JP2904315B2 - インバータ装置 - Google Patents
インバータ装置Info
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- JP2904315B2 JP2904315B2 JP3157860A JP15786091A JP2904315B2 JP 2904315 B2 JP2904315 B2 JP 2904315B2 JP 3157860 A JP3157860 A JP 3157860A JP 15786091 A JP15786091 A JP 15786091A JP 2904315 B2 JP2904315 B2 JP 2904315B2
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Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は、インバータを使用して
交流電動機の速度を制御するインバータ装置の改良に関
するものである。
交流電動機の速度を制御するインバータ装置の改良に関
するものである。
【０００２】
【従来の技術】一般に、インバータで可変速に駆動され
る誘導電動機は、磁束を一定にするため電機子巻線に与
える電圧Ｖとその周波数ｆとの比Ｖ／ｆが常に一定にな
るように調整される。そして、この電圧Ｖはできるだけ
正弦波に近いようにするために、パルス幅変調（以下Ｐ
ＷＭという）方式により得られ、スイッチング素子とし
てはスイッチング時間の早いトランジスタが主として採
用されるようになってきた。
る誘導電動機は、磁束を一定にするため電機子巻線に与
える電圧Ｖとその周波数ｆとの比Ｖ／ｆが常に一定にな
るように調整される。そして、この電圧Ｖはできるだけ
正弦波に近いようにするために、パルス幅変調（以下Ｐ
ＷＭという）方式により得られ、スイッチング素子とし
てはスイッチング時間の早いトランジスタが主として採
用されるようになってきた。
【０００３】周知のとおり、ＰＷＭトランジスタインバ
ータ装置は、次のようにして電圧制御を行うインバータ
装置である。
ータ装置は、次のようにして電圧制御を行うインバータ
装置である。
【０００４】図２には、ＰＷＭトランジスタインバータ
装置の原理図が示され、この装置は直流電源１とスイッ
チ２とを有しており、端子ＡＢ間に出力電圧Ｖ（平均値
としてとらえている）が現れる。スイッチ２は制御回路
（図示しない）によってスイッチング制御されており、
スイッチ２がオンされている時間の長さによって出力電
圧Ｖの値を所望の値に制御することができる。
装置の原理図が示され、この装置は直流電源１とスイッ
チ２とを有しており、端子ＡＢ間に出力電圧Ｖ（平均値
としてとらえている）が現れる。スイッチ２は制御回路
（図示しない）によってスイッチング制御されており、
スイッチ２がオンされている時間の長さによって出力電
圧Ｖの値を所望の値に制御することができる。
【０００５】図３には図２に示す装置の出力電圧の様子
が示されており、図においてＥは直流電源１の電圧を示
し、τ1 ，τ2 はスイッチ２がオンとなっている時間を
示し、それらの周期は一定であり、τ1 ＜τ2 となって
いる。図３から明らかなように、スイッチ２がオンして
いる時間が長い程、出力電圧Ｖが高くなる。
が示されており、図においてＥは直流電源１の電圧を示
し、τ1 ，τ2 はスイッチ２がオンとなっている時間を
示し、それらの周期は一定であり、τ1 ＜τ2 となって
いる。図３から明らかなように、スイッチ２がオンして
いる時間が長い程、出力電圧Ｖが高くなる。
【０００６】以上の説明において、スイッチ２をトラン
ジスタに置き換えたのが、ＰＷＭトランジスタインバー
タ装置であり、従来よりこのトランジスタのスイッチン
グ制御を行う制御装置は次のように構成されていた。
ジスタに置き換えたのが、ＰＷＭトランジスタインバー
