JPH0323831Y2 - - Google Patents
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- JPH0323831Y2 JPH0323831Y2 JP1982108948U JP10894882U JPH0323831Y2 JP H0323831 Y2 JPH0323831 Y2 JP H0323831Y2 JP 1982108948 U JP1982108948 U JP 1982108948U JP 10894882 U JP10894882 U JP 10894882U JP H0323831 Y2 JPH0323831 Y2 JP H0323831Y2
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- pulse
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- control
- motor
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- 230000001360 synchronised effect Effects 0.000 claims 2
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 6
- 238000004804 winding Methods 0.000 description 4
- 238000001514 detection method Methods 0.000 description 1
- 230000006698 induction Effects 0.000 description 1
- 230000010363 phase shift Effects 0.000 description 1
- 238000003079 width control Methods 0.000 description 1
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- Control Of Ac Motors In General (AREA)
- Control Of Motors That Do Not Use Commutators (AREA)
Description
【考案の詳細な説明】
本考案はパルス幅変調(PWM)方式電圧形イ
ンバータの制御装置に関する。
ンバータの制御装置に関する。
PWM方式電圧形インバータは、誘導電動機や
無整流子電動機に高い力率を持つて1つの主回路
による交流電流を供給できるが、パルス幅変調周
波数(搬送波周波数)が主回路スイツチに必要な
オン時間で制限される問題がある。
無整流子電動機に高い力率を持つて1つの主回路
による交流電流を供給できるが、パルス幅変調周
波数(搬送波周波数)が主回路スイツチに必要な
オン時間で制限される問題がある。
例えば、電圧形インバータにより力率1の無整
流子電動機の場合、回転数Nは次式で示される。
流子電動機の場合、回転数Nは次式で示される。
N∝α・Edc−I・Z ……(1)
N∝Edc−1/αI・Z ……(2)
この(1)式は電流が連続の場合を、(2)式は電流が
断続の場合を示す。両式におけるαはPWM制御
率と呼ばれ、第1図では搬送波周波数=1/
T1においてα=T1/T2になる。Iは電動機電
流、Zは電動機巻線インピーダンス、Edcは電源
直流電圧である。
断続の場合を示す。両式におけるαはPWM制御
率と呼ばれ、第1図では搬送波周波数=1/
T1においてα=T1/T2になる。Iは電動機電
流、Zは電動機巻線インピーダンス、Edcは電源
直流電圧である。
この(1)式に示すように回転数Nが制御率αに比
例するが、軽負荷時になる電流断続の(2)式では
I・ZをEdcの1%とすると回転数Nをその最大
値の1/10にするにはα=0.011となり、制御率α
=1/100程度のものを必要とするし、回転数N
を最大値の1/50にするにはα=1/500程度のも
のを必要とする。この制御率αの低下に対して、
インバータ主回路のスイツチ素子にGTOサイリ
スタを使用する場合には該サイリスタに必要な最
低オン時間(30μsec程度)があるし、また制御回
路のバラツキ等からオン時間T1を小さくする限
度がある。このため、αの低減を図ろうとすると
PWM搬送周波数を低い値にせざる得ず、これは
重負荷時に高周波成分を多く含んで電流リツプル
の増加を招くことになる。こうした問題から、従
来装置は重負荷時の電流リツプル等を考慮すると
搬送波周波数が500Hz程度を最低とし、スイツチ
素子の最低ON時間を50μsecとすると、α=0.025
に制限され、電動機電流が断続している場合には
1対6程度の速度可変範囲しか取れない。
例するが、軽負荷時になる電流断続の(2)式では
I・ZをEdcの1%とすると回転数Nをその最大
値の1/10にするにはα=0.011となり、制御率α
=1/100程度のものを必要とするし、回転数N
を最大値の1/50にするにはα=1/500程度のも
のを必要とする。この制御率αの低下に対して、
インバータ主回路のスイツチ素子にGTOサイリ
スタを使用する場合には該サイリスタに必要な最
