JPS6331476A - Ｐｗｍインバ−タの制御方法および装置 - Google Patents
Ｐｗｍインバ−タの制御方法および装置Info
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- JPS6331476A JPS6331476A JP61173670A JP17367086A JPS6331476A JP S6331476 A JPS6331476 A JP S6331476A JP 61173670 A JP61173670 A JP 61173670A JP 17367086 A JP17367086 A JP 17367086A JP S6331476 A JPS6331476 A JP S6331476A
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-
- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
- H02M7/00—Conversion of ac power input into dc power output; Conversion of dc power input into ac power output
- H02M7/42—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal
- H02M7/44—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters
- H02M7/48—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
- H02M7/53—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal
- H02M7/537—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only, e.g. single switched pulse inverters
- H02M7/539—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only, e.g. single switched pulse inverters with automatic control of output wave form or frequency
- H02M7/5395—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only, e.g. single switched pulse inverters with automatic control of output wave form or frequency by pulse-width modulation
-
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- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
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- H02M7/515—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a thyratron or thyristor type requiring extinguishing means using semiconductor devices only
- H02M7/525—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a thyratron or thyristor type requiring extinguishing means using semiconductor devices only with automatic control of output waveform or frequency
- H02M7/527—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a thyratron or thyristor type requiring extinguishing means using semiconductor devices only with automatic control of output waveform or frequency by pulse width modulation
- H02M7/529—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a thyratron or thyristor type requiring extinguishing means using semiconductor devices only with automatic control of output waveform or frequency by pulse width modulation using digital control
Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
〔産業上の利用分野〕
本発明は誘導電動機の可変速駆動に用いられるＰＷＭイ
ンバータの制御方法および装置に関する。
ンバータの制御方法および装置に関する。