タ装置であり、従来よりこのトランジスタのスイッチン
グ制御を行う制御装置は次のように構成されていた。
【０００７】図４には、従来のＰＷＭトランジスタイン
バータ装置のブロック図が示されている。図において、
この装置にはコンパレータ３が設けられており、その出
力信号３ａは図２におけるスイッチ２のスイッチングを
行うスイッチング制御信号となる。
バータ装置のブロック図が示されている。図において、
この装置にはコンパレータ３が設けられており、その出
力信号３ａは図２におけるスイッチ２のスイッチングを
行うスイッチング制御信号となる。
【０００８】このコンパレータ３の比較入力には、キャ
リア信号発生回路４と制御電圧出力回路５とからそれぞ
れキャリア信号４ａと制御電圧信号５ａとが供給されて
いる。そして、キャリア信号４ａは所定周波数の鋸歯状
波信号または三角波信号が用いられる。
リア信号発生回路４と制御電圧出力回路５とからそれぞ
れキャリア信号４ａと制御電圧信号５ａとが供給されて
いる。そして、キャリア信号４ａは所定周波数の鋸歯状
波信号または三角波信号が用いられる。
【０００９】図５には図４における各部の信号波形が示
されており、図５(A) にはコンパレータ３の比較入力に
供給されるキャリア信号４ａと制御電圧信号５ａ，（５
ａ1,５ａ2 ）の波形が示され、図５(B),(C) にはそれぞ
れ制御電圧信号５ａ1,５ａ2が供給された場合にコンパ
レータ３から出力されるスイッチング制御信号３ａ1,３
ａ2 の波形が示されている。
されており、図５(A) にはコンパレータ３の比較入力に
供給されるキャリア信号４ａと制御電圧信号５ａ，（５
ａ1,５ａ2 ）の波形が示され、図５(B),(C) にはそれぞ
れ制御電圧信号５ａ1,５ａ2が供給された場合にコンパ
レータ３から出力されるスイッチング制御信号３ａ1,３
ａ2 の波形が示されている。
【００１０】 図５から明らかなように、制御電圧信号
５ａの値が大きい程（あるいはキャリア信号４ａが小さ
い程）、スイッチング制御信号３ａがオンしている時間
が長くなる。したがって、制御電圧信号５ａの値（ある
いはキャリア信号４ａの波高値）を所望の値に設定する
ことによりＰＷＭトランジスタインバータ装置の出力電
圧（図２，図３におけるＶ）を決定することができる。
そして、この制御電圧信号５ａの値がもしキャリア信号
４ａの波高値（振幅）を超えればＰＷＭトランジスタイ
ンバータ装置の出力電圧は飽和することになる。
５ａの値が大きい程（あるいはキャリア信号４ａが小さ
い程）、スイッチング制御信号３ａがオンしている時間
が長くなる。したがって、制御電圧信号５ａの値（ある
いはキャリア信号４ａの波高値）を所望の値に設定する
ことによりＰＷＭトランジスタインバータ装置の出力電
圧（図２，図３におけるＶ）を決定することができる。
そして、この制御電圧信号５ａの値がもしキャリア信号
４ａの波高値（振幅）を超えればＰＷＭトランジスタイ
ンバータ装置の出力電圧は飽和することになる。
【００１１】このようなＰＷＭトランジスタインバータ
装置を例えばエレベータの制御装置に適用した実施例を
図６(A) に示す。
装置を例えばエレベータの制御装置に適用した実施例を
図６(A) に示す。
【００１２】図中１１は三相交流電源、１２は三相交流
を直流に変換するコンバータ、１３は直流を平滑するコ
ンデンサ、１４は直流をＰＷＭ変調することにより可変
電圧・可変周波数の三相交流に変換するインバータ装
置、１５はかご巻上用の三相誘導電動機（以下単に電動
機という）、１６は電動機１５により駆動される綱車、
１７はエレベータのかご、１８はカウンタウェイト、１
９はエレベータかご１７とカウンタウェイト１８とを連
結している主索、
を直流に変換するコンバータ、１３は直流を平滑するコ
ンデンサ、１４は直流をＰＷＭ変調することにより可変
電圧・可変周波数の三相交流に変換するインバータ装
置、１５はかご巻上用の三相誘導電動機（以下単に電動