低オン時間(30μsec程度)があるし、また制御回
路のバラツキ等からオン時間T1を小さくする限
度がある。このため、αの低減を図ろうとすると
PWM搬送周波数を低い値にせざる得ず、これは
重負荷時に高周波成分を多く含んで電流リツプル
の増加を招くことになる。こうした問題から、従
来装置は重負荷時の電流リツプル等を考慮すると
搬送波周波数が500Hz程度を最低とし、スイツチ
素子の最低ON時間を50μsecとすると、α=0.025
に制限され、電動機電流が断続している場合には
1対6程度の速度可変範囲しか取れない。
本考案は上述までの事情に鑑みてなされたもの
で、PWM制御率の変更に伴つてPWM搬送波周
波数を変えることにより、主回路スイツチ素子に
必要な最低ON時間及び少ない電流リツプルを確
保しながら電動機の可変速度範囲を広げることが
できる制御装置を提供することを目的とする。
で、PWM制御率の変更に伴つてPWM搬送波周
波数を変えることにより、主回路スイツチ素子に
必要な最低ON時間及び少ない電流リツプルを確
保しながら電動機の可変速度範囲を広げることが
できる制御装置を提供することを目的とする。
第2図は本考案の一実施例を示し、電圧形イン
バータを電動機力率1,120゜通流形パルス幅変調
(PWM)制御する場合である。直流電源の正
(P)、負(N)端子に直流側が接続される電圧形
インバータ主回路1は、自己消弧形サイリスタ
SU,SV,SW,SX,SY,SZが夫々環流ダイオード
DU,DV,DW,DX,DY,DZを逆並列に持つてブ
リツジ接続され、交流出力側には固定子にされる
電機子巻線U,V,Wを持ち固定界磁の無整流子
電動機2が接続される。電動機2の回転子には位
置検出器3が結合され、回転子位置が電気角で
120゜位相差を持つ3相信号が検出される。6相分
配ロジツク回路4は位置検出器3の3相信号から
第3図に示すように120゜通流幅を持つ6相のパル
スPU,PV,PW,PX,PY,PZを得る。アンド回路
5,6はパルスPU,PV,PWに対しては幅変調パ
ルス信号P1との論理積でサイリスタSU,SV,SW
のゲート信号を得、パルスPX,PY,PZに対して
は幅変調パルス信号P2との論理積でサイリスタ
SX,SY,SZのゲート信号を得る。信号P1,P2は
第3図に示すように搬送波周波数に一致し互いに
180゜移相して制御出力に応じてパルス幅が制御さ
れるもので、6相パルスPU,…,PZとの夫々の
論理積によつて第3図に示すように各サイリスタ
SU,SV,SW,SX,SY,SZのパルス幅変調信号を
得る。この信号P1,P2は制御回路7によつてパ
ルス幅が制御される。
バータを電動機力率1,120゜通流形パルス幅変調
(PWM)制御する場合である。直流電源の正
(P)、負(N)端子に直流側が接続される電圧形
インバータ主回路1は、自己消弧形サイリスタ
SU,SV,SW,SX,SY,SZが夫々環流ダイオード
DU,DV,DW,DX,DY,DZを逆並列に持つてブ
リツジ接続され、交流出力側には固定子にされる
電機子巻線U,V,Wを持ち固定界磁の無整流子
電動機2が接続される。電動機2の回転子には位
置検出器3が結合され、回転子位置が電気角で
120゜位相差を持つ3相信号が検出される。6相分
配ロジツク回路4は位置検出器3の3相信号から
第3図に示すように120゜通流幅を持つ6相のパル
スPU,PV,PW,PX,PY,PZを得る。アンド回路
5,6はパルスPU,PV,PWに対しては幅変調パ
ルス信号P1との論理積でサイリスタSU,SV,SW
のゲート信号を得、パルスPX,PY,PZに対して
は幅変調パルス信号P2との論理積でサイリスタ
SX,SY,SZのゲート信号を得る。信号P1,P2は
第3図に示すように搬送波周波数に一致し互いに
180゜移相して制御出力に応じてパルス幅が制御さ
れるもので、6相パルスPU,…,PZとの夫々の
論理積によつて第3図に示すように各サイリスタ
SU,SV,SW,SX,SY,SZのパルス幅変調信号を
得る。この信号P1,P2は制御回路7によつてパ
ルス幅が制御される。
制御回路7は、電動機2の速度設定信号NSと
電動機2の速度検出信号Nfとを突合せてその偏
差を演算増幅する速度制御増幅器8と、速度制御
増幅器8の出力と電動機電流IMとを突合せてその
偏差を演算増幅する電流制御増幅器9と、この増
幅器9の出力V1を三角波の搬送波変調信号とし
て前述の信号P1,P2を得るPWM回路10とを具
備する。ここで、PWM回路10は制御入力VIを
電圧−周波数変換するV/F変換器11と、この
変換器11のパルス出力をクロツク入力とし出
力をD入力とし1/2分周出力を得るD型フリツプ
フロツプ12と、変換器11のパルス出力をクロ
ツク入力とし制御入力VIを幅制御入力として該
パルス出力に同期して制御入力VIに応じたパル
ス幅の出力を得るオンパルス発生回路13と、こ
のオンパルス発生回路13のオンパルス出力を共
通入力としフリツプフロツプ12のQ出力と出
力とを夫々他方の入力とするオアゲート141,
142とで構成される。オアゲート141の出力は
幅変調パルス信号P1に、オアゲート142の出力
は信号P2にされる。
電動機2の速度検出信号Nfとを突合せてその偏
差を演算増幅する速度制御増幅器8と、速度制御