ＰＷＭインバータを制御するのに用いるパルス幅変調パ
ルス（ＰＷＭパルス）を得るには変調波と搬送波を同期
させない非同期方式同期方式とがある。非同期方式はイ
ンバータの出力電圧の特定位相に搬送波を同期させない
でＰＷＭパルスを得るものであり、他方同期方式はイン
バータの出力周波数の大小に拘らずインバータの出力電
圧の特定位相に搬送波を常に同期させてＰＷＭパルスを
得るものである。このようにしてＰＷＭパルスを得るに
は一般に変調波の正弦波と搬送波の三角波とを比較して
いる。ところでパルス幅ＩＩＪａｌを行った場合インバ
ータの出力電流には高調波成分が含まれる。この高調波
を抑制するため、変調波の周波数Ｊ（インバータ出力電
圧の周波数に等しい）に対して搬送波の周波数ｆｃ即ち
ｆｃ／ｆの値を大きくしている。換言すると、同波数比
ｆｃ／ｆ の値を大きくしている。しかし、周波数比ｆ
ｃ／ｆの値を一定にすると、高周波数領域ではインバー
タを構成するスイッチング素子の損失が増加する。
ルス（ＰＷＭパルス）を得るには変調波と搬送波を同期
させない非同期方式同期方式とがある。非同期方式はイ
ンバータの出力電圧の特定位相に搬送波を同期させない
でＰＷＭパルスを得るものであり、他方同期方式はイン
バータの出力周波数の大小に拘らずインバータの出力電
圧の特定位相に搬送波を常に同期させてＰＷＭパルスを
得るものである。このようにしてＰＷＭパルスを得るに
は一般に変調波の正弦波と搬送波の三角波とを比較して
いる。ところでパルス幅ＩＩＪａｌを行った場合インバ
ータの出力電流には高調波成分が含まれる。この高調波
を抑制するため、変調波の周波数Ｊ（インバータ出力電
圧の周波数に等しい）に対して搬送波の周波数ｆｃ即ち
ｆｃ／ｆの値を大きくしている。換言すると、同波数比
ｆｃ／ｆ の値を大きくしている。しかし、周波数比ｆ
ｃ／ｆの値を一定にすると、高周波数領域ではインバー
タを構成するスイッチング素子の損失が増加する。
このため、周波数比ｆｃ／ｆ を低周波数領域で大き
くし、インバータ出力周波数が増加するにつれて漸次減
少していく方法が一般に用いられている。
くし、インバータ出力周波数が増加するにつれて漸次減
少していく方法が一般に用いられている。
このことは例えば特開昭６０−１７４０８８号公報に記
載されている。
載されている。
同期方式においては周波数比ｆｃ／ｆ が変わる毎に
過電流が発生してトルク変動を引き起すことになる。ま
た、出力電流の高調波成分が変わるため電動機の磁気音
が変化して不快感を与えるという問題点も有する。
過電流が発生してトルク変動を引き起すことになる。ま
た、出力電流の高調波成分が変わるため電動機の磁気音
が変化して不快感を与えるという問題点も有する。
一方、非同期方式は変調波と搬送波とが同期していない
ので搬送波周波数ｆｃを一定にすることができる。この
ため、周波数比ｆｃ／ｆ はインバータ出力周波数ｆ
が変化しても連続に変化することになりトルク変動など
の問題を生じない。しかし、変調波と搬送波の波高値の
比Ｋ Ｈ（以下振幅比と称する）を次第に大きくしてイ
ンバータの出力電圧を増加させて行くと出力電流が振動
する。この振動する現象は本発明者達の実験によって確
認された。
ので搬送波周波数ｆｃを一定にすることができる。この
ため、周波数比ｆｃ／ｆ はインバータ出力周波数ｆ
が変化しても連続に変化することになりトルク変動など
の問題を生じない。しかし、変調波と搬送波の波高値の
比Ｋ Ｈ（以下振幅比と称する）を次第に大きくしてイ
ンバータの出力電圧を増加させて行くと出力電流が振動
する。この振動する現象は本発明者達の実験によって確
認された。
本発明の目的はパルス切替時のトルク変動や電動機の騒
音の音色の変化をなくし、出力電圧の大きさにかかわら
ず安定に電動機を駆動することができるＰＷＭインバー
タの制御方法および装置を提供するにある。
音の音色の変化をなくし、出力電圧の大きさにかかわら
ず安定に電動機を駆動することができるＰＷＭインバー
タの制御方法および装置を提供するにある。
本発明は変調波と搬送波の拡幅比が規定値を越えたか否
かを判定し、規定値以下のときには非同期方式によって
ＰＷＭパルスを得て、規定値以上のときに同期方式によ
ってＰＷＭパルスを得るようにする。
かを判定し、規定値以下のときには非同期方式によって
ＰＷＭパルスを得て、規定値以上のときに同期方式によ
ってＰＷＭパルスを得るようにする。
非同期方式によって得られるＰＷＭパルスのパルス幅の
時間変動は振幅比に依存する。特にインバータの出力電
圧の半サイクル内のＰＷＭパルスを考えた場合１通流率
が１となっているＰＷＭパルスが増えるにつれて（これ
は振幅比ＫＨが１より大きくなっている状態に相当）次
第に出力電圧の変動が大きくなって出力電流の振動も増
大する。
時間変動は振幅比に依存する。特にインバータの出力電
圧の半サイクル内のＰＷＭパルスを考えた場合１通流率
が１となっているＰＷＭパルスが増えるにつれて（これ
は振幅比ＫＨが１より大きくなっている状態に相当）次
第に出力電圧の変動が大きくなって出力電流の振動も増
大する。
このように現象が発生する前に同期方式によってＰＷＭ
パルスを得るように切替える。振幅比が大きくなるにつ
れてＰＷＭパルスの周波数が減るためスイッチング素子
のスイッチング損失は減少する。とろこで、インバータ
周波数ｊを可変にしてＶ／ｆ一定制御を行う場合には電
圧即ち振幅比も可変させることになる。ここで振幅比Ｋ
Ｈ＞１となる周波数ｊでは周波数比ｆｃ／ｆ を一定
にして同期方式によってＰＷＭインバータを制御しても
スイッチング素子のスイッチング周波数はインバータ周
