JPH0145275Y2 - - Google Patents

Description

【考案の詳細な説明】 本考案はパルス幅変調形インバータ（以下
PWMインバータと称する）によつて誘導電動機
を駆動するものに係り、誘導電動機の加減速中パ
ルスモードの切換に伴い生じる耳障な運転音変化
を除去するようにしたインバータのゲート信号発
生回路の改良に関する。

直流電源より可変電圧・可変周波数の交流電力
を得るインバータにおいて、誘導電動機（以下単
に電動機という）の速度制御用等に出力周波数の
１サイクル間のパルス幅を調整して所望の基本波
電圧波形を発生せしめるPWMインバータが多く
用いられている。このパルス幅制御による出力電
圧の大きさを調整する方式においては出力電圧が
矩形波状の波形になるため、一般に必要な基本波
電圧のほかその高次の高調波成分の電圧が含まれ
るものとなる。このためPWMインバータを用い
る電動機駆動システムでは低次高調波成分の少な
い正弦波変調方式が好んで採用され、三相の線間
電圧をバランスさせかつ上下対称波形を得るため
に、通常インバータ周波数の１サイクル間を３の
倍数でかつ奇数となるようパルスモードすなわち
１サイクル間のオンオフ回数を選定するものとな
つている。これを第１図ａを参照して説明する。

第１図ａは９パルスモードにおける変調動作例
を示すものであつて、V_U，V_V，V_Wはそれぞれ電
気角120゜の位相を有する正弦波状のレベル信号、
V_Tは三角波状の搬送波信号である。すなわち、
レベル信号V_U，V_V，V_Wと電気角0゜〜360゜したが
つてインバータ周期１サイクル間にパルスモード
の数に等しいチヨツピング周期T_CHをもつ９回繰
返しの搬送波信号V_Tとの交点で、各主制御素子
のゲートに加えるオンオフ信号が変調器出力信号
として発生される。ここに、Ｕ相の変調器出力信
号つまりゲート入力信号U_Gは、レベル信号V_Uと
搬送波信号V_Tの比較より（V_U＞V_T）のときオン
信号（Ｈレベル）を、（V_U＜V_T）のときにオフ信
号（Ｌレベル）を与えられるものとして示され
る。なおＶ相およびＷ相のゲート入力信号として
は、前述した如く搬送波をインバータ周期１サイ
クル間３の倍数で分割しているため、それぞれＵ
相と電気角120゜位相がずれているだけで例示のゲ
ート入力信号U_Gと全く同じ波形が与えられる。
したがつてインバータの主制御素子をトリガーし
て得られるインバータ出力電圧が三相線間ともバ
ランスしたものとなる。

さらにかかるものを、始動から最高速度まです
なわちインバータ周波数を零から最高周波数まで
変化させて電動機を運転するときに電動機電流の
ピークを転流可能なある一定値に抑えるよう波形
改善を行うため、通常運転周波数の増加につれて
パルスモードを変化させることにより最高のチヨ
ツピング周波数を一定になるようそのパルスモー
ドが選定されるものとしている。

第１図ｂはチヨツピング周波数変化を示すもの
であり、横軸にインバータ周波数_INVを、縦軸に
チヨツピング周波数_CHを示し、＜＞内にパルスモ
ードの数を示している。また一点鎖線は最高チヨ
ツピング周波数が一定となつていることを示す。
しかしながら、かくの如きパルスモード切換にお
いてはチヨツピング周波数_CHの大きな変化を伴
うことから、電動機印加電圧の高調波成分の大き
な変化をきたして電動機運転中の騒音のレベルと
周波数変化を生じ、不愉快な音色変化が発生され
るものとなる。例えばインバータ周波数_INVの50
Hzのときに15パルスモードから21パルスモードに
変化させると、チヨツピング周波数_CHをそれら
のインバータ周波数倍の750Hzから1050Hzへと300
Hzの変化を与えることになり、特に始動から最高
運転周波数への加速の場合電動機は加速につれパ
ルスモードが切換るごとに運転音が変化して甚だ
耳障である。

なお、前述した如き不愉快な音色変化の発生を
避けるにはチヨツピング周波数_CHを一定として
任意のパルスモードで運転する方法を採用すれば
よいが、その場合第１図ａに示す如きレベル信号
V_U，V_V，V_Wと搬送波信号V_Tとの同期が生ぜず、
三相間の線間電圧はアンバランスになりかつ上下
も非対称な波形を生じて電動機効率が同期方式の
ものより悪化したものとなつてしまう。

本考案は上述したような点に鑑みて、運転音に
おいて音色変化がなく、なおかつ三相間の線間電
圧をバランスさせ上下対称の波形を発生させる簡
単な回路構成からなるインバータのゲート信号発
生回路を提供するものである。

