METALLURGY OF IRON
- C21B—MANUFACTURE OF IRON OR STEEL
- C21B5/00—Making pig-iron in the blast furnace
- C21B5/001—Injecting additional fuel or reducing agents
- C21B5/003—Injection of pulverulent coal
-
- B—PERFORMING OPERATIONS; TRANSPORTING
- B65—CONVEYING; PACKING; STORING; HANDLING THIN OR FILAMENTARY MATERIAL
- B65G—TRANSPORT OR STORAGE DEVICES, e.g. CONVEYORS FOR LOADING OR TIPPING, SHOP CONVEYOR SYSTEMS OR PNEUMATIC TUBE CONVEYORS
- B65G53/00—Conveying materials in bulk through troughs, pipes or tubes by floating the materials or by flow of gas, liquid or foam
- B65G53/34—Details
- B65G53/66—Use of indicator or control devices, e.g. for controlling gas pressure, for controlling proportions of material and gas, for indicating or preventing jamming of material
Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
〔産業上の利用分野〕
この発明はパルス幅変調（ＰＷＭ）方式の可変電圧・可
変周波数インバータのＰＷＭ信号発生方式に関する。
変周波数インバータのＰＷＭ信号発生方式に関する。
ＰＷＭパルスの演算または発生方式としては、第８図（
イ）に示されるように、インバータ出力電圧基準信号で
ある正弦波Ｓと変調信号である三角波Ｔとの大きさを比
較することにより、同図（ロ）の如きＰＷＭ＜ｆルスを
発生させる方式が知られている。この場合、三角波の周
波数が正弦波の周波数に比べて充分高い場合は、演算さ
れたｐｗＭ波形に含まれる低次高調波は除去される。し
かし、三角波の周波数はインバータのスインチング周波
数と関連があるので、インバータに使用される半導体素
子の特性、転流回路やゲート駆動回路の特性、またはイ
ンバータ損失等の関連から三角波の上限周波数は制限さ
れる。
イ）に示されるように、インバータ出力電圧基準信号で
ある正弦波Ｓと変調信号である三角波Ｔとの大きさを比
較することにより、同図（ロ）の如きＰＷＭ＜ｆルスを
発生させる方式が知られている。この場合、三角波の周
波数が正弦波の周波数に比べて充分高い場合は、演算さ
れたｐｗＭ波形に含まれる低次高調波は除去される。し
かし、三角波の周波数はインバータのスインチング周波
数と関連があるので、インバータに使用される半導体素
子の特性、転流回路やゲート駆動回路の特性、またはイ
ンバータ損失等の関連から三角波の上限周波数は制限さ
れる。
ここで、三角波の周波数をｆ。、正弦波の周波数をｆｌ
として、これらの比ｒ。／ ｒ ｒを変調比ｎと定義す
る。変調周波数の」二限値ｒ。（。、ゎ は制限される
ため、インバータ周波数（正弦波の周波数）ｆｌが増加
すると、ｎの値を小さくしなければならない。この場合
、ｎ〈１０では正弦波と三角波とが同期していないと、
演算されるＰＷＭ波形には低次の高調波を含むことにな
り、インバータ出力電圧、電流にビー１〜を発生させる
ことがある。このため、ｎが充分高（ない場合には、正
弦波と三角波を同期させることが一般に行なわれている
。また、各インバータ周波数に対して、変調比と変調周
波数をできるだけ大きくして、電流リプルを減少させよ
うということから、Ｆｃとｒ。
として、これらの比ｒ。／ ｒ ｒを変調比ｎと定義す
る。変調周波数の」二限値ｒ。（。、ゎ は制限される