波数ｆの変化に対して非常に緩かに変化する。また非同
期方式では搬送波周波数ｆｃを一定にできるため、イン
バータ周波数ｆの変化に応じて周波数比ｆｃ／ｆ は
連続して変化するゆ振幅比ＫＨ＞１． どなるインバ
ータ周波数ｆで同期方式に切替え、周波数比ｆｃ／ｆ一
定制御すればｆｃ／ｆの値はインバータ周波数Ｊが変っ
ても連続に変化し、パルス切替時のトルク変動はなくな
る。
パルスを得るように切替える。振幅比が大きくなるにつ
れてＰＷＭパルスの周波数が減るためスイッチング素子
のスイッチング損失は減少する。とろこで、インバータ
周波数ｊを可変にしてＶ／ｆ一定制御を行う場合には電
圧即ち振幅比も可変させることになる。ここで振幅比Ｋ
Ｈ＞１となる周波数ｊでは周波数比ｆｃ／ｆ を一定
にして同期方式によってＰＷＭインバータを制御しても
スイッチング素子のスイッチング周波数はインバータ周
波数ｆの変化に対して非常に緩かに変化する。また非同
期方式では搬送波周波数ｆｃを一定にできるため、イン
バータ周波数ｆの変化に応じて周波数比ｆｃ／ｆ は
連続して変化するゆ振幅比ＫＨ＞１． どなるインバ
ータ周波数ｆで同期方式に切替え、周波数比ｆｃ／ｆ一
定制御すればｆｃ／ｆの値はインバータ周波数Ｊが変っ
ても連続に変化し、パルス切替時のトルク変動はなくな
る。
第１図に本発明の一実施例を示す。
第１図において、可変抵抗器１０１はインバータ周波数
ｆを設定する。周波数指令ｆはＶ／Ｆ変換器１５に入力
される。Ｖ／Ｆ変換器１５は周波数指令Ｊに比例した周
波数の方形波を発生する。
ｆを設定する。周波数指令ｆはＶ／Ｆ変換器１５に入力
される。Ｖ／Ｆ変換器１５は周波数指令Ｊに比例した周
波数の方形波を発生する。
Ｖ／Ｆ変換器１５の出力する方形波数はタイマ装置１１
２０のタイマ２０１と２０２のクロック端子ＧＫ入力さ
れる。更にタイマ２０２の出力信号ａはＲ／Ｓフリップ
フロップ回路１６に入力される。
２０のタイマ２０１と２０２のクロック端子ＧＫ入力さ
れる。更にタイマ２０２の出力信号ａはＲ／Ｓフリップ
フロップ回路１６に入力される。
タイマ装置２０、マイクロコンピュータ３ｏ及びＤ／Ａ
変換器装置４０（７）Ｄ／Ａ変換器４０１゜４０２．４
０３はデータバス３２を介してそれぞれ接続されている
。Ｄ／Ａ変換器４０１，４０２゜４０３の出力（変調波
）ｅはそれぞれ対応する比較器５０１，５０２，５０３
の入力になる。またＤ／Ａ変換器４０１，４０２，４０
３（７）Ｌ／フ７レンス端子ＲＥには可変抵抗１０２で
設定される電圧指令ＶＲが入力される。比較器５０１，
５０２゜５０３の他方の入力端子には三角波発生回路１
３０からの三角波（搬送波）が加えられる。
変換器装置４０（７）Ｄ／Ａ変換器４０１゜４０２．４
０３はデータバス３２を介してそれぞれ接続されている
。Ｄ／Ａ変換器４０１，４０２゜４０３の出力（変調波
）ｅはそれぞれ対応する比較器５０１，５０２，５０３
の入力になる。またＤ／Ａ変換器４０１，４０２，４０
３（７）Ｌ／フ７レンス端子ＲＥには可変抵抗１０２で
設定される電圧指令ＶＲが入力される。比較器５０１，
５０２゜５０３の他方の入力端子には三角波発生回路１
３０からの三角波（搬送波）が加えられる。
比較器５０１，５０２，５０３（７）出力（ＰＷＭパル
ス）はゲート回路６０に加えられる。ゲート回路６０か
ら出力されるゲート信号（ＰＷＭパルスはＰＷＭインバ
ータ７０を構成するスイッチング素子に印加される。Ｐ
ＷＭインバータ７ｏの構成は良く知られているので詳細
説明を省略する。
ス）はゲート回路６０に加えられる。ゲート回路６０か
ら出力されるゲート信号（ＰＷＭパルスはＰＷＭインバ
ータ７０を構成するスイッチング素子に印加される。Ｐ
ＷＭインバータ７ｏの構成は良く知られているので詳細
説明を省略する。
ＰＷＭインバータ７ｏの出力端子は誘導電動機１５０に
接続され、可変電圧・可変周波数の交流電圧を誘導電動
機１５０に印加する。可変抵抗器１０２から得られる電
圧指令値ｖ８は比較器８゜の入力端子にも入力される。
接続され、可変電圧・可変周波数の交流電圧を誘導電動
機１５０に印加する。可変抵抗器１０２から得られる電
圧指令値ｖ８は比較器８゜の入力端子にも入力される。
比較器８０のもう一方の入力端子には可変抵抗器１０３
がら決まる基準値Ｖ＾が入力される。比較器８ｏの出方
端子はアナログスイッチ１２０のコントロール端子Ａδ
に接続される６アナログスイツチ１２０の一方の入力端
子Ａｚは接地され、他方の入力端子ＡＸはローパスフィ
ルタ１１０の出方端子に接続されている。
がら決まる基準値Ｖ＾が入力される。比較器８ｏの出方
端子はアナログスイッチ１２０のコントロール端子Ａδ
に接続される６アナログスイツチ１２０の一方の入力端
子Ａｚは接地され、他方の入力端子ＡＸはローパスフィ
ルタ１１０の出方端子に接続されている。
ローパスフィルタ００の入力端子には位相検出器９０の
出力ｃ、ｄが入力される。また、位相検出器９０のには
Ｒ／Ｓフリップフロップ回路１６の出力信号ａ′と方形
波発生回路１４０の出力信号すがそれぞれ入力される。
出力ｃ、ｄが入力される。また、位相検出器９０のには
Ｒ／Ｓフリップフロップ回路１６の出力信号ａ′と方形
波発生回路１４０の出力信号すがそれぞれ入力される。
方形波発生回路１４０は三角波発生回路１３０の三角波
信号ｇを入力し、三角波信号ｇと同期した方形波信号す
を出力する。三角波発生回路１３０の入力端子には加算
器１２１が接続されている。加算器１２１は一定値ｆｃ
−とアナログスイッチ１２０から出力される周波数補正
信号Δｆｃとが加えられる。位相検出器９ｏ、ローパス
フィルタ１１０、アナログスイッチ回路１２０、加算器
１２１、二角波発生回路１３０、方形波発生回路１４０