増幅器8の出力と電動機電流IMとを突合せてその
偏差を演算増幅する電流制御増幅器9と、この増
幅器9の出力V1を三角波の搬送波変調信号とし
て前述の信号P1,P2を得るPWM回路10とを具
備する。ここで、PWM回路10は制御入力VIを
電圧−周波数変換するV/F変換器11と、この
変換器11のパルス出力をクロツク入力とし出
力をD入力とし1/2分周出力を得るD型フリツプ
フロツプ12と、変換器11のパルス出力をクロ
ツク入力とし制御入力VIを幅制御入力として該
パルス出力に同期して制御入力VIに応じたパル
ス幅の出力を得るオンパルス発生回路13と、こ
のオンパルス発生回路13のオンパルス出力を共
通入力としフリツプフロツプ12のQ出力と出
力とを夫々他方の入力とするオアゲート141,
142とで構成される。オアゲート141の出力は
幅変調パルス信号P1に、オアゲート142の出力
は信号P2にされる。
こうした構成において、第3図に示すような
PWM信号になるゲート電流を各サイリスタSU〜
SZに供給して電動機2を駆動する。例えば第3図
に示す区間a〜dのうち区間a,cではサイリス
タSU,SY共にオンで電動機には直流電源より電
圧印加され、区間b,dではサイリスタSU又は
SYのみオンで電動機2の巻線エネルギーにより例
えばb区間ではサイリスタSU−巻線U,V−ダ
イオードDU−サイリスタSUの循環電流が流れ、
区間a〜dの全区間に渡つて巻線電流が断続する
ことなく、電動機には円滑なトルクが発生する。
また、回転数は界磁固定であるから区間a,cと
b,dの比,すなわち幅変調パルス信号P1,P2
のデユーテイレシオに比例し、第3図では期間
T1とT2の比α(=T1,T2)に比例する。
PWM信号になるゲート電流を各サイリスタSU〜
SZに供給して電動機2を駆動する。例えば第3図
に示す区間a〜dのうち区間a,cではサイリス
タSU,SY共にオンで電動機には直流電源より電
圧印加され、区間b,dではサイリスタSU又は
SYのみオンで電動機2の巻線エネルギーにより例
えばb区間ではサイリスタSU−巻線U,V−ダ
イオードDU−サイリスタSUの循環電流が流れ、
区間a〜dの全区間に渡つて巻線電流が断続する
ことなく、電動機には円滑なトルクが発生する。
また、回転数は界磁固定であるから区間a,cと
b,dの比,すなわち幅変調パルス信号P1,P2
のデユーテイレシオに比例し、第3図では期間
T1とT2の比α(=T1,T2)に比例する。
ここで、幅変調パルス信号P1,P2は制御入力
VIに対してPWM回路100によつてデユーテイ
レシオ(制御率α)の変化に応じて周波数(1/
T2)が変えられる。PWM回路10の各部波形は
第4図に示すようになり、制御入力VIの変化に
よりV/F変換器11の出力周波数が変るのに並
行してオンパルス発生回路13のオンパルス出力
幅(T1)が変る。そして、V/F変換器11が
第5図Aに示すように制御入力VIに対して比例
する周波数出力を得る特性とし、オンパルス発生
回路13が第5図Bに示すように制御入力VIに
比例する幅T1を持つ出力特性としたとき、時間
T2,T1は T2=1/f=10/103×VI T1=10-3/10×VI となり、制御率αは α=T1/T2=0.01×VI 2 となる。即ち、制御率αは制御入力VIの二乗に
比例したものになり、オンパルス幅T1の最低値
をサイリスタスイツチの最低オン期間等から第5
図Bに破線で示すように30μsecに設定すると実線
上では制御入力VIが0.3Vに相当し、制御率αは α=9/10000≒1/1000 となり、制御入力VIを0.3〜10Vの可変で制御率
αを1/1000〜1までの広範囲制御が可能となる。
これは、前述の(1),(2)式で説明するように、無整
流子電動機を定格速度の1/50に制御するのに必要
なその制御率αが1/500程度になることからも広
範囲制御できることを意味する。
VIに対してPWM回路100によつてデユーテイ
レシオ(制御率α)の変化に応じて周波数(1/
T2)が変えられる。PWM回路10の各部波形は
第4図に示すようになり、制御入力VIの変化に
よりV/F変換器11の出力周波数が変るのに並
行してオンパルス発生回路13のオンパルス出力
幅(T1)が変る。そして、V/F変換器11が
第5図Aに示すように制御入力VIに対して比例
する周波数出力を得る特性とし、オンパルス発生
回路13が第5図Bに示すように制御入力VIに
比例する幅T1を持つ出力特性としたとき、時間
T2,T1は T2=1/f=10/103×VI T1=10-3/10×VI となり、制御率αは α=T1/T2=0.01×VI 2 となる。即ち、制御率αは制御入力VIの二乗に
比例したものになり、オンパルス幅T1の最低値
をサイリスタスイツチの最低オン期間等から第5
図Bに破線で示すように30μsecに設定すると実線
上では制御入力VIが0.3Vに相当し、制御率αは α=9/10000≒1/1000 となり、制御入力VIを0.3〜10Vの可変で制御率
αを1/1000〜1までの広範囲制御が可能となる。
これは、前述の(1),(2)式で説明するように、無整
流子電動機を定格速度の1/50に制御するのに必要
なその制御率αが1/500程度になることからも広
範囲制御できることを意味する。
