JPS5917635B2 - Ｐｗｍインバ−タ装置 - Google Patents

Ｐｗｍインバ−タ装置

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JPS5917635B2
JPS5917635B2 JP54088163A JP8816379A JPS5917635B2 JP S5917635 B2 JPS5917635 B2 JP S5917635B2 JP 54088163 A JP54088163 A JP 54088163A JP 8816379 A JP8816379 A JP 8816379A JP S5917635 B2 JPS5917635 B2 JP S5917635B2
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inverter
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level signal
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孝 佐野
一郎 宮下
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Toyo Electric Manufacturing Ltd
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Description

【発明の詳細な説明】 本発明はパルス巾変調方式のインバータいわゆるＰＷＭ
インバータ装置の変調方式に関するものである。
■０ＰＷＭインバータ装置においては一定の直流電圧を
チョッピングした矩形波パルス状の電圧で制御するため
各ＰＷＭ期間内の電流の波形が異なるものとなり、した
がつて転流電流の大きさが同一負荷状態でもパルス列に
よつて大巾に変化する。
３５特に低速時の低周波数域においてインバータの１サ
イクル間の周期がインバータ出力周波数に逆比例して長
くなる。
このため通常低速になるほどこの周期内のキヤリア信号
となる三角波信号の数すなわちパルスモードを増し転流
ピーク電流を抑制している。ここでインバータ入力電流
は、等価的にＲＬ回路で構成されて指数関数状に増加す
る電動機電流とそのエンベロープが同様な波形となり、
前述のパルスモードを増しても繰返しパルス電圧の各終
期における電流も指数関数状に増加する。このためこれ
らの最大電流に耐えるようにインバータを構成するサイ
リスタ素子および転流回路を選定する必要がある。さら
にインバータ入力電流に含まれる周波数成分はチヨツピ
ング周波数のほか、一般に電動機電流をインバータで３
相全波整流した形で架線にフイルタを介して流れるため
インバータ出力周波数の６倍の高調波電流成分が流れる
。しかして起動時などの低周波数時にはフイルタの効果
が低下して架線側の電流が充分平滑できずにリツプル成
分が含まれるものとなる。さらにインバータ入力電流の
流れる軌道には一般に商用周波数を用いた信号保安装置
の電流が流れている。したがつてＰＷＭインバータ装置
によつて電気車両を駆動する場合は起動時の低周波数域
では信号保安装置などの周波数域を通過し、またこれら
の低周波数域においてはフイルタ効果が少いものとなる
ために信号障害を与えるおそれがある。つまり、同じ線
路内に他の列車の有無を現示するための信号保安装置の
信号電流の周波数は、電気車の電流と区別するため、商
用周波数の６０Ｈｚあるいはその分周波の３０Ｈｚが通
常用いられている。そして、従来型直流電動機駆動によ
る直流区間の電気鉄道線路に誘導電動機駆動のインバー
タ装置で電気車両を走行させた場合、軌道に流れるイン
バータの直流側には、前述した如く直流電流のほかにイ
ンバータ出力周波数の６倍の周波数成分の電流も流れる
ため、例えばインバータ周波数が５Ｈｚで動作している
ときに３０Ｈｚ成分の電流が、また１０Ｈｚのときには
６０Ｈｚ成分の電流が同じ軌道内に流れることになる。
そのため、このような周波数成分の値があるレベルを超
えるに（一般にその限度値は０．６〜０．７Ａ程度）前
記信号電流と識別がつかなくなつてしまう。このため、
かような信号に対する高調波障害がインバータを用いた
電気車両駆動システムの実用化の大きな課題となつてい