でフェーズロックドループ（ＰＬＬ）回路を構成してい
る。
信号ｇを入力し、三角波信号ｇと同期した方形波信号す
を出力する。三角波発生回路１３０の入力端子には加算
器１２１が接続されている。加算器１２１は一定値ｆｃ
−とアナログスイッチ１２０から出力される周波数補正
信号Δｆｃとが加えられる。位相検出器９ｏ、ローパス
フィルタ１１０、アナログスイッチ回路１２０、加算器
１２１、二角波発生回路１３０、方形波発生回路１４０
でフェーズロックドループ（ＰＬＬ）回路を構成してい
る。
次に、第１図の動作を説明する。誘導電動機を可変速駆
動する場合にはモータの電圧（Ｖ）とその周波数（ｆ）
を一定に制御する方法が一般に使用される。Ｖ／！一定
制御する際にはインバータの出力電圧（Ｖ）の調整は振
幅比ＫＨを変化させて行う。インバータ周波数ｆを固定
した場合振幅比ＫＨとインバータ８力電圧Ｖとの間には
第２図に示すような関係がある。振幅比ＫＨが規定値Ｗ
ＨＯより小さい場合、インバータ出力電圧Ｖは振幅比Ｋ
Ｈにほぼ比例する。振幅比ＫＭが規定値ＫＨＯより大き
くなると、インバータ出力電圧■は振幅比ＫＭに比例し
なくなる。規定値ＫＨＯは理論上からは１が設定される
。しかし、通常ＰＷＭインバータの正側のスイッチング
素子に印加するＰＷＭパルスと負側のスイッチング素子
に印加するＰＷＭパルスとがオーバーラツプしないよう
にデッドタイムＴａ を設けている。このため規定値Ｋ
）１０は１よりもデッドタイムＴｄに相当分の振幅比だ
け減少させるのが実際的である。
動する場合にはモータの電圧（Ｖ）とその周波数（ｆ）
を一定に制御する方法が一般に使用される。Ｖ／！一定
制御する際にはインバータの出力電圧（Ｖ）の調整は振
幅比ＫＨを変化させて行う。インバータ周波数ｆを固定
した場合振幅比ＫＨとインバータ８力電圧Ｖとの間には
第２図に示すような関係がある。振幅比ＫＨが規定値Ｗ
ＨＯより小さい場合、インバータ出力電圧Ｖは振幅比Ｋ
Ｈにほぼ比例する。振幅比ＫＭが規定値ＫＨＯより大き
くなると、インバータ出力電圧■は振幅比ＫＭに比例し
なくなる。規定値ＫＨＯは理論上からは１が設定される
。しかし、通常ＰＷＭインバータの正側のスイッチング
素子に印加するＰＷＭパルスと負側のスイッチング素子
に印加するＰＷＭパルスとがオーバーラツプしないよう
にデッドタイムＴａ を設けている。このため規定値Ｋ
）１０は１よりもデッドタイムＴｄに相当分の振幅比だ
け減少させるのが実際的である。
本発明では振幅比ＫＭが規定値ＫＨＯより小さい領域で
非同期方式（非同期モード）とし、規定値ＫＨｏより大
きい領域で同期方式（同期モード）とする。このことに
よって同期モードで周波数比ｆｃ／ｆ を一定に制御
してもＰＷＭパルスの周波数ｆｓは高周波数ではスイッ
チング損失が問題になる程大きくならないことを説明す
る。第３図の（ａ）、（ｂ）、（ｃ）はそれぞれＶ／！
一定制御している場合インバータ周波数Ｊと振幅比ＫＭ
、搬送波周波数ｆｃ及びＰＷＭパルスの周波数ｆｓとの
関係を示したものである。
非同期方式（非同期モード）とし、規定値ＫＨｏより大
きい領域で同期方式（同期モード）とする。このことに
よって同期モードで周波数比ｆｃ／ｆ を一定に制御
してもＰＷＭパルスの周波数ｆｓは高周波数ではスイッ
チング損失が問題になる程大きくならないことを説明す
る。第３図の（ａ）、（ｂ）、（ｃ）はそれぞれＶ／！
一定制御している場合インバータ周波数Ｊと振幅比ＫＭ
、搬送波周波数ｆｃ及びＰＷＭパルスの周波数ｆｓとの
関係を示したものである。
インバータ周波数ｆが所定値ｆ＾になるまで、非同期モ
ードでＰＷＭインバータ７０を運転する。
ードでＰＷＭインバータ７０を運転する。
この場合、搬送波周波数ｆｃは一定値ｆｃａに保たれる
。この結果、インバータ周波数ｆが変化してもｆｃｏ／
ｆの値は連続に変化する。この時正弦波と三角波（搬送
波）とＰＷＭ信号の関係は第４図（ａ）のようになる。
。この結果、インバータ周波数ｆが変化してもｆｃｏ／
ｆの値は連続に変化する。この時正弦波と三角波（搬送
波）とＰＷＭ信号の関係は第４図（ａ）のようになる。
次にインバータ周波数ｆが所定値ｆ＾よりも大きくなる
と、これに応じて振幅比ＫＭも増加する。
と、これに応じて振幅比ＫＭも増加する。
この時のＰＷＭ信号を第４図（ｂ）に示す。この状態で
はＰＷＭ信号の周波数ｆｓは第４図（ａ）に示すＰＷＭ
信号の周波数より点線で示したパルスがぬけた分だけＡ
′点まで下がりｆｓｌとなる。
はＰＷＭ信号の周波数ｆｓは第４図（ａ）に示すＰＷＭ
信号の周波数より点線で示したパルスがぬけた分だけＡ
′点まで下がりｆｓｌとなる。
これよりインバータ周波数ｆが増加すると、これに応じ
てＰＷＭパルス周波数ｆｇも増加する。この時、振幅比
ＫＭも増加して行くために、インバータ周波数ｆがＡ′
点まで増加するとＰＷＭ信号の周波数ｆｓは再び減少す
るヶ第３図では周波数比ｆｃ／ｆ の値を例えば９にし
ているが、実用上はもう少し大きな値に選ばれるため、
第４図（ｃ）に示すインバータ周波数ｆの増加も共に周
波数Ｉｓの値は減少、増加交互に繰返しながら第３図（
ｃ）のＢ点に示す値まで変化する。Ｂ点以上のインバー
タ周波数ｊでは第４図（ｃ）に示すような正弦波と三角
波し搬送波）の関係になって、もはやＰＷＭ信号から抜
けるパルスがない状態になる。このため第３図（Ｑ）に
示すようにＰＷＭ信号の周波数ｆｓは増加する。
てＰＷＭパルス周波数ｆｇも増加する。この時、振幅比
ＫＭも増加して行くために、インバータ周波数ｆがＡ′
点まで増加するとＰＷＭ信号の周波数ｆｓは再び減少す
るヶ第３図では周波数比ｆｃ／ｆ の値を例えば９にし