ため、インバータ周波数（正弦波の周波数）ｆｌが増加
すると、ｎの値を小さくしなければならない。この場合
、ｎ〈１０では正弦波と三角波とが同期していないと、
演算されるＰＷＭ波形には低次の高調波を含むことにな
り、インバータ出力電圧、電流にビー１〜を発生させる
ことがある。このため、ｎが充分高（ない場合には、正
弦波と三角波を同期させることが一般に行なわれている
。また、各インバータ周波数に対して、変調比と変調周
波数をできるだけ大きくして、電流リプルを減少させよ
うということから、Ｆｃとｒ。
との関係を第９図のように制御することが行なわれてい
る。
る。
以上を実現する構成例を第１０図に示す。
こ＼に、インバータ周波数指令ｆＩ″は、電圧／周波数
（Ｖ／Ｆ）変換器１でインバータ周波数ｆ、に比例した
クロックパルスｆｌｃＬに変換される。クロックパルス
ｆｌｃＬ はアップ／ダウンカウンタ２に入力され、あ
らかしめ定められた数ｋまでカウントする。このカウン
タの出力θ１を示したものが第１１図（イ）であり、こ
のθ、は正弦波用ＲＯＭ３．三角波用ＲＯＭ４のアドレ
スとして用いられる。ＲＯＭ３．４には、例えば第１１
図（ロ）、（ハ）に示されるような正弦波Ｓ、三角波Ｔ
のパターンがそれぞれ書込まれている。なお、第１１図
は、変調比ｎ＝３の場合を示している。ＲＯＭ４には、
各変調比毎に三角波のパターンが書込まれており、周波
数指令ｆ”や電圧の大きさの指令値Ｖ″などにより、第
９図で表わされる特性になるよう波形が選択される。一
方、ＲＯＭ３の出力は単位正弦波であるので、これを電
圧指令にするため、ＲＯＭ３の出力は■１と乗算される
。第１０図はディジタル乗算器５を使用した例であるが
、このかわりにＲＯＭ３の出力をＤ／Ａ変換した後、ア
ナログ乗算するようにしてもよい。乗算器５の出力とＲ
ＯＭ４の出力とは、比較器６でそれらの大きさが互いに
比較され、これによって第８図（ロ）のようなＰＷＭパ
ルスが形成される。なお、カウンタ２およびＲＯＭ３．
４の出力はディジタル量であるが、便宜上アナログ量と
して考えるものとする。
（Ｖ／Ｆ）変換器１でインバータ周波数ｆ、に比例した
クロックパルスｆｌｃＬに変換される。クロックパルス
ｆｌｃＬ はアップ／ダウンカウンタ２に入力され、あ
らかしめ定められた数ｋまでカウントする。このカウン
タの出力θ１を示したものが第１１図（イ）であり、こ
のθ、は正弦波用ＲＯＭ３．三角波用ＲＯＭ４のアドレ
スとして用いられる。ＲＯＭ３．４には、例えば第１１
図（ロ）、（ハ）に示されるような正弦波Ｓ、三角波Ｔ
のパターンがそれぞれ書込まれている。なお、第１１図
は、変調比ｎ＝３の場合を示している。ＲＯＭ４には、
各変調比毎に三角波のパターンが書込まれており、周波
数指令ｆ”や電圧の大きさの指令値Ｖ″などにより、第
９図で表わされる特性になるよう波形が選択される。一
方、ＲＯＭ３の出力は単位正弦波であるので、これを電
圧指令にするため、ＲＯＭ３の出力は■１と乗算される
。第１０図はディジタル乗算器５を使用した例であるが
、このかわりにＲＯＭ３の出力をＤ／Ａ変換した後、ア
ナログ乗算するようにしてもよい。乗算器５の出力とＲ
ＯＭ４の出力とは、比較器６でそれらの大きさが互いに
比較され、これによって第８図（ロ）のようなＰＷＭパ
ルスが形成される。なお、カウンタ２およびＲＯＭ３．
４の出力はディジタル量であるが、便宜上アナログ量と
して考えるものとする。
この方法によると第１１図かられかるように、正弦波と
三角波とは同しアドレスθ１によりデータがアクセスさ
れるので、完全に同期する。しかし、正弦波１周期を示
すアドレスを決定すると位相の分解能がきまり、この同
じ１周期に書込む三角波の数が少ない（変調比が小さい
）ときには問題はないが、変調比を大きくすると、位相
の分解能が悪くて、三角波を書込むことができなくなる
。
三角波とは同しアドレスθ１によりデータがアクセスさ
れるので、完全に同期する。しかし、正弦波１周期を示
すアドレスを決定すると位相の分解能がきまり、この同
じ１周期に書込む三角波の数が少ない（変調比が小さい
）ときには問題はないが、変調比を大きくすると、位相
の分解能が悪くて、三角波を書込むことができなくなる
。
変調比を大きくするためには、位相の分解能を上げなけ