まず、本考案によるゲート信号の発生動作を、
７パルスモード例を示す第２図を参照して説明す
る。

第２図において、任意に定めたチヨツピング周
波数_CHより決まる搬送波信号V_Tは、例えばV_V相
の零点Ｐからチヨツピング周波数_CHによつて定
まる傾斜でカウントされる。ここで、チヨツピン
グ周波数_CHはパワースイツチング素子の最大駆
動周波数まで可能であり、その素子の限界から搬
送波信号V_Tの傾斜および上下限値は定まる。そ
して、予め定められた限界値の点Ｑに達すると、
カウンタは後述の如く逆カウントされる。さら
に、カウント値が限界値もしくは前に述べたよう
にレベル信号V_U，V_V，V_Wが一致する点、したが
つて点Ｓに達すると逆カウンタする。

すなわち、搬送波信号V_Tは予め定められた傾
斜で、予め定められた限界値もしくはレベル信号
V_U，V_V，V_Wが一致する点で、傾斜が反転する波
形となる。

また、そのときのゲート入力信号U_Gは、第１
図ａと同様にしてV_UとV_Tとの論理信号で得られ、
第２図下部に示されるものとなる。さらに、この
ゲート入力信号V_G以外のものも同様に作成し得
る。

よつて、これらのゲート入力信号の作成から、
後述する如く、インバータ出力の線間電圧を得る
ものとすれば第３図に示される線間電圧V_UVの如
くなる。また、他の線間電圧もこの線間電圧V_UV
に等しく位相が120゜づつシフトされたものにな
る。

つぎに、本考案の技術思想について第３図〜第
５図を参照して説明する。ここに、第３図および
第４図は搬送波信号とPWM線間電圧の波形を示
すものであり、第５図はパルス位置関係を表わす
ものである。

しかして、本考案の思想は、第１図ａに示され
るレベル信号V_U，V_V，V_Wは120゜位相が遅れた波
形が順に現われること、この120゜間では60゜対称
の波形であることに着目し、搬送波に同様の性質
をもたせることを主眼するものであつて、その搬
送波は前記レベル信号と零点を一致させかつレベ
ル信号内の２個の信号間（V_UとV_V，V_VとV_W，
V_WとV_U）が一致する60゜ごとの時点で傾斜を逆転
させることにある。

すなわち、レベル信号V_U，V_V，V_Wとこれに関
係する新規な搬送波V_T′は前述の思想に基づくも
のによれば第３図のように表示されるものであ
り、それによる線間電圧V_UVが例示の如くパルス
T₁，T₂，T₃，T₄，T′₃，T′₂，T′₁の７個から形
成されるものとなる。ここに、この線間電圧V_UV
の波形の拡大したものを第４図に示している。な
おパルス符号においてダツシユを付したものはダ
ツシユの付かないパルス符号のものと90゜対称で
あることを示す。

かかるものは、本考案が有する特長の一つであ
る３の倍数でないパルスモードをもつことを示す
例であつて、ここに形成されるパルスをつぎに検
討を加えてみることにする。さて、パルスT₃は
３個のパルスT_3A，T_3B，T_3Cの合成であり、パル
スT₄は２個のパルスT_4A，T_4Bの合成であり、パ
ルスT₃′は３個のパルスT_3A′，T_3B′，T_3C′の合成
であることがわかる。さらには、これらのパルス
間は幾何学的につぎの関係にあることがわかる。

T₁＝T_3C＝T_3C′＝T₁′ T₂＝T_4A＝T_4B＝T₂′ T_3A＝T_3B＝T_3B′＝T_3A′ また60゜区間のパルス群θ₁，θ₂，θ₃，θ₄としてみ
るに、パルス群θ₁をパルスT₁，T₂，T_3Aの群と
し、パルス群θ₂をパルスT_3C，T_4A，T_3B′の群と
し、パルス群θ₃をパルスT_3C′，T_4B，T_3Bの群と
し、パルス群θ₄をパルスT₁′，T₂′，T_3A′の群とす
ることにより、パルス群θ₁に対してパルス群θ₂は
60゜位相が遅れたものであり、パルス群θ₁とパル
ス群θ₄、パルス群θ₂とパルス群θ₃はそれぞれ90゜対
称であることがわかる。したがつて、これらのパ
ルス位置の関係は第５図に示されるようにあるパ
ルスが必らず４個所にある位相関係で生じること
になる。ただし、α，θはそれぞれ角度である。
そしてこのような４個のパルスをフーリエ級数展
開すると２倍、３倍の高調波が存在しないことは
明確である。

さらにかくの如き要件に従い搬送波V_T′を作製
すれば、 (1) チヨツピング周波数は任意に選択可能とな
り、その故PWMインバータによる駆動音とし
て音色変化が現われない。