ているが、実用上はもう少し大きな値に選ばれるため、
第４図（ｃ）に示すインバータ周波数ｆの増加も共に周
波数Ｉｓの値は減少、増加交互に繰返しながら第３図（
ｃ）のＢ点に示す値まで変化する。Ｂ点以上のインバー
タ周波数ｊでは第４図（ｃ）に示すような正弦波と三角
波し搬送波）の関係になって、もはやＰＷＭ信号から抜
けるパルスがない状態になる。このため第３図（Ｑ）に
示すようにＰＷＭ信号の周波数ｆｓは増加する。
次に搬送波同波数ｆｃとＰＷＭ信号の周波数ｆｓと比較
する。周期モードで周波数比ｆｃ／ｆ を−定に制御
した場合、搬送波周波数ｆｃはインバータ周波数Ｊと共
に増加する。
する。周期モードで周波数比ｆｃ／ｆ を−定に制御
した場合、搬送波周波数ｆｃはインバータ周波数Ｊと共
に増加する。
しかし、周波数ｆｓは第４図（ｃ）に示す状態まで減少
・増加を繰返しながら変化するためスイッチング損失が
問題となる周波数までは増加しない。
・増加を繰返しながら変化するためスイッチング損失が
問題となる周波数までは増加しない。
このこと具体的に説明する。
例えばｆｈ ＝３７．５Ｈｚ、 ｆａ＝５０Ｈｚ。
（ｆ ）ｗａｘ ＝ ２００ Ｈｚとし、非同期モード
でのｆｃの値を１０１２．５Ｈｚ とする、この時イ
ンバータ周波数ｊ＾での周波数比ｆｃ／ｆ の値は２７
となる。このような値でインバータ周波数ｆを増加させ
、振幅比ＫＨが２．５１周波数ｆが（Ｊ）ｗａｘになっ
た時の周波数ｆｃとｆｓを比較してみる。周波数ｆａは
５．４ｋＨｚになり、一方周波数ｆｓは、振幅比ＫＨ＝
２．５ では計算上７パルスになるから、１．４ｋＨｚ
（＝２００Ｘ７）となる。これよりＰＷＭ信号周波数
ｆｓは搬送波周波数ｆｃに比べて大きな値とならないこ
とが分かる。また第３図（ｃ）におけるインバータ周波
数ｆΔからｊＢの区間でのＰＷＭ信号周波数ｆｓの変化
はＰＷＭ信号からパルスが脱けるために生じるものであ
って、このパルスは１〜２個であるから非常に小さい。
でのｆｃの値を１０１２．５Ｈｚ とする、この時イ
ンバータ周波数ｊ＾での周波数比ｆｃ／ｆ の値は２７
となる。このような値でインバータ周波数ｆを増加させ
、振幅比ＫＨが２．５１周波数ｆが（Ｊ）ｗａｘになっ
た時の周波数ｆｃとｆｓを比較してみる。周波数ｆａは
５．４ｋＨｚになり、一方周波数ｆｓは、振幅比ＫＨ＝
２．５ では計算上７パルスになるから、１．４ｋＨｚ
（＝２００Ｘ７）となる。これよりＰＷＭ信号周波数
ｆｓは搬送波周波数ｆｃに比べて大きな値とならないこ
とが分かる。また第３図（ｃ）におけるインバータ周波
数ｆΔからｊＢの区間でのＰＷＭ信号周波数ｆｓの変化
はＰＷＭ信号からパルスが脱けるために生じるものであ
って、このパルスは１〜２個であるから非常に小さい。
更にこれらの状態では振幅比ＫＨは連続に変化していく
ため、電圧の変動は生じない。
ため、電圧の変動は生じない。
以上述べたＰＷＭ制御の動作を第１図の実施例に実施す
る場合の動作を第５図を参照して説明する。第５図は電
圧指令ＶＲを可変にして非同期モードから同期モードに
移る時の動作波形を示したものである。
る場合の動作を第５図を参照して説明する。第５図は電
圧指令ＶＲを可変にして非同期モードから同期モードに
移る時の動作波形を示したものである。
可変抵抗器１０１から得られたインバータ周波数指令値
ｆはＶ／Ｆ変換器１５に入力される。Ｖ／Ｆ変換器１５
はインバータ周波数指令ｆに比例した周波数を持った方
形波を発生する。この方形波はタイマ２０１，２０２に
入力され、クロック信号となる。タイマ２０１は方形波
カウントするが、その計数値は、正弦波の位相になる。
ｆはＶ／Ｆ変換器１５に入力される。Ｖ／Ｆ変換器１５
はインバータ周波数指令ｆに比例した周波数を持った方
形波を発生する。この方形波はタイマ２０１，２０２に
入力され、クロック信号となる。タイマ２０１は方形波
カウントするが、その計数値は、正弦波の位相になる。
タイマ２０１の計数値が正弦波の１周期に対応した値に
到達すると、イニシャライズされる。そして再度１周期
に相当した値までタイマ２０１を方形波をカウントする
。一方、タイマ２０２は周波数比ｆｃ／ｆに相当した値
までカウントする。周波数比ｆｃ／ｆに相当した値にな
るとタイマ２０２はパルスａを出力する。パルスａはＲ
／Ｓフリップフロップ回路１６のクロック端子ｃｋに入
る。フリップフロップ回路１６はパルスａのタイミング
に対応して１１ ｌ ＰＩ 、 １１ Ｑ １１のレ
ベルを持った方形波ａ′を出力する。なお第５図では周
波数比ｆｃ／ｆ の値は説明を簡易にするため５にして
いる。
到達すると、イニシャライズされる。そして再度１周期
に相当した値までタイマ２０１を方形波をカウントする
。一方、タイマ２０２は周波数比ｆｃ／ｆに相当した値
までカウントする。周波数比ｆｃ／ｆに相当した値にな
るとタイマ２０２はパルスａを出力する。パルスａはＲ
／Ｓフリップフロップ回路１６のクロック端子ｃｋに入
る。フリップフロップ回路１６はパルスａのタイミング
に対応して１１ ｌ ＰＩ 、 １１ Ｑ １１のレ
ベルを持った方形波ａ′を出力する。なお第５図では周
波数比ｆｃ／ｆ の値は説明を簡易にするため５にして
いる。
Ｒ／Ｓフリッププロップ回路１６の方形波信号ａ′は位
相検出器９０に入力される。位相検出器９０には方形波
信号すも入力されている。位相検出器９０は、方形波信
号ａ′の立下り時点を基準にして方形波すの位り時点ま
での位相差を検出し位相差検出信号ｃ、ｄを出力する。
相検出器９０に入力される。位相検出器９０には方形波
信号すも入力されている。位相検出器９０は、方形波信
号ａ′の立下り時点を基準にして方形波すの位り時点ま