ればならず、これにより１周期あたりのアドレスが増加
するため、ＲＯＭ容量が増大するという難点を有する。
ればならず、これにより１周期あたりのアドレスが増加
するため、ＲＯＭ容量が増大するという難点を有する。
また、正弦波１周期を０〜に番地までに書込んだ場合、
ｆ＋ｃｒ＝ｋｆ、となるため、ｋが増加するとｆ ＩＣ
Ｌが非常に大きくなる。
ｆ＋ｃｒ＝ｋｆ、となるため、ｋが増加するとｆ ＩＣ
Ｌが非常に大きくなる。
たとえば、ｋ＝４０９６としインバータを１００Ｈ２ま
で運転する場合、ｆ ＋ｃｔ ＝ ４０９．６ ＫＨ。
で運転する場合、ｆ ＋ｃｔ ＝ ４０９．６ ＫＨ。
と高い周波数となり、このような高い周波数を精度よく
発振させるのは容易ではない。一方、限られた容量のＲ
ＯＭを用いｆｌｃＬの最大周波数を制限すると、最大変
調比が決定されるため、インバータ周波数が減少するに
つれ、三角波の周波数も減少させざるを得す、低速時の
電流リプルや角度分解能が小さいことから生ずる応答性
の悪さなどの問題が生ずる。
発振させるのは容易ではない。一方、限られた容量のＲ
ＯＭを用いｆｌｃＬの最大周波数を制限すると、最大変
調比が決定されるため、インバータ周波数が減少するに
つれ、三角波の周波数も減少させざるを得す、低速時の
電流リプルや角度分解能が小さいことから生ずる応答性
の悪さなどの問題が生ずる。
Ｃ問題点を解決するための手段〕
基準信号データを記憶する第１のメモリ （ＲＯＭ）と
、変調信号データを記憶する第２のメモリ（ＲＯＭ）と
、第１．第２メモリからデータを読出すための第１の位
相信号発生手段と、第１位相と所定の関係をもつ第２の
位相信号発生手段と、第１位相と第２位相とを加算して
第２メモリからデータを読出ずための第３の位相信号発
生手段とを設ける。
、変調信号データを記憶する第２のメモリ（ＲＯＭ）と
、第１．第２メモリからデータを読出すための第１の位
相信号発生手段と、第１位相と所定の関係をもつ第２の
位相信号発生手段と、第１位相と第２位相とを加算して
第２メモリからデータを読出ずための第３の位相信号発
生手段とを設ける。
出力電圧基準信号と変調信号との大きさの比較によりＰ
ＷＭパルスを演算する装置において、電圧位相をアドレ
スに対応させて出力電圧基準信号と変調信号とが予め書
込まれているＲＯＭのアクセスを行ない、基準信号と変
調信号とを同期させて運転（同期運転）するときには、
双方のＲＯＭのアドレスを共通にして動作させ、インバ
ータ周波数が減少したときは、変調信号が書込まれてい
るＲＯＭのアドレスに対して周波数指令に依存したアド
レスを加算することにより、変調信号の周波数を一定に
保ち（非同期運転）、低周波数時の変調比を増加させて
低周波時の出力電流リプルを減少させ、電流・電圧の応
答性を向上させるものである。また、同期、非同期運転
の移行を過渡的な電流リプルを生じさせないよう円滑に
行なうものである。
ＷＭパルスを演算する装置において、電圧位相をアドレ
スに対応させて出力電圧基準信号と変調信号とが予め書
込まれているＲＯＭのアクセスを行ない、基準信号と変
調信号とを同期させて運転（同期運転）するときには、
双方のＲＯＭのアドレスを共通にして動作させ、インバ
ータ周波数が減少したときは、変調信号が書込まれてい
るＲＯＭのアドレスに対して周波数指令に依存したアド
レスを加算することにより、変調信号の周波数を一定に
保ち（非同期運転）、低周波数時の変調比を増加させて
低周波時の出力電流リプルを減少させ、電流・電圧の応
答性を向上させるものである。また、同期、非同期運転
の移行を過渡的な電流リプルを生じさせないよう円滑に
行なうものである。
第１図は、この発明の実施例を示すもので、一点鎖線で
囲まれた部分が新たに付加されたものである。なお、こ
の鎖線部は関数発生器７、電圧／周波数（Ｖ／Ｆ）変換
器８、カウンタ９、加算器１０、アンドゲートＩｆおよ
び判別回路１２等より構成される。
囲まれた部分が新たに付加されたものである。なお、こ
の鎖線部は関数発生器７、電圧／周波数（Ｖ／Ｆ）変換
器８、カウンタ９、加算器１０、アンドゲートＩｆおよ
び判別回路１２等より構成される。
関数発生器７には周波数指令ｆ１′が入力され、その出