(2) パルスモードとしては従来３の倍数でかつ奇
数であることが必要であつたが、奇数モードを
すべて使用できる。

(3) 電動機効率を低減することなく駆動できる。

などの利点を有する電動機駆動装置を実現するこ
とができる。

第６図は本考案の一実施例の要部構成を示すも
ので、１，１′，１″はインバータ周波数_INVに等
しい三相の正弦波信号を与えるためのレベル信号
発生器、２，２′，２″は比較器、３，３′，３″は
反転素子、４は所要のチヨツピング周波数に対す
るクロツク信号CLKをアツプおよびダウンの状
態でカウントするカウンタ、５はデイジタルアナ
ログ変換器、６は図示しないインバータ電圧信号
発生器からインバータ電圧によつて定まる上限値
（Ｕ）と下限値（Ｄ）を得ることによつてカウン
タ４出力を比較しかつそれらが一致するたびにパ
ルスを送出して所要のインバータ電圧に対する搬
送波のレベルを決定するデイジタル比較器、７は
レベル信号発生器１，１′，１″の出力間の一致を
検出しパルス出力（レベル信号の60゜ごとに出力
される）を発生する信号一致検出器、８はオア素
子、９はフリツプフロツプ素子である。ここで比
較器２，２′，２″は直接的にあるいは反転素子
３，３′，３″を介して主制御素子（図示せず）へ
のゲート入力信号U_G，（−U_G），V_G，（−V_G），
W_G，（−W_G）をそれぞれ信号送出する如く作用
する。またオア素子８が搬送波として必要なレベ
ル（上限値、下限値）に達し信号一致検出器７出
力によりパルス発生し、フリツプフロツプ素子９
よりカウンタ４のアツプ動作またはダウン動作を
決定するものとなる。

かかる回路構成のものは、スタート時に一例の
レベル信号V_Uの零点信号よりカウンタ４に初期
レベルがセツトされ、カウンタ４がアツプまたは
ダウン（いずれの決定でもよい）の動作を行うも
のとなり、このカウンタ４出力はデイジタルアナ
ログ変換器５を介して比較器２，２′，２″にそれ
ぞれ与えられる。またカウンタ４出力がデイジタ
ル比較器６の入力ともなつて搬送波の振幅を定め
る上下限値と比較されて一致するたびにカウンタ
４のアツプダウン状態を反転させることになる。
そしてこのカウンタ４のアツプダウン動作はイン
バータ周波数_INVに等しい三相正弦波のうち二相
が一致するごとに発生されるパルス出力によつて
逆転される。したがつて、かくの如きカウンタ４
のアツプダウン動作から第３図〜第５図に示した
如き本考案の格別な要件を満足する搬送波を得る
ことができるものとなる。

以上説明したように本考案によれば、運転性能
を損うことなく運転音に音色変化を生じない簡便
な装置を提供できる。

【図面の簡単な説明】

第１図は従来技術を説明するためのもので、ａ
は９パルスモードの変調動作例を示す波形図およ
びｂはチヨツピング周波数変化を示す特性図であ
る。第２図は本考案によるゲート信号の発生動作
を説明するため示した７パルスモード例の波形
図、第３図、第４図および第５図は本考案の技術
思想の説明のため示した波形図およびパルス位置
関係を表わす図、第６図は本考案の一実施例を示
すブロツク図である。 V_U，V_V，V_W……レベル信号、V_T，V_T′……搬
送波、V_UV……線間電圧、T₁，T₂，T₃，T₄，
T₁′，T₂′，T₃′……パルス、１，１′，１″……レ
ベル信号発生器、２，２′，２″……比較器、４…
…カウンタ、６……デイジタル比較器、７……信
号一致検出器。

Claims (1)

【実用新案登録請求の範囲】
1. 誘導電動機の可変速駆動を行うパルス幅変調形
   インバータにおいて、インバータ周波数に等しい
   周波数の三相正弦波信号を与えるレベル信号発生
   器と、該三相正弦波信号の内いずれか二相のレベ
   ルが一致するたびにパルス信号を発生する信号一
   致検出器と、前記三相正弦波信号の内いずれか一
   相が零クロスする時点から動作を開始するアツプ
   ダウンカウンタと、該アツプダウンカウンタの出
   力値があらかじめ設定した上（下）限値と比較し
   て一致するたびにパルス信号を発生する比較器と
   を備えるとともに、前記三相正弦波の二相レベル
   が一致するたびに得られる第１のパルス信号とア
   ツプダウンカウンタが上（下）限値に達するたび
   に得られる第２のパルス信号の両方の信号でアツ
   プダウンカウンタの加減算のカウントの方向を反
   転させる構成をなし、該アツプダウンカウンタの
   出力値とレベル信号発生器の出力値との交点によ
   りインバータ主制御素子のオンオフ信号を得るよ
   うにしたことを特徴とするインバータのゲート信
   号発生回路。