機という）、１６は電動機１５により駆動される綱車、
１７はエレベータのかご、１８はカウンタウェイト、１
９はエレベータかご１７とカウンタウェイト１８とを連
結している主索、
【００１３】２０はエレベータの走行速度を指令する速
度指令装置、２１はインバータ装置１４の出力電圧およ
び周波数を制御するための制御装置で、これには速度指
令装置２０からの速度指令信号および電動機１５の回転
速度を検出する速度計発電機２２からの速度信号及び電
動機１５の一次巻線に流れる電流を検出する電流検出器
２３からの電流信号が入力されるようになっている。
度指令装置、２１はインバータ装置１４の出力電圧およ
び周波数を制御するための制御装置で、これには速度指
令装置２０からの速度指令信号および電動機１５の回転
速度を検出する速度計発電機２２からの速度信号及び電
動機１５の一次巻線に流れる電流を検出する電流検出器
２３からの電流信号が入力されるようになっている。
【００１４】三相交流をコンバータ１２により整流して
直流に変換した後、コンデンサ１３により平滑化してイ
ンバータ装置１４に供給している状態でかごの起動指令
が出されると、速度指令装置２０が動作し、制御装置２
１に速度指令が与えられる。これによりインバータ装置
１４が動作することで平滑化された直流が図６(B) に示
す可変電圧・可変周波数の三相交流に変換され、この三
相交流が電動機１５に供給されて、電動機１５が回転
し、かご１７が走行を開始する。
直流に変換した後、コンデンサ１３により平滑化してイ
ンバータ装置１４に供給している状態でかごの起動指令
が出されると、速度指令装置２０が動作し、制御装置２
１に速度指令が与えられる。これによりインバータ装置
１４が動作することで平滑化された直流が図６(B) に示
す可変電圧・可変周波数の三相交流に変換され、この三
相交流が電動機１５に供給されて、電動機１５が回転
し、かご１７が走行を開始する。
【００１５】そして、電動機１５の回転速度は速度計発
電機２２により検出され、制御装置２１に帰還される。
このようにしてエレベータかご１７は速度指令に追従し
て高精度に運転されることになる。
電機２２により検出され、制御装置２１に帰還される。
このようにしてエレベータかご１７は速度指令に追従し
て高精度に運転されることになる。
【００１６】
【発明が解決しようとする課題】しかし、このようなイ
ンバータ装置は入力である直流電圧Ｅの√３／２倍しか
もともと歪みのない出力電圧を創出することができない
ため、電流制御系でそれ以上の電圧を必要とする際に
は、一時的に出力波形が歪むことから正常な電流応答が
得られずトルク変動を生じて乗心地が極端に悪くなった
りする問題があった。 このことは、図７に示す簡単
な三相回路と出力波形図を使って説明することができ
る。
ンバータ装置は入力である直流電圧Ｅの√３／２倍しか
もともと歪みのない出力電圧を創出することができない
ため、電流制御系でそれ以上の電圧を必要とする際に
は、一時的に出力波形が歪むことから正常な電流応答が
得られずトルク変動を生じて乗心地が極端に悪くなった
りする問題があった。 このことは、図７に示す簡単
な三相回路と出力波形図を使って説明することができ
る。
【００１７】即ち、キャリア信号である三角波電圧とイ
ンバータ周波数の正弦波制御電圧とを比較してこの出力
により、図７(A) に示すインバータブリッジの各アーム
のスイッチＵ1 ，Ｕ2 ，Ｖ1 ，Ｖ2 ，Ｗ1 ，Ｗ2 （通常
はトランジスタとダイオードの平列回路）をオンオフす
ることによりインバータ出力端子Ｕ，Ｖ，Ｗと仮想中間
点との制御電圧に比例した相電圧ＶU-O ，ＶV-O ，Ｖ
W-O を作る。そして、たとえばＵ端子とＶ端子の図７
(B) に示す二つの電圧波形の差により線間電圧ＶU-V が
求まり、この虫食い波形の平均波形はそれぞれ正弦波と
なるが、相電圧（平均電圧）に飽和が生じると線間電圧
（相電圧×√３）にも当然その影響が表われ、電流波形