力ｆアがＶ／Ｆ変換器８にて周波数ｆ Ｔｅｌのクロッ
クパルスに変換される。ｆ ＴＣＬ はカウンタ９によ
って位相信号θ７に変換され、さらに加算器１０でθ１
と加算されてθ４となり、これ（θイ）が変調信号が書
込まれているＲＯＭ４のアドレスとして用いられる。判
別回路１２は０丁のあらかじめ設定された特定の位相、
例えば零を検出する。また、Ｓ、は基準信号と変調信号
との同 （期を指令する同期指令じＨ”で
同期）、Ｓ２はθ７があらかじめ設定された所定の位相
になったとき“Ｈ″となる信号である。こ−で、例えば
ＲＯＭ３には基準信号として正弦波１周期分のデータが
、またＲＯＭ４には変調信号として三角波１２周期分の
データがそれぞれ書込まれているものとすると、このと
きの波形データをアナログ的に示せば第２図の如くなる
。そして、基準信号と変調信号とが同期して運転してい
るときは、信号ｓ３によりカウンタ９をリセソ１〜して
、θツー０とする。これにより、θＨ−θ１となり、変
調比ｎ＝１２の運転となる。
力ｆアがＶ／Ｆ変換器８にて周波数ｆ Ｔｅｌのクロッ
クパルスに変換される。ｆ ＴＣＬ はカウンタ９によ
って位相信号θ７に変換され、さらに加算器１０でθ１
と加算されてθ４となり、これ（θイ）が変調信号が書
込まれているＲＯＭ４のアドレスとして用いられる。判
別回路１２は０丁のあらかじめ設定された特定の位相、
例えば零を検出する。また、Ｓ、は基準信号と変調信号
との同 （期を指令する同期指令じＨ”で
同期）、Ｓ２はθ７があらかじめ設定された所定の位相
になったとき“Ｈ″となる信号である。こ−で、例えば
ＲＯＭ３には基準信号として正弦波１周期分のデータが
、またＲＯＭ４には変調信号として三角波１２周期分の
データがそれぞれ書込まれているものとすると、このと
きの波形データをアナログ的に示せば第２図の如くなる
。そして、基準信号と変調信号とが同期して運転してい
るときは、信号ｓ３によりカウンタ９をリセソ１〜して
、θツー０とする。これにより、θＨ−θ１となり、変
調比ｎ＝１２の運転となる。
第３図に基準信号周波数ｆ１と変調信号周波数ｆｏとの
関係を示す。いま、最大変調周波数をｆ Ｃ（ｍａｘ＋
とし、ｍ−１２で運転し得る最大基準周波数をｆｌ
ｍとすると、ｆ Ｃ（ｍａＸ） −１２ｆ １１Ｉと
いう関係が成立する。つまり、基準周波数がｆｌａから
ｆｌｂの間は同期運転状態であり、基準周波数が減少す
るにつれて変調周波数も減少している。
関係を示す。いま、最大変調周波数をｆ Ｃ（ｍａｘ＋
とし、ｍ−１２で運転し得る最大基準周波数をｆｌ
ｍとすると、ｆ Ｃ（ｍａＸ） −１２ｆ １１Ｉと
いう関係が成立する。つまり、基準周波数がｆｌａから
ｆｌｂの間は同期運転状態であり、基準周波数が減少す
るにつれて変調周波数も減少している。
こ＼で、基準周波数がｆｌｂよりも小さくなったときに
変調周波数一定の運転へ移行するものとすると、同期運
転時の最終変調周波数は１２ｆｌｂとなる。従って、変
調周波数をｆｃｆ□Ｘ）とするためには、１２（ｆ＋−
ｆｉｂ）の周波数を増加させなければならない。つまり
、ｆｌｂ以下のインバータ周波数ｆ１で運転していると
きには、１２（ｆ＋−ｒ＋）の周波数だけ加算する必要
があり、この周波数を加算する部分が第１図の一点鎖線
部ということになる。
変調周波数一定の運転へ移行するものとすると、同期運
転時の最終変調周波数は１２ｆｌｂとなる。従って、変
調周波数をｆｃｆ□Ｘ）とするためには、１２（ｆ＋−
ｆｉｂ）の周波数を増加させなければならない。つまり
、ｆｌｂ以下のインバータ周波数ｆ１で運転していると
きには、１２（ｆ＋−ｒ＋）の周波数だけ加算する必要
があり、この周波数を加算する部分が第１図の一点鎖線
部ということになる。
こ＼で、同期運転から変調周波数一定運転（非同期運転
と呼ぶ）へ移行する場合の動作について、第４図を用い
て説明する。一般に、非同期運転へ移行するのはｎ＞９
のときであるが、こ＼では図を見やすくするためｎ＝３
から非同期運転へ移行する場合について説明する。第４
図（イ）がθ１、（ロ）がθ、に対するＲＯＭ３の出力
、（ハ）がθ１に対するＲＯＭ４の出力、（ニ）がθ１
、（ホ）が０９、（へ）がθ、に対するＲＯＭ４の出力
、（））、（チ）、（す）がそれぞれ信号Ｓ、。