以上のとおり、本考案によれば、広範囲に制御
率を制御し得て電動機の回転数制御範囲を広くす
ることができる。特に、力率の良い無整流子電動
機の制御には軽負荷時の制御率αを極めて小さく
して回転数制御性能を向上できる。
率を制御し得て電動機の回転数制御範囲を広くす
ることができる。特に、力率の良い無整流子電動
機の制御には軽負荷時の制御率αを極めて小さく
して回転数制御性能を向上できる。
第1図は電圧形インバータによる制御率を説明
するための波形図、第2図は本考案の一実施例を
示す回路図、第3図は第2図における各部波形
図、第4図は第2図におけるPWM回路10の各
部波形図、第5図は第2図におけるV/F変換器
11とオンパルス発生回路13の入出力特性図で
ある。 1……インバータ主回路、2……電動機、3…
…位置検出器、4……6相分配ロジツク回路、
5,6……アンド回路、7……制御回路、8……
速度制御増幅器、9……電流制御増幅器、10…
…PWM回路、11……V/F変換器、13……
オンパルス発生回路。
するための波形図、第2図は本考案の一実施例を
示す回路図、第3図は第2図における各部波形
図、第4図は第2図におけるPWM回路10の各
部波形図、第5図は第2図におけるV/F変換器
11とオンパルス発生回路13の入出力特性図で
ある。 1……インバータ主回路、2……電動機、3…
…位置検出器、4……6相分配ロジツク回路、
5,6……アンド回路、7……制御回路、8……
速度制御増幅器、9……電流制御増幅器、10…
…PWM回路、11……V/F変換器、13……
オンパルス発生回路。
Claims (1)
- 電動機の回転位置に同期した位相パルスと幅変
調パルスとの論理積によつて電圧形インバータの
主回路スイツチのゲート信号を得、前記電動機の
速度設定値と検出速度との偏差から前記幅変調パ
ルスの制御信号を得るパルス幅変調方式の電圧形
インバータにおいて、前記制御信号の電圧に比例
した周波数のパルスを得るV/F変換器と、この
変換器のパルス出力をクロツク入力として1/2分
周出力を得るフリツプフロツプと、前記V/F変
換器のパルス出力に同期しかつ前記制御信号に応
じたパルス幅の出力を得るオンパルス発生回路
と、このオンパルス発生回路の出力を共通入力と
し前記フリツプフロツプのQ出力と出力とを
夫々他方の入力として前記幅変調パルスを得る一
対のオアゲートとを備えたことを特徴とする電圧
形インバータの制御装置。
Priority Applications (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP10894882U JPS5913099U (ja) | 1982-07-19 | 1982-07-19 | 電圧形インバ−タの制御装置 |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP10894882U JPS5913099U (ja) | 1982-07-19 | 1982-07-19 | 電圧形インバ−タの制御装置 |
Publications (2)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JPS5913099U JPS5913099U (ja) | 1984-01-26 |
JPH0323831Y2 true JPH0323831Y2 (ja) | 1991-05-23 |
Family
ID=30253982
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP10894882U Granted JPS5913099U (ja) | 1982-07-19 | 1982-07-19 | 電圧形インバ−タの制御装置 |
Country Status (1)
Country | Link |
---|---|
JP (1) | JPS5913099U (ja) |
Citations (1)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JPS5631374A (en) * | 1979-08-20 | 1981-03-30 | Hitachi Ltd | Controller for pulse width modulation inverter |
-
1982
- 1982-07-19 JP JP10894882U patent/JPS5913099U/ja active Granted
Patent Citations (1)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JPS5631374A (en) * | 1979-08-20 | 1981-03-30 | Hitachi Ltd | Controller for pulse width modulation inverter |
Also Published As
Publication number | Publication date |
---|---|
JPS5913099U (ja) | 1984-01-26 |
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