に歪みを生じて、エレベータの場合には乗心地が極端に
悪化する。
ンバータ周波数の正弦波制御電圧とを比較してこの出力
により、図７(A) に示すインバータブリッジの各アーム
のスイッチＵ1 ，Ｕ2 ，Ｖ1 ，Ｖ2 ，Ｗ1 ，Ｗ2 （通常
はトランジスタとダイオードの平列回路）をオンオフす
ることによりインバータ出力端子Ｕ，Ｖ，Ｗと仮想中間
点との制御電圧に比例した相電圧ＶU-O ，ＶV-O ，Ｖ
W-O を作る。そして、たとえばＵ端子とＶ端子の図７
(B) に示す二つの電圧波形の差により線間電圧ＶU-V が
求まり、この虫食い波形の平均波形はそれぞれ正弦波と
なるが、相電圧（平均電圧）に飽和が生じると線間電圧
（相電圧×√３）にも当然その影響が表われ、電流波形
に歪みを生じて、エレベータの場合には乗心地が極端に
悪化する。
【００１８】本発明は上記の点に鑑みなされたもので、
一つの相電圧がたとえ飽和しても、線間電圧は歪みの少
ない電圧を出力できる多相のインバータ装置を提供する
ことを目的とする。
一つの相電圧がたとえ飽和しても、線間電圧は歪みの少
ない電圧を出力できる多相のインバータ装置を提供する
ことを目的とする。
【００１９】
【課題を解決するための手段】本発明は、所定周期のキ
ャリア信号と少なくとも二相以上の制御電圧信号とを入
力信号として、多相に亘るＰＷＭインバータ装置のスイ
ッチング制御信号を発生させ、該ＰＷＭインバータ装置
の出力電圧を制御するものにおいて、キャリア信号の振
幅に略等しい正負の基準値を設け、制御電圧信号のうち
の一相の制御電圧信号が正負に亘って基準値を越えた場
合、その越えた直流分をキャリア信号に加えて補正キャ
リア信号を出力する加算装置を備え、一相の制御電圧信
号及びそれ以外の相の制御電圧信号を補正キャリア信号
と比較し、ＰＷＭインバータ装置のスイッチング制御信
号として創出するものである。
ャリア信号と少なくとも二相以上の制御電圧信号とを入
力信号として、多相に亘るＰＷＭインバータ装置のスイ
ッチング制御信号を発生させ、該ＰＷＭインバータ装置
の出力電圧を制御するものにおいて、キャリア信号の振
幅に略等しい正負の基準値を設け、制御電圧信号のうち
の一相の制御電圧信号が正負に亘って基準値を越えた場
合、その越えた直流分をキャリア信号に加えて補正キャ
リア信号を出力する加算装置を備え、一相の制御電圧信
号及びそれ以外の相の制御電圧信号を補正キャリア信号
と比較し、ＰＷＭインバータ装置のスイッチング制御信
号として創出するものである。
【００２０】
【作用】上述の如く構成すれば、キャリア信号がリアル
タイムにシフトして、未だ余裕のあるコイル側の相電圧
を引き出し、線間電圧の歪みを抑える。
タイムにシフトして、未だ余裕のあるコイル側の相電圧
を引き出し、線間電圧の歪みを抑える。
【００２１】
【実施例】以下、本発明の一実施例について、図面を用
いて説明する。図１は、本発明の一実施例を示す三相の
ＰＷＭインバータ制御部分回路図で、図７（Ａ）に示す
スイッチＵ1,Ｕ2,Ｖ1,Ｖ2,Ｗ1,Ｗ2 の開閉動作を行わせ
るスイッチング制御信号を発生する。
いて説明する。図１は、本発明の一実施例を示す三相の
ＰＷＭインバータ制御部分回路図で、図７（Ａ）に示す
スイッチＵ1,Ｕ2,Ｖ1,Ｖ2,Ｗ1,Ｗ2 の開閉動作を行わせ
るスイッチング制御信号を発生する。
【００２２】図中ＡＣＲｕ，ＡＣＲｗは図６（Ａ）に示
す制御装置２１内の電流調節器で、それぞれＵ相用の制
御電圧Ｖ*ｕとＷ相用の制御電圧Ｖ*ｗを出力する。そし
て、Ｖ相用の制御電圧Ｖ*ｖは加算器３０（符号反転）
により制御電圧Ｖ*ｕと制御電圧Ｖ*ｗから作り出され
る。３１は後述するキャリア信号Ｖaの波高値に等しい
正負の基準値±Ｖ0と制御電圧Ｖ*ｕ，Ｖ*ｖ，Ｖ*ｗとを
それぞれ比較して、制御電圧Ｖ*ｕ，Ｖ*ｖ，Ｖ*ｗが基
準値±Ｖ0を正負に亘って超える量ｅ（即ち、直流分）
を出力する比較装置、３２は振幅ｅa が常に一定のキャ