と呼ぶ）へ移行する場合の動作について、第４図を用い
て説明する。一般に、非同期運転へ移行するのはｎ＞９
のときであるが、こ＼では図を見やすくするためｎ＝３
から非同期運転へ移行する場合について説明する。第４
図（イ）がθ１、（ロ）がθ、に対するＲＯＭ３の出力
、（ハ）がθ１に対するＲＯＭ４の出力、（ニ）がθ１
、（ホ）が０９、（へ）がθ、に対するＲＯＭ４の出力
、（））、（チ）、（す）がそれぞれ信号Ｓ、。
ＳＺ、Ｓ３に対応する。同期運転のときは、信号Ｓ＋
、Ｓｔ 、Ｓ３はともにＨ″で、カウンタ９がリセット
されるため、θ、が“０”となっている。つまり、θ４
−θ１＋θ１で、θＴ−０だから、θ、−θ、となり
（ロ）、（ハ）の如きデータがＲＯＭ３．４からそれぞ
れ出力される。同期指令信号Ｓ１が“Ｌ”になるとカウ
ンタ９が動作を開始し、これによってθ１がθ１に加算
される。
、Ｓｔ 、Ｓ３はともにＨ″で、カウンタ９がリセット
されるため、θ、が“０”となっている。つまり、θ４
−θ１＋θ１で、θＴ−０だから、θ、−θ、となり
（ロ）、（ハ）の如きデータがＲＯＭ３．４からそれぞ
れ出力される。同期指令信号Ｓ１が“Ｌ”になるとカウ
ンタ９が動作を開始し、これによってθ１がθ１に加算
される。
θ７の初期値は０のため、同図（ニ）のように、θイは
連続的に変化することになる。このため、位相の急激な
変化による出力電流リプルば生じない。このとき、ＲＯ
Ｍ４から出力される三角波は（へ）のようになり、その
周波数はｆ Ｃ（ｍｉＸ）となる。この方法によれば、
θ１の位相にかかわらず任意の点から非同期状態へ移行
することができる。
連続的に変化することになる。このため、位相の急激な
変化による出力電流リプルば生じない。このとき、ＲＯ
Ｍ４から出力される三角波は（へ）のようになり、その
周波数はｆ Ｃ（ｍｉＸ）となる。この方法によれば、
θ１の位相にかかわらず任意の点から非同期状態へ移行
することができる。
なお、カウンタ２，９のカウント数（ＲＯＭ３゜４のア
ドレス数）が双方ともｋであるとすると、ｆｔｃ、＝ｋ
ｆ７ となる一方、ｆ７＝ｆｌａ−ｆ、”となり、この
ｆＴは関数発生器７において、例えば第５図の如く演算
される。なお、位相θ７．θ１についてもこれと同様の
関係（θ、＝ｋｆ、ＲＸＴ−〇、）が成立し、時間Ｔの
関数であることがわかる。
ドレス数）が双方ともｋであるとすると、ｆｔｃ、＝ｋ
ｆ７ となる一方、ｆ７＝ｆｌａ−ｆ、”となり、この
ｆＴは関数発生器７において、例えば第５図の如く演算
される。なお、位相θ７．θ１についてもこれと同様の
関係（θ、＝ｋｆ、ＲＸＴ−〇、）が成立し、時間Ｔの
関数であることがわかる。
次に、非同期運転から同期運転への移行動作について、
第６図を参照して説明する。第６図（イ）、（ロ）、（
ハ）は第４図（イ）、（ロ）、（ハ）と同じである。非
同期運転中に同期指令Ｓ１が“Ｈ”になり、θアーＯの
時点を判別回路１２によって検出すると、Ｓ２が“Ｈ”
となり、カウンタ９がリセットされ、θアーＯが保持さ
れる。
第６図を参照して説明する。第６図（イ）、（ロ）、（
ハ）は第４図（イ）、（ロ）、（ハ）と同じである。非
同期運転中に同期指令Ｓ１が“Ｈ”になり、θアーＯの
時点を判別回路１２によって検出すると、Ｓ２が“Ｈ”
となり、カウンタ９がリセットされ、θアーＯが保持さ
れる。
こ＼に、θイーθ１＋θ７であることから、θ１−〇に
なると、θ４−θ１となって正弦波と三角波とが同期す
ることになる。同期状態への移行が常にθＴ−０で行な
われるため、θイは連続的に変化し、これによってイン
バータ出力電流に過渡的なりプルを発生させることはな
い。
なると、θ４−θ１となって正弦波と三角波とが同期す
ることになる。同期状態への移行が常にθＴ−０で行な
われるため、θイは連続的に変化し、これによってイン
バータ出力電流に過渡的なりプルを発生させることはな
い。
なお、正転、逆転の切換えは、インバータ周波数指令値
ｆ１′の極性を判別し、逆転の場合はカウンタ２，９を
ダウンカウントするだけで容易に行なうことができる。
ｆ１′の極性を判別し、逆転の場合はカウンタ２，９を
ダウンカウントするだけで容易に行なうことができる。
第７図は、別の実施例を示すもので、第１図の関数発生