る。本発明は上述したような点に鑑みなされたもので、
インバータ転流責務を軽減するとともに低次調波成分の
電流を低減せしめ、小型軽量化し得る変調方式を提供す
るにある。
以下本発明を図面に基づいて説明する。第１図はインバ
ータ変調部の基本的な構成例を示すもので、１は発振器
、２は分周器、３は３相信号分配器、４は三角波発生器
、５は変調器、６はゲート制御器、７はインバータ、８
は交流電動機である。
このように示されるものの動作について第２図を参照し
て説明する。
発振器１はインバータ動作周波数を指令する周波数指＋
Ａ１が印加されるとインバータ動作周波数の整数倍の周
波数を有する出力パルス列を発生する。
分周器２はインバータ７の各相電圧信号を送出させるに
必要な最低倍率の周波数にまで分周して三角波発生器４
に出力する。一方３相信号分配器３は分周器２から出力
パルス列を受け、各相電圧信号に変換すると同時に変調
器５の出力信号のチヨツピング指＋Ａ４によつてその各
相電圧信号を変調する。この３相信号分配器３出力によ
りゲート制御器６からインバータ７の例えばサイリスタ
である各相のスイツチ素子のゲート信号が送出される。
なお、ゲート制御器６はインバータ７が転流を必要とす
るスイツチ素子で構成されるものならば転流動作を制御
する信号も発生するものである。前述のチヨツピング指
＋Ａ４は次のようにして得られる。すなわち一定電圧レ
ベルを有して電圧指令を与えるレベル信号Ａ２と三角波
発生器４出力のキヤリア信号Ａ３とが比較され、例えば
レベル信号Ａ２よりキヤリア信号Ａ３が高ければ変調器
５出力を論理値「Ｌ］とし、また逆にレベル信号Ａ２が
キヤリア信号Ａ３より高ければ変調器５出力を論理値「
Ｈ」とする。このようにして得られるチヨツピング指令
Ａ４によつて３相信号分配器３の各相電圧信号が変調さ
れ、例えば電動機端子Ｕ，Ｖ間に加わる一相分の電圧波
形Ｖ１は第２図ｃのように示されるものとなる。この電
圧波形Ｖ１より電気角で６Ｐ０遅れた電動機端子Ｕ，Ｗ
間電圧によつてＵ相一相に加わる相電圧波形Ｖ２は第２
図ｄで示され、その相電圧波形Ｖ２が交流電動機８に印
加したときに流れる電流波形１は第２図ｅのように示さ
れるものとなる。なおキヤリア信号Ａ３はインバータ動
作周波数の整数倍でなければならないため一般に分周器
２は次のように構成されるものとなつている。例えば電
子回路に通じた者であれば容易に理解し得る最も簡単な
ものとしては発振器１の出力パルス列を１段で１／２と
し２段で１／４とするように２−１（ｎは段数でｎ＝１
，２，３・・・）に分周する如くに構成するものである
。この構成段数をｎ＝４とした場合は最終出力の周波数
が入力パルス列の１／１６となり、必要に応じて中間出
力として１／２，１／４，１／８のパルス列を得ること
により、これらの同期パルスを用いて三角波発生器４を
制御すればインバータ動作周波数の整数倍の三角波信号
が発生される。このようにして従来の変調方法によるも
のとすれば、時刻ｔ１から時刻Ｔ２のインバータ周波数
の１／６サイクル間の電流は第２図ｅに示す電流波形１
１の如く時間の経過に伴つてその値が上昇する。
またインバータ７に流入する直流入力電流はこの各相電
流を全波整流したものであつて例示の斜線部分の繰返し
となる。このように時刻ｔ１から時刻Ｔ２区間の始めと
終りの電流値の差がインバータ出力周波数の６倍の高調
波成分を有するインバータ入力電流のリツプル成分とな
り、チヨツピング終期における転流電流の増大と、また
前述の電流リツプル成分は一般にはフイルタで除去され
るがこれによる信号障害を無視することができない。本
発明は前述したチヨツピング指令の新規な変調方法を提
供し、インバータ入力の電流リツプルを低減するととも
に極めて効果的に信号障害を防止し、かつインバータ部
を小型化できる装置を実現するものである。
第３図は本発明が適用されたインバータ変調部を示すも
ので、９はトリガパルス発生器、１０は関数発生器であ
る。
図中第１図と同符号のものは同じ構成部分を示す。また
第４図は第３図の説明のために示した波形図である。第
３図において、トリガパルス発生器９はインバータ出力
周波数に同期し所定の時刻に極めて狭いパルス巾のトル
ガパルスＡ５を発生する。
関数発生器１０はトリガパルスＡ５が与えられる初期値