リア信号（変調用三角波電圧）Ｖa を発生する三角波発
生装置、
す制御装置２１内の電流調節器で、それぞれＵ相用の制
御電圧Ｖ*ｕとＷ相用の制御電圧Ｖ*ｗを出力する。そし
て、Ｖ相用の制御電圧Ｖ*ｖは加算器３０（符号反転）
により制御電圧Ｖ*ｕと制御電圧Ｖ*ｗから作り出され
る。３１は後述するキャリア信号Ｖaの波高値に等しい
正負の基準値±Ｖ0と制御電圧Ｖ*ｕ，Ｖ*ｖ，Ｖ*ｗとを
それぞれ比較して、制御電圧Ｖ*ｕ，Ｖ*ｖ，Ｖ*ｗが基
準値±Ｖ0を正負に亘って超える量ｅ（即ち、直流分）
を出力する比較装置、３２は振幅ｅa が常に一定のキャ
リア信号（変調用三角波電圧）Ｖa を発生する三角波発
生装置、
【００２３】３３は三角波発生装置３２の出力信号Ｖａ
と比較装置３１の出力信号ｅとを加算して補正キャリア
信号Ｖe を出力する加算器、３４u は制御電圧Ｖ* u と
補正キャリア信号Ｖe とを比較し、制御電圧Ｖ* u の絶
対値が補正キャリア信号Ｖeの絶対値よりも大きな値に
なったときのみパルスを出力して図７(A) に示すスイッ
チＵ1 を閉路させるコンパレータ、３４v は制御電圧Ｖ
* v と補正キャリア信号Ｖe とを比較し、制御電圧Ｖ*
v の絶対値が補正キャリア信号Ｖe の絶対値よりも大き
な値になったときのみパルスを出力して図７(A) に示す
スイッチＶ1 を閉路させるコンパレータ、３４w は制御
電圧Ｖ* w と補正キャリア信号Ｖe とを比較し、制御電
圧Ｖ* w が補正キャリア信号Ｖe よりも大きな値になっ
たときのみパルスを出力して図７(A) に示すスイッチＷ
1 を閉路させるコンパレータ、３５u ，３５v ，３５w
はスイッチＵ1 とＵ2 ，Ｖ1 とＶ2 ，Ｗ1 とＷ2 がそれ
ぞれ同時に閉路しないようにするための符号反転用イン
バータである。
と比較装置３１の出力信号ｅとを加算して補正キャリア
信号Ｖe を出力する加算器、３４u は制御電圧Ｖ* u と
補正キャリア信号Ｖe とを比較し、制御電圧Ｖ* u の絶
対値が補正キャリア信号Ｖeの絶対値よりも大きな値に
なったときのみパルスを出力して図７(A) に示すスイッ
チＵ1 を閉路させるコンパレータ、３４v は制御電圧Ｖ
* v と補正キャリア信号Ｖe とを比較し、制御電圧Ｖ*
v の絶対値が補正キャリア信号Ｖe の絶対値よりも大き
な値になったときのみパルスを出力して図７(A) に示す
スイッチＶ1 を閉路させるコンパレータ、３４w は制御
電圧Ｖ* w と補正キャリア信号Ｖe とを比較し、制御電
圧Ｖ* w が補正キャリア信号Ｖe よりも大きな値になっ
たときのみパルスを出力して図７(A) に示すスイッチＷ
1 を閉路させるコンパレータ、３５u ，３５v ，３５w
はスイッチＵ1 とＵ2 ，Ｖ1 とＶ2 ，Ｗ1 とＷ2 がそれ
ぞれ同時に閉路しないようにするための符号反転用イン
バータである。
【００２４】 このような構成であれば、制御電圧Ｖ＊
ｕ，Ｖ＊ｖ，Ｖ＊ｗのうち何れの電圧であっても基準値
±Ｖ０を超える場合には、制御電圧Ｖ＊ｕ，Ｖ＊ｖ，Ｖ
＊ｗが基準値±Ｖ０を超える値ｅに応じて、図８に示す
ようにキャリア信号Ｖａが超える方向にその都度全体が
シフトした補正キャリア信号Ｖｅをリアルタイムに創出
して、この補正キャリア信号Ｖｅと各制御電圧Ｖ＊ｕ，
Ｖ＊ｖ，Ｖ＊ｗとを比較して各スイッチＵ１，Ｕ２，Ｖ
１，Ｖ２，Ｗ１，Ｗ２を操作するパルス信号を作るた
め、飽和するあるいは飽和しそうな相電圧以外の未だ十
分余裕のある相電圧を図８（図８では飽和する相電圧は
Ｕ相、それ以外の相電圧はＶ相及びＷ相を特に図示。補
正キャリア信号Ｖｅとクロスする制御電圧Ｖ＊ｖ，Ｖ＊
ｗの黒丸位置が補正キャリア信号Ｖｅが上方にシフトし
ている分左右に変動する。）の二点鎖線で示すように引
き出させるので、インバータ装置１４の出力電圧（線間
電圧）としては歪みのない正弦波を得ることができる。
このことは、図７（Ｂ）において、例えば二点鎖線に示