での位相差を検出し位相差検出信号ｃ、ｄを出力する。
位相差検出信号Ｃは方形波ａ′に対して方形波すの位相
が遅れている場合両方形波信号ａ’、ｂの立下り時点間
の位相の不一致を検出した時に“０”レベルになり、他
の状態ではｔｔ １ ｔｐｌレベルなる。一方位相差検
出信号ｄは信号Ｃと逆に、方形波信号すの皮相が方形波
信号ａ′より進んでいる場合、頁信号ａ’、ｂの立下り
時点間の位相の不一致を検出した時“Ｏ”レベルになり
、他の場合４１１ ｕレベルとなる。方形波すは方形波
発生回路１４０がら得られる。方形波発生回路１４０は
三角波ｇと零レベルとを比較し、三角波ｇのレベルが正
の場合に方形波すをＩｔ １ Ｆｌレベルにし、負の場
合はＩｔ ＯＩ＋ｌレベルする。三角波ｇの周波数ｆｔ
は一定の値ｆｃｍとアナログスイッチ１１０から出力さ
れる周波数補正信号Δｆｃとを加えて割られる。周波数
補正信号Δｆｃは次のようにして得られる。
が遅れている場合両方形波信号ａ’、ｂの立下り時点間
の位相の不一致を検出した時に“０”レベルになり、他
の状態ではｔｔ １ ｔｐｌレベルなる。一方位相差検
出信号ｄは信号Ｃと逆に、方形波信号すの皮相が方形波
信号ａ′より進んでいる場合、頁信号ａ’、ｂの立下り
時点間の位相の不一致を検出した時“Ｏ”レベルになり
、他の場合４１１ ｕレベルとなる。方形波すは方形波
発生回路１４０がら得られる。方形波発生回路１４０は
三角波ｇと零レベルとを比較し、三角波ｇのレベルが正
の場合に方形波すをＩｔ １ Ｆｌレベルにし、負の場
合はＩｔ ＯＩ＋ｌレベルする。三角波ｇの周波数ｆｔ
は一定の値ｆｃｍとアナログスイッチ１１０から出力さ
れる周波数補正信号Δｆｃとを加えて割られる。周波数
補正信号Δｆｃは次のようにして得られる。
電圧指令ＶＲが基準値Ｖ＾よりも小さい場合、比較器８
０から出力される変調モード半定信号りは“０″レベル
になる。この結果、アナログスイッチ１２０は入力端子
Ａ２に接続される。入力端子Ａｔは接地されているため
、周波数補正信号Δｆｃは零になる。このため一定の値
ｆｃ＊が三角波ｇの周波数ｆｔとなり、非同期モードに
なる。
０から出力される変調モード半定信号りは“０″レベル
になる。この結果、アナログスイッチ１２０は入力端子
Ａ２に接続される。入力端子Ａｔは接地されているため
、周波数補正信号Δｆｃは零になる。このため一定の値
ｆｃ＊が三角波ｇの周波数ｆｔとなり、非同期モードに
なる。
次に電圧指令ＶＲが基準値■＾よりも大きくなると、比
較器８０からＩＩ １ ｆｌレベルの変調モード半定信
号りが出力され、アナログスイッチ１２０は端子Ａｌ側
に閉路する。
較器８０からＩＩ １ ｆｌレベルの変調モード半定信
号りが出力され、アナログスイッチ１２０は端子Ａｌ側
に閉路する。
この時点を第５図のタイミングチャートでは時刻ｔ１で
示す、時刻ｔ１からｔ２の間では位相差検出信％、ｃは
ｌ′Ｏ”レベルとなり、ローパスフィルタ１１０によっ
て、正の周波数補正信号Δｆｃがｆｃｍに加わり、三角
波ｇの位相を進める。次に時刻ｔ２からｔ８の区間では
時刻ｔ２で得られた周波数補正信号Δｆｃそのままホー
ルドする。モしてｔ８の時点で再び基準の方形波ａと三
角波の位相と同一である方形波すどの位相のずれが検出
される。第５図に示すようにこの状態ではまだ位相が遅
れているため、時刻ｔ８で得られた周波数補正信号Δｆ
ｃを再び増加させる。時刻ｔ４からｔ６でも同様に周波
数補正信号Δｆｃをｔ４で得られた値にホールドする。
示す、時刻ｔ１からｔ２の間では位相差検出信％、ｃは
ｌ′Ｏ”レベルとなり、ローパスフィルタ１１０によっ
て、正の周波数補正信号Δｆｃがｆｃｍに加わり、三角
波ｇの位相を進める。次に時刻ｔ２からｔ８の区間では
時刻ｔ２で得られた周波数補正信号Δｆｃそのままホー
ルドする。モしてｔ８の時点で再び基準の方形波ａと三
角波の位相と同一である方形波すどの位相のずれが検出
される。第５図に示すようにこの状態ではまだ位相が遅
れているため、時刻ｔ８で得られた周波数補正信号Δｆ
ｃを再び増加させる。時刻ｔ４からｔ６でも同様に周波
数補正信号Δｆｃをｔ４で得られた値にホールドする。
更に時刻ｔｓ 、ｔｅで位相遅れの補正がされる。時刻
ｔ７．ｔδの間では位相差検出信号ｄが“０”レベルに
なり、逆に方形波すは方形波ａ′に対して位相の進み過
ぎを検出し１周波数補正信号Δｆｃを減少させる。これ
らの位相補正の結果、時刻ｔ９以降では信号Ｃ２ｄの何
れも“０”レベルとなる状態はなくなり、方形波すの位
相は基準信号である方形波ａ′の位相にロックされたこ
とになる。方形波ａ′の位相は正弦波の位相に同期して
いるため、この状態では正弦波と三角波ｇとが同期した
ことになる。
ｔ７．ｔδの間では位相差検出信号ｄが“０”レベルに
なり、逆に方形波すは方形波ａ′に対して位相の進み過
ぎを検出し１周波数補正信号Δｆｃを減少させる。これ
らの位相補正の結果、時刻ｔ９以降では信号Ｃ２ｄの何
れも“０”レベルとなる状態はなくなり、方形波すの位
相は基準信号である方形波ａ′の位相にロックされたこ
とになる。方形波ａ′の位相は正弦波の位相に同期して
いるため、この状態では正弦波と三角波ｇとが同期した
ことになる。
次に、ＰＷＭパルスを発生する動作を説明する。
マイクロコンピュータ３ｏによってタイマ２０１の内容
を読み出す６一方マイクロコンピュータ３ｏに内蔵され
ているメモリ（図示せず）にはタイマ２０１の内容に対
応した正弦波の値が格納されている。マイクロコンピュ
ータ３０はタイマ２０１の内容を読み出すと、これに対
応した正弦波の値をメモリから読み、その値をＤ／Ａ変
換器４０に転送する。この結果、Ｄ／Ａ変換器４０１゜