器７のかわりに位相同期回路１５を設け１す る一方、ＲＯＭ４の出力をアナログ量に変換するＤ／Ａ
コンバータ１６を付加して構成される。Ｖ／Ｆ変換器８
の入力が、第１図では、関数発生器７の出力となってい
たが、こ＼では変調信号をＤ／Ａコンバータ１６でアナ
ログ量に変換し、最大変調周波数ｆ Ｃ（ｍａＸ） と
、位相同期回路１５でその位相差を検出し、両者が一致
するように周波数指令ΔｆＣが出力される。この方法（
Ｐ Ｌ Ｌ方式）によっても非同期時の変調周波数を常
にｆ Ｃｆｍａｘｌに保つことができる。なお、この場
合の非同期運転と同期運転との相互の移行については、
第１図と同様である。また、Ｄ／Ａコンバータ１６の代
わりに、ＲＯＭ４の出力の１ビツトに三角波が正のとき
にはＨ″、負のときは”Ｌ″の如き信号を書込んでおけ
ば、Ｄ／Ａ変換器１６を省略することができる。
器７のかわりに位相同期回路１５を設け１す る一方、ＲＯＭ４の出力をアナログ量に変換するＤ／Ａ
コンバータ１６を付加して構成される。Ｖ／Ｆ変換器８
の入力が、第１図では、関数発生器７の出力となってい
たが、こ＼では変調信号をＤ／Ａコンバータ１６でアナ
ログ量に変換し、最大変調周波数ｆ Ｃ（ｍａＸ） と
、位相同期回路１５でその位相差を検出し、両者が一致
するように周波数指令ΔｆＣが出力される。この方法（
Ｐ Ｌ Ｌ方式）によっても非同期時の変調周波数を常
にｆ Ｃｆｍａｘｌに保つことができる。なお、この場
合の非同期運転と同期運転との相互の移行については、
第１図と同様である。また、Ｄ／Ａコンバータ１６の代
わりに、ＲＯＭ４の出力の１ビツトに三角波が正のとき
にはＨ″、負のときは”Ｌ″の如き信号を書込んでおけ
ば、Ｄ／Ａ変換器１６を省略することができる。
この発明によれば、基準信号と変調信号をつくりだすＲ
ＯＭのアドレスを共通にすることにより、両者を完全に
同期させることができ、同期運転から非同期運転へ移行
する際には、変調信号の周波数を一定に保つべく、変調
信号のアドレスに初期値が零のアドレスを加算し、また
非同期運転から同期運転へ移行する際には、上記加算し
たアドレスが零の点で加算を停止して同期運転へ移行す
る構成としたため、同期、非同期間での位相の急激な変
化が生ぜず、また限られた容量のＲＯＭを用いても非同
期運転が可能であるため、同期、非同期移行時に過渡的
な電流リプルが発生せず、特に低周波運転時の電流リプ
ルを減少させることができるようになり、電圧、電流の
応答性も向上するという利点がもたらされる。
ＯＭのアドレスを共通にすることにより、両者を完全に
同期させることができ、同期運転から非同期運転へ移行
する際には、変調信号の周波数を一定に保つべく、変調
信号のアドレスに初期値が零のアドレスを加算し、また
非同期運転から同期運転へ移行する際には、上記加算し
たアドレスが零の点で加算を停止して同期運転へ移行す
る構成としたため、同期、非同期間での位相の急激な変
化が生ぜず、また限られた容量のＲＯＭを用いても非同
期運転が可能であるため、同期、非同期移行時に過渡的
な電流リプルが発生せず、特に低周波運転時の電流リプ
ルを減少させることができるようになり、電圧、電流の
応答性も向上するという利点がもたらされる。
第１図はこの発明の実施例を示す構成図、第２図は正弦
波用ＲＯＭおよび三角波用ＲＯＭに格納されるデータ例
をアナログ波形にて示す参照図、第３図は基準信号周波
数と変調信号周波数との関係を示すグラフ、第４図は第
１図における同期運転から非同期運転への推移を説明す
るためのタイミング波形図、第５図は第１図における関
数発生器の特性を示すグラフ、第６図は第１図における
非同期運転から同期運転への推移を示すタイミング波形
図、第７図はこの発明の他の実施例を示す構成図、第８
図は基準出力信号、変調信号およびＰＷＭ（８号波形を
説明するための参照図、第９図はインバータ周波数と変
調信号周波数との関係を示すグラフ、第１０図はＰＷＭ
信号発生方式の従来例を示す構成図、第１１図は第１０
図の動作を説明するためのタイミング波形図である。 符号説明 １．８・・・電圧／周波数（Ｖ／Ｆ）変換器、２゜９・
・・カウンタ、３・・・正弦波用ＲＯＭ、４・・・三角
波用ＲＯＭ、５・・・乗算Ｈ２６・・・コンパレータ、