から出力信号が時間関数となるように構成し、コンデン
サＣと抵抗器Ｒの放電特性である指数関数状の発生器の
ものである。このような構成においては、トリガパルス
発生器９の出力インピーダンスを十分小さく設計してお
くことにより、パルス巾が極めて狭くてもコンデンサＣ
は充分に初期値まで充電されるものとなる。このコンデ
ンサＣが充電されたのちにトリガパルス発生器９出力は
零になるが、ダイオードＤによつてコンデンサＣに蓄え
られた電荷はすべて抵抗器Ｒを通して放電され、このと
きのコンデンサＣの端子電圧の変化が指数関数状の波形
となる。この抵抗器Ｒは一定の電圧レベルであるレベル
信号Ａ２に加算される関数波形の振幅が電動機特性に応
じて予め選定することが可能であれば所要の分圧比の値
と放電抵抗値を得る固定形とすることができる。このよ
うに発生される関数発生器１０の出力と第１図に示すし
・ベル信号Ａ２とが加算器１１で加算され、第４図ｂに
示す如くの指数関数状波形Ａ６が発生される。したがつ
て第４図ｅの斜線部分で例示する如く、電流波形１は初
期値が小さくパルス巾が広い形状から初期値が大きくな
るにつれてパルス巾が狭くなるものとなり、これらの面
積が等しくしたがつて各パルスにおけるインバータ入力
電流の平均値が同一となるものが得られる。
なお本実施例のものは、トリガパルス発生器９の制御端
子に停止指＋Ａ７を与えることによりパルス発生が停止
させられて第１図に示す従来の変調方式によるものと同
じく作用させることができるものであり、インバータ周
波数が上昇してフイルタ効果が期待できる場合、チヨツ
ピング指令Ａ４のパルス数が減少して本実施例の効果を
必要としない場合などの対処が可能となるものである。
また関数発生器１０出力の波形を鋸歯状波や他の関数状
とすることはそれらの発生構成を用いることから容易で
あり、さらにまた出力信号をインバータ出力周波数の変
化に応じて常に相似される波形とすることは容易に変更
し得る。かかる変調方式による効果を第５図〜第７図を
用いて詳述する。
すなわち第５図は第１図装置例によるインバータ入力電
流波形を示すもので、レベル信号Ａ２とキヤリア信号Ａ
３とにより変調される等間隔パルス巾変調が行われた場
合である。
したがつてインバータ入力電流波形のエンベロープＢが
指数関数状に変化し、通電終期における転流ピーク電流
のの増大と、この平均値をＷで例示する如くにこのエン
ベロープＢの変化に応じてインバータ出力周波数の６倍
の周波数成分の電流が流れる。また第６図は本発明が適
用されたインバータ入力電流波形を示し、第６図Ａ，ｂ
は第４図に示す指数関数状波形Ａ６の如くに与えられた
場合をそれぞれ示している０ｊ つまり第６図ａに示す指数関数状波形Ａ６ｌが与えられ
る実施例においては、レベル信号周波数はインバータ出
力周波数の６倍（ｍ＝３，ｎ＝１）でキヤリア信号Ａ３
の周波数はさらにその整数倍であるところの４８倍の場
合の例を示す。
ここでキヤリア信号Ａ３と指数関数状波形Ａ６ｌとの交
叉点でパルス巾Ｔが決定され、これらパルス巾Ｔは指数
関数状に減少して各パルス毎におけるインバータ入力電
流の平均値Ｗ１を第６図ｃのように略一定とすることが
できる。したがつてインバータ出力周波数の６倍で脈動
する電流成分が抑制されたものとなり、後出のパルス巾
減少によつて転流ピーク電流が抑制されたものとなる。
なお、チヨツピング周波数成分は残るが、フイルタによ
る高調波に対する除去効果から充分に抑制されるために
フイルタ入力側の架線から帰線に流れる電源側には高調
波成分の少ない平滑な直流電流を流出できる。
ここで直流レベルＶ。は従来の変調方式による場合と同
様に通常インバータ出力電圧がインバータ出力周波数に
比例するように制御される。また指数関数状波形Ａ６ｌ
のレベル深さΔＶおよびその時定数ＴＥＸは直流レベル
Ｖ。と同様にインバータ出力周波数に関連させること３
が可能であるが、インバータ入力周波数が前述の信号保
安装置の動作周波数と一致する周波数でインバータ入力
電流の基本周波数成分が最低となるように調整し、その
ときのレベル信号深さと時定数を維持するようにしても
、問題となる周波数成分の電流が除去されるのでその目
的を達成することができる。実用的にはフイルタ効果の
低下する起動時からインバータ入力周波数が商用周波数
を用いた信号周波数帯を通過するまでとする如くに所定