４０２．４０３からＵ相、■相、Ｗ相の正弦波信号（変
調波）ｅが発生する。Ｄ／Ａ変換器４０１゜４０２．４
０３はレファレンス端子ＲＥに電圧指令ＶＲが入力され
ている。したがって、変調波ｅの振幅は電圧指令ＶＲに
比例したものとなる。Ｕ相、■相、Ｗ相の変調波ｅは比
較器５０１，５０２゜５０３にそれぞれ入力され三角波
ｇと比較される。
を読み出す６一方マイクロコンピュータ３ｏに内蔵され
ているメモリ（図示せず）にはタイマ２０１の内容に対
応した正弦波の値が格納されている。マイクロコンピュ
ータ３０はタイマ２０１の内容を読み出すと、これに対
応した正弦波の値をメモリから読み、その値をＤ／Ａ変
換器４０に転送する。この結果、Ｄ／Ａ変換器４０１゜
４０２．４０３からＵ相、■相、Ｗ相の正弦波信号（変
調波）ｅが発生する。Ｄ／Ａ変換器４０１゜４０２．４
０３はレファレンス端子ＲＥに電圧指令ＶＲが入力され
ている。したがって、変調波ｅの振幅は電圧指令ＶＲに
比例したものとなる。Ｕ相、■相、Ｗ相の変調波ｅは比
較器５０１，５０２゜５０３にそれぞれ入力され三角波
ｇと比較される。
比較器５０１〜５０３からＰＷＭパルスＥυ、Ｅｖ。
Ｅｗが得られる。これらの信号のうち第５図には。
Ｕ相のＰＷＭパルスＥｕ を代表として示している。
ＰＷＭパルスＥｕ、Ｅｖ、Ｅｖはゲート回路６ｏに入力
される。ゲート回路６０はＰＷＭインバータ７０の正側
及び負側のスイッチング素子にゲート信号を印加する。
される。ゲート回路６０はＰＷＭインバータ７０の正側
及び負側のスイッチング素子にゲート信号を印加する。
ＰＷＭインバータ７０は、これらのゲート信号によって
動作して誘導電動機１５０を駆動する１以上のようにし
てＰＷＭインバータを制御するのであるが本発明によれ
ば同期モードでスイッチング損失を増加させることなく
周波数比ｆｃ／ｆ を一定にできるのでパルス切替時
の電圧の変化がなくなり、電動機を円滑に駆動できる。
動作して誘導電動機１５０を駆動する１以上のようにし
てＰＷＭインバータを制御するのであるが本発明によれ
ば同期モードでスイッチング損失を増加させることなく
周波数比ｆｃ／ｆ を一定にできるのでパルス切替時
の電圧の変化がなくなり、電動機を円滑に駆動できる。
以上本発明によれば、インバータ周波数を増加してもス
イッチング素子を増加させることなく。
イッチング素子を増加させることなく。
しかも円滑に電動機を駆動することができる。また高周
波数領域でインバータ出力電圧を増加しても電流は乱調
しないため、広範囲の速度で定トルク制御ができる。
波数領域でインバータ出力電圧を増加しても電流は乱調
しないため、広範囲の速度で定トルク制御ができる。
なお、上述の実施例では変調波に正弦波を、Ｗｉ送波に
三角波をそれぞれ選んだ場合を示したが、変調波に階段
波２台形波、正弦波に３倍の高周波を重畳して得られる
波形などにして、搬送波に鋸歯状波、三角波などであっ
ても同様に行えるのは勿論である。
三角波をそれぞれ選んだ場合を示したが、変調波に階段
波２台形波、正弦波に３倍の高周波を重畳して得られる
波形などにして、搬送波に鋸歯状波、三角波などであっ
ても同様に行えるのは勿論である。
第１図は本発明の一実施例を示すブロック図、第２図は
インバータ出力電圧と振幅比との関係を示す特性図、第
３図はｖ／ｆ一定制御に本発明を適用した場合のインバ
ータ周波数と搬送波周波数及びＰＷＭ信号周波数との関
係を示す特性図、第４図は変調波と搬送波の関係を示す
波形図、第５図は第１図の動作を説明するタイミングチ
ャート ２（）、・、 響
インバータ出力電圧と振幅比との関係を示す特性図、第
３図はｖ／ｆ一定制御に本発明を適用した場合のインバ
ータ周波数と搬送波周波数及びＰＷＭ信号周波数との関
係を示す特性図、第４図は変調波と搬送波の関係を示す
波形図、第５図は第１図の動作を説明するタイミングチ
ャート ２（）、・、 響
Claims (4)
- １． 変調波と搬送波を比較して得られるパルス幅変調
パルスによつて点弧制御されるＰＷＭインバータにおい
て、前記変調波と搬送波の振幅比が規定値以下のときに
は前記変調波と搬送波を非同期にして前記パルス幅変調
パルスを得て、前記振幅比が規定値以上になると前記変
調波と搬送波を同期させて前記パルス幅変調パルスを得
るようにしたことを特徴とするＰＷＭインバータの制御
方法。 - ２． 特許請求の範囲第１項において、前記変調波と搬
送波を同期させて前記パルス幅変調パルスを得る際には
前記変調波と搬送波の周波数比を一定にしたことを特徴
とするＰＷＭインバータの制御方法。 - ３． 特許請求の範囲第１項において、前記振幅比の規
定値はほぼ１であることを特徴とするＰＷＭインバータ
の制御方法。 - ４． ＰＷＭインバータと、該ＰＷＭインバータの出力
周波数指令を入力しパルス幅変調周期に応じた変調周期
信号を出力する手段と、前記インバータの電圧指令を発
生する電圧指令手段と、前記インバータ周波数指令に応
じた周波数で、振幅か前記電圧指令に比例する正弦波変
調波を発生する変調波発生手段と、搬送波周波数指令に
応じた周波数の３角波搬送波を発生する搬送波発生手段
と、前記電圧指令と基準値を比較して同期・非同期モー
ドを指令するモード指令手段と、前記変調周期信号と前
記搬送波の位相を一致させる位相一致手段と、前記モー
ド指令手段のモード指令によつて前記位相一致手段の要
否を選択する選択手段と、前記変調波と搬送波を比較し
てパルス幅変調パルスを発生し前記ＰＷＭインバータに
与えるパルス発生手段とを具備したＰＷＭインバータの
制御装置。