７・・・関数発生器、ＩＯ・・・加算器、１１・・・ア
ンドゲート、１２・・・判別回路、１５・・・信号同期
回路、１６・・・ディジタル／アナログ（Ｄ／Ａ）変換
器。 代理人 弁理士 並 木 昭 夫 代理人 弁理士 松 崎 清 汁、□ ミ 々 ｌ＋１）− う ＣＱ ｌ−θｈ１ Φ Ｃ／） Ｈ者′Ｆや ≧
波用ＲＯＭおよび三角波用ＲＯＭに格納されるデータ例
をアナログ波形にて示す参照図、第３図は基準信号周波
数と変調信号周波数との関係を示すグラフ、第４図は第
１図における同期運転から非同期運転への推移を説明す
るためのタイミング波形図、第５図は第１図における関
数発生器の特性を示すグラフ、第６図は第１図における
非同期運転から同期運転への推移を示すタイミング波形
図、第７図はこの発明の他の実施例を示す構成図、第８
図は基準出力信号、変調信号およびＰＷＭ（８号波形を
説明するための参照図、第９図はインバータ周波数と変
調信号周波数との関係を示すグラフ、第１０図はＰＷＭ
信号発生方式の従来例を示す構成図、第１１図は第１０
図の動作を説明するためのタイミング波形図である。 符号説明 １．８・・・電圧／周波数（Ｖ／Ｆ）変換器、２゜９・
・・カウンタ、３・・・正弦波用ＲＯＭ、４・・・三角
波用ＲＯＭ、５・・・乗算Ｈ２６・・・コンパレータ、
７・・・関数発生器、ＩＯ・・・加算器、１１・・・ア
ンドゲート、１２・・・判別回路、１５・・・信号同期
回路、１６・・・ディジタル／アナログ（Ｄ／Ａ）変換
器。 代理人 弁理士 並 木 昭 夫 代理人 弁理士 松 崎 清 汁、□ ミ 々 ｌ＋１）− う ＣＱ ｌ−θｈ１ Φ Ｃ／） Ｈ者′Ｆや ≧
Claims (1)
- 【特許請求の範囲】 １）インバータ主回路を構成する各スイッチング素子に
与えるべきパルス幅変調（ＰＷＭ）信号を発生するＰＷ
Ｍ信号発生方式であって、出力基準信号１周期分の波形
データを記憶する第１のメモリと、変調信号の所定周期
分の波形データを記憶する第２のメモリと、該第１およ
び第２メモリからデータを読み出すための第１の位相信
号を発生する第１位相信号発生手段と、該第１位相信号
と所定の関係にある第２の位相信号を発生する第２位相
信号発生手段と、第１位相信号と第２位相信号とを加算
して前記第２メモリからデータを読み出すための第３の
位相信号を発生する第３位相信号発生手段とを備え、前
記第２位相信号を無効にして第１位相信号を第１、第２
メモリに与えることにより基準信号と変調信号とを同期
化してＰＷＭ信号を発生する一方、第２位相信号を有効
にして第１メモリには第１位相信号を与え第２メモリに
は第３位相信号をそれぞれ与えることにより基準信号と
変調信号とを非同期化してＰＷＭ信号を発生することを
特徴とするＰＷＭ信号発生方式。 ２）特許請求の範囲第１項に記載のＰＷＭ信号発生方式
において、非同期状態から同期状態へ移行するときは、
前記第２位相信号が零となる時点を検出するとともにこ
れを無効にして移行することを特徴とするＰＷＭ信号発
生方式。
Priority Applications (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP59274393A JPH0614786B2 (ja) | 1984-12-28 | 1984-12-28 | Ｐｗｍ信号発生回路 |
| US06/788,393 US4758117A (en) | 1984-12-28 | 1985-10-17 | Method for the transportation of a particulate material at controlled rate |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP59274393A JPH0614786B2 (ja) | 1984-12-28 | 1984-12-28 | Ｐｗｍ信号発生回路 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS61157269A true JPS61157269A (ja) | 1986-07-16 |
| JPH0614786B2 JPH0614786B2 (ja) | 1994-02-23 |