の周波数値を超えるまで本変調を行うものとしてもよい
。これによつて低次調波成分を低減し信号保安装置への
障害電流成分が少いものとすることができ、フイルタ容
量を大きくする必要がなくかつインバータ７を含めて装
置全体を小型軽量にできるために特に電気車両の駆動イ
ンバータに好適なものとすることができる。第６図ｂに
示す指数関数状波形Ａ６２が与えられる場合においては
第６図ａに示す場合の変形例であり全く同一の変調結果
が得られるものである。
すなわち指数関数状波形Ａ６２とキヤリア信号Ａ３とも
その極性を反転させることによつて指数関数状波形のレ
ベル信号Ａ６２よりキヤリア信号Ａ３が低い範囲内でパ
ルス巾が決定され、前述の第６図ｃに示す如くのパルス
巾Ｔとすることができる。具体的には第３図に示す回路
構成において三角波発生器４の出力信号、加算器１１の
直流レベルＶ。および関数発生器１０の出力を反転すれ
ばよい。第７図は他の変調例を示すもので、第６図Ａ，
ｂにそれぞれ示す指数関数状波形Ａ６ｌ，Ａ６２に代え
鋸歯状波としたレベル信号Ａｔを与えた場合である。こ
の場合変調レベル信号を図示の如くに鋸歯状に与えて１
サイクル内の各パルスにおけるインバータ入力電流のパ
ルス巾Ｔが電気角θにそつて直線的に変化する。なお、
本例によれば、平均値Ｗ２は図示の如くに一定のものと
ならないが第５図に示す従来における値Ｗより充分に改
善でき実用上その目的を達成し得ることができるもので
ある。さらにかかる変調方式による効果を高めるには、
第３図に示す関数発生器１０に代えインバータ出力周波
数の変化に関らず常に相似形の波形を出力する発生器形
態とすることが望ましく、これを実現した他の実施例を
第８図により説明する。
第８図において１２は関数発生器を示し、関数発生器１
２は番地指令器１２ａ１波形記憶素子１２ｂおよびＤＡ
変換器１２ｃからなる。図示の如く指数関数波形が波形
記憶素子１２ｂにデイジタル信号として記憶されるとと
もに、この波形記憶素子１２ｂから読み出されるデイジ
タル信号がＤＡ変換器１２ｃによりアナログ信号に変換
される。このアナログ信号出力とレベル信号Ａ２とが加
算器１１により加算出力される点は第３図に示す装置と
同様である。また番地指令器１２ａは、インバータ出力
周波数よりはるかに高い周波数でかつ同期するパルス信
号、例えば分周器２の入力により順次出力信号を更新す
るものである。これによつて波形記憶素子１２ｂの内容
を読み出し、さらにＤＡ変換器１２ｃ出力が所要の繰返
し周波数となるように所定の時刻、例えば分周器２の最
終段出力の反転時刻で初期状態に戻すことも必要に応じ
て行われるものである。かようにして本発明によれば、
電気車両にインバータ駆動を実用化するため、軌道に併
設される他の設備に対する有害な低次高調波成分を抑制
できるとともに、パルス巾制御時における転流電流のピ
ーク値を平均化を図ることができる。
さらに、インバータ出力電流の波形がインバータ本体は
電圧形インバータでありながら、出力電流のピーク値が
平均化されて電流形インバータに近い特性を示すことに
なり、出力側特性上何ら問題を生じない。上述したよう
に本発明はＰＷＭインバータ装置における新規な変調方
式を提供するものであつてインバータの転流責務を格別
に軽減し低次調波成分の電流を低減せしめ、かつ低周波
数時フイルタ効果の低下を充分にカバーした小型軽量化
された装置を実現させることができる。
【図面の簡単な説明】
第１図はインバータ変調部の基本回路構成を示すプロツ
ク図、第２図は第１図の説明のために示した各部波形図
、第３図、第４図は本発明が適用されたインバータ変調
部を示すプロツク図、各部波形図、第５図〜第７図はイ
ンバータ変調部の効果を説明するためにそれぞれ示した
波形図、第８図は本発明が適用された他の実施例を示す
プロツク図である。 １・・・・・・発振器、４・・・・・・三角波発生器、
５・・・・・・変調器、７・・・・・・インバータ、８
・・・・・・交流電動機、１０，１２・・・・・・関数
発生器、１１・・・・・・加算器、Ａ２・・・・・・レ
ベル信号、Ａ３・・・・・・キヤリア信号、Ａ４・・・
・・・チヨツピング指令、Ａ６，Ａ６ｌ，Ａ６２・・・
・・・指数関数状波形、Ａｔ・・・・・・鋸歯状波、Ｉ
，・・・・・・電流波形、Ｗ，Ｗｌ，Ｗ２・・・・・・
インバータ入力電流の平均値。