Priority Applications (4)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP61173670A JPH07112360B2 (ja) | 1986-07-25 | 1986-07-25 | Ｐｗｍインバ−タの制御方法および装置 |
| EP87110605A EP0254290B1 (en) | 1986-07-25 | 1987-07-22 | Method and apparatus for controlling a pwm inverter |
| US07/076,270 US4779183A (en) | 1986-07-25 | 1987-07-22 | Method and apparatus for selectively controlling an operation mode of a PWM inverter between an asychronous mode and a synchronous mode modulation |
| DE8787110605T DE3768576D1 (de) | 1986-07-25 | 1987-07-22 | Verfahren und einrichtung fuer die steuerung eines pulsbreitenmodulierten wechselrichters. |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP61173670A JPH07112360B2 (ja) | 1986-07-25 | 1986-07-25 | Ｐｗｍインバ−タの制御方法および装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS6331476A true JPS6331476A (ja) | 1988-02-10 |
| JPH07112360B2 JPH07112360B2 (ja) | 1995-11-29 |
Family
ID=15964920
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP61173670A Expired - Lifetime JPH07112360B2 (ja) | 1986-07-25 | 1986-07-25 | Ｐｗｍインバ−タの制御方法および装置 |
Country Status (4)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US4779183A (ja) |
| EP (1) | EP0254290B1 (ja) |
| JP (1) | JPH07112360B2 (ja) |
| DE (1) | DE3768576D1 (ja) |
Cited By (1)
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|---|---|---|---|---|
| JP2015089193A (ja) * | 2013-10-29 | 2015-05-07 | 東洋電機製造株式会社 | インバータ制御装置 |
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| JPH0681513B2 (ja) * | 1987-11-12 | 1994-10-12 | 株式会社東芝 | Ｐｗｍ制御装置 |
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1987
- 1987-07-22 EP EP87110605A patent/EP0254290B1/en not_active Expired
- 1987-07-22 DE DE8787110605T patent/DE3768576D1/de not_active Expired - Lifetime
- 1987-07-22 US US07/076,270 patent/US4779183A/en not_active Expired - Fee Related
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| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS4935817A (ja) * | 1972-08-07 | 1974-04-03 | ||
| JPS60174070A (ja) * | 1984-02-16 | 1985-09-07 | Fanuc Ltd | 交流インバ−タ回路における搬送波の制御方式 |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2015089193A (ja) * | 2013-10-29 | 2015-05-07 | 東洋電機製造株式会社 | インバータ制御装置 |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| EP0254290A3 (en) | 1988-11-09 |
| JPH07112360B2 (ja) | 1995-11-29 |
| US4779183A (en) | 1988-10-18 |
| EP0254290B1 (en) | 1991-03-13 |
| DE3768576D1 (de) | 1991-04-18 |
| EP0254290A2 (en) | 1988-01-27 |
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