すように、三角波電圧を正方向に値ｅだけ全体にシフト
させた場合を想定すれば、制御電圧が相対的に負方向に
下がることと同じであるため、容易に理解できる事柄で
ある。（負方向にシフトさせても同じことが言える。）
なお、図８において、キャリア信号Ｖａの周波数を制御
電圧の周波数よりも十分高く設定すれば、正弦波に近い
理想的な線間電圧が得られることになる。
ｕ，Ｖ＊ｖ，Ｖ＊ｗのうち何れの電圧であっても基準値
±Ｖ０を超える場合には、制御電圧Ｖ＊ｕ，Ｖ＊ｖ，Ｖ
＊ｗが基準値±Ｖ０を超える値ｅに応じて、図８に示す
ようにキャリア信号Ｖａが超える方向にその都度全体が
シフトした補正キャリア信号Ｖｅをリアルタイムに創出
して、この補正キャリア信号Ｖｅと各制御電圧Ｖ＊ｕ，
Ｖ＊ｖ，Ｖ＊ｗとを比較して各スイッチＵ１，Ｕ２，Ｖ
１，Ｖ２，Ｗ１，Ｗ２を操作するパルス信号を作るた
め、飽和するあるいは飽和しそうな相電圧以外の未だ十
分余裕のある相電圧を図８（図８では飽和する相電圧は
Ｕ相、それ以外の相電圧はＶ相及びＷ相を特に図示。補
正キャリア信号Ｖｅとクロスする制御電圧Ｖ＊ｖ，Ｖ＊
ｗの黒丸位置が補正キャリア信号Ｖｅが上方にシフトし
ている分左右に変動する。）の二点鎖線で示すように引
き出させるので、インバータ装置１４の出力電圧（線間
電圧）としては歪みのない正弦波を得ることができる。
このことは、図７（Ｂ）において、例えば二点鎖線に示
すように、三角波電圧を正方向に値ｅだけ全体にシフト
させた場合を想定すれば、制御電圧が相対的に負方向に
下がることと同じであるため、容易に理解できる事柄で
ある。（負方向にシフトさせても同じことが言える。）
なお、図８において、キャリア信号Ｖａの周波数を制御
電圧の周波数よりも十分高く設定すれば、正弦波に近い
理想的な線間電圧が得られることになる。
【００２５】尚、以上の説明では、半導体スイッチとし
てトランジスタを使用した場合を例に挙げて述べたが、
これはサイリスタやＧＴＯあるいはＩＧＢＴなどの素子
であってもよく実施例に限定されない。又、制御系のマ
イナーループに電流制御系を構成して、この電流制御系
の電流調節器の出力電圧と基準値との比較から補正キャ
リア信号を創出する例について述べたが、マイナールー
プに電圧制御系を構成して、電圧調節器の出力電圧と基
準値との比較から補正キャリア信号を作り出すインバー
タ装置であってもよい。さらに、本発明はエレベータ制
御の場合だけでなく別の装置の制御についても十分適用
可能なものである。
てトランジスタを使用した場合を例に挙げて述べたが、
これはサイリスタやＧＴＯあるいはＩＧＢＴなどの素子
であってもよく実施例に限定されない。又、制御系のマ
イナーループに電流制御系を構成して、この電流制御系
の電流調節器の出力電圧と基準値との比較から補正キャ
リア信号を創出する例について述べたが、マイナールー
プに電圧制御系を構成して、電圧調節器の出力電圧と基
準値との比較から補正キャリア信号を作り出すインバー
タ装置であってもよい。さらに、本発明はエレベータ制
御の場合だけでなく別の装置の制御についても十分適用
可能なものである。
【００２６】以上述べたように本発明によれば、多相の
インバータ装置のスイッチング制御信号を作り出すキャ
リア信号をリアルタイムに適宜必要な量だけシフトする
ため、一つの相電圧が飽和しそうになっても未だ余裕の
残っている他の相の相電圧を余分に引き出させることに
より、歪みの少ないインバータ装置の出力電圧（線間電
圧）を得ることができる。
インバータ装置のスイッチング制御信号を作り出すキャ
リア信号をリアルタイムに適宜必要な量だけシフトする
ため、一つの相電圧が飽和しそうになっても未だ余裕の
残っている他の相の相電圧を余分に引き出させることに
より、歪みの少ないインバータ装置の出力電圧（線間電
圧）を得ることができる。
【００２７】
【図１】本発明の一実施例を示すＰＷＭインバータ制御
部分回路図である。
部分回路図である。