Claims (1)

  1. 【特許請求の範囲】 １ 直流電源よりパルス巾を調整して得られる可変電圧
    ・可変周波数の出力により交流電動機を駆動する周期変
    調方式ＰＷＭインバータ装置において、インバータ出力
    周波数に同期しかつその整数倍周波数の出力パルスを発
    生する発振器、該発振器出力に応じてインバータ出力周
    波数の２ｍｎ倍の周波数を有するレベル信号を発生する
    関数発生器、該レベル信号の整数倍周波数を有する三角
    波状のキャリア信号を発生する三角波発生器、前記レベ
    ル信号とキャリア信号とを比較混合する変調器をそれぞ
    れ具備し、該変調器出力のチョッピング指令によりイン
    バータ出力電圧のパルス巾が単調減少する繰返し波形と
    なる如く変化せしめるよう前記レベル信号を関数状に信
    号発生したことを特徴とするＰＷＭインバータ装置。 ２ 前記レベル信号を前記インバータ出力周波数に同期
    しかつその２ｍｎ倍の周波数を有する指数関数状波また
    は鋸歯状波に信号発生した特許請求の範囲第１項記載の
    ＰＷＭインバータ装置。 ３ 前記関数発生器に前記関数状の波形が記憶される記
    憶素子を備えるとともに、該記憶素子から読み出す如く
    に信号発生するようにした特許請求の範囲第１項記載の
    ＰＷＭインバータ装置。 ４ 直流電源よりパルス巾を調整して得られる可変電圧
    ・可変周波数の出力により交流電動機を駆動する同期変
    調方式ＰＷＭインバータ装置において、インバータ出力
    周波数に同期しかつその整数倍周波数の出力パルスを発
    生する発振器、該発振器出力に応じてインバータ出力周
    波数の２ｍｎ倍の周波数を有するレベル信号を発生する
    関数発生器、該レベル信号の整数倍周波数を有する三角
    波状のキャリア信号を発生する三角波発生器、前記レベ
    ル信号とキャリア信号とを比較混合する変調器をそれぞ
    れ具備し、起動時からインバータ入力周波数が所定の周
    波数を通過するときまで前記変調器出力のチョッピング
    指令によりインバータ出力電圧のパルス巾が単調減少す
    る繰返し波形となる如く変化せしめるように前記レベル
    信号を関数状に信号発生したことを特徴とするＰＷＭイ
    ンバータ装置。
JP54088163A 1979-07-13 1979-07-13 Ｐｗｍインバ−タ装置 Expired JPS5917635B2 (ja)

Priority Applications (5)

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JP54088163A JPS5917635B2 (ja) 1979-07-13 1979-07-13 Ｐｗｍインバ−タ装置
FI802171A FI72236C (fi) 1979-07-13 1980-07-07 Enligt pulsbreddsmoduleringsprincipen fungerande vaexelriktare.
EP80302348A EP0023116B1 (en) 1979-07-13 1980-07-10 Pwm inverter device
DE8080302348T DE3065042D1 (en) 1979-07-13 1980-07-10 Pwm inverter device
US06/167,234 US4367521A (en) 1979-07-13 1980-07-10 PWM Inverter device

Applications Claiming Priority (1)

Application Number Priority Date Filing Date Title
JP54088163A JPS5917635B2 (ja) 1979-07-13 1979-07-13 Ｐｗｍインバ−タ装置

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Publication Number Publication Date
JPS5612868A JPS5612868A (en) 1981-02-07
JPS5917635B2 true JPS5917635B2 (ja) 1984-04-23

Family

ID=13935251

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