Family
ID=17541038
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP59274393A Expired - Lifetime JPH0614786B2 (ja) | 1984-12-28 | 1984-12-28 | Ｐｗｍ信号発生回路 |
Country Status (2)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US4758117A (ja) |
| JP (1) | JPH0614786B2 (ja) |
Cited By (4)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US7485384B2 (en) | 2004-01-26 | 2009-02-03 | Samsung Sdi Co., Ltd. | Cooling apparatus for fuel cell and fuel cell system having the same |
| US8729846B2 (en) | 2011-10-17 | 2014-05-20 | Panasonic Corporation | Motor drive system and control method thereof |
| US8773063B2 (en) | 2011-10-17 | 2014-07-08 | Panasonic Corporation | Motor drive system and control method thereof |
| CN111123787A (zh) * | 2019-12-26 | 2020-05-08 | 浙江大学台州研究院 | 一种石英晶片送料装置的扫频驱动装置及方法 |
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| US5186166A (en) * | 1992-03-04 | 1993-02-16 | Riggs John H | Powder nebulizer apparatus and method of nebulization |
| US5355872B1 (en) * | 1992-03-04 | 1998-10-20 | John H Riggs | Low flow rate nebulizer apparatus and method of nebulization |
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Family Cites Families (6)
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| JPS57107316A (en) * | 1980-12-22 | 1982-07-03 | Denka Consult & Eng Co Ltd | Method and device of distribution control for high pressure powder |
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-
1984
- 1984-12-28 JP JP59274393A patent/JPH0614786B2/ja not_active Expired - Lifetime
-
1985
- 1985-10-17 US US06/788,393 patent/US4758117A/en not_active Expired - Lifetime
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Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| US4758117A (en) | 1988-07-19 |
| JPH0614786B2 (ja) | 1994-02-23 |
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