【図２】ＰＷＭインバータ装置の原理説明図である。
【図３】図２に示す装置の動作説明図である。
【００２８】
【図４】ＰＷＭインバータ装置の制御回路を示すブロッ
ク図である。
ク図である。
【図５】図４の各部波形図である。
【図６(A) 】エレベータ制御装置にＰＷＭトランジスタ
インバータ装置を適用した一実施例図である。
インバータ装置を適用した一実施例図である。
【００２９】
【図６(B) 】図６(A) のＰＷＭトランジスタインバータ
装置の出力電圧波形図である。
装置の出力電圧波形図である。
【図７(A) 】三相誘導電動機にインバータ装置を接続し
た場合の簡略図である。
た場合の簡略図である。
【図７(B) 】図７(A) に示すスイッチＵ1 ，Ｕ2 ，
Ｖ1 ，Ｖ2 ，Ｗ1 , Ｗ2 のスイッチング制御信号と出力
電圧の波形図である。
Ｖ1 ，Ｖ2 ，Ｗ1 , Ｗ2 のスイッチング制御信号と出力
電圧の波形図である。
【図８】本発明装置の動作説明図である。
【００３０】
Ｖa キャリア信号 Ｖ* u ，Ｖ* v ，Ｖ* w 制御電圧 ±Ｖo 基準値 Ｖe 補正キャリア信号 １４ インバータ装置 ３３ 加算装置
Claims (2)
- 【請求項１】所定周期のキャリア信号と少なくとも二相
以上の制御電圧信号とを入力信号として、多相に亘るＰ
ＷＭインバータ装置のスイッチング制御信号を発生さ
せ、該ＰＷＭインバータ装置の出力電圧を制御するもの
において、 前記キャリア信号の振幅に略等しい正負の基準値を設
け、前記制御電 圧信号のうちの一相の制御電圧信号が正
負に亘って前記基準値を越えた場合、その越えた直流分
を前記キャリア信号に加えて補正キャリア信号を出力す
る加算装置を備え、前記一の制御電圧信号及び前記一以
外の相の制御電圧信号を前記補正キャリア信号と比較
し、前記ＰＷＭインバータ装置の前記スイッチング制御
信号として創出することを特徴とするインバータ装置。 - 【請求項２】 多相のＰＷＭインバータ装置は、三相のＰ
ＷＭインバータ装置である ことを特徴とする請求項１に
記載のインバータ装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP3157860A JP2904315B2 (ja) | 1991-05-31 | 1991-05-31 | インバータ装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP3157860A JP2904315B2 (ja) | 1991-05-31 | 1991-05-31 | インバータ装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH0630588A JPH0630588A (ja) | 1994-02-04 |
| JP2904315B2 true JP2904315B2 (ja) | 1999-06-14 |
Family
ID=15658971
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP3157860A Expired - Fee Related JP2904315B2 (ja) | 1991-05-31 | 1991-05-31 | インバータ装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP2904315B2 (ja) |
-
1991
- 1991-05-31 JP JP3157860A patent/JP2904315B2/ja not_active Expired - Fee Related
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH0630588A (ja) | 1994-02-04 |
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