JP2531590B2 - Ｐｗｍ信号の発生方法 - Google Patents
Ｐｗｍ信号の発生方法Info
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- JP2531590B2 JP2531590B2 JP63289647A JP28964788A JP2531590B2 JP 2531590 B2 JP2531590 B2 JP 2531590B2 JP 63289647 A JP63289647 A JP 63289647A JP 28964788 A JP28964788 A JP 28964788A JP 2531590 B2 JP2531590 B2 JP 2531590B2
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Description
【発明の詳細な説明】 （産業上の利用分野） 本発明は、PWMインバータ等におけるPWM信号の発生方
法にかかり、特に、搬送波信号と比較される制御信号の
周期及びそのサンプル周期を改善したPWM信号の発生方
法に関する。
法にかかり、特に、搬送波信号と比較される制御信号の
周期及びそのサンプル周期を改善したPWM信号の発生方
法に関する。
（従来の技術） 従来、PWMインバータシステムにおいてPWM信号を発生
させるには、三角波等の搬送波信号と正弦波の制御信号
とを比較する、所謂サブ・ハーモニック変調方式が知ら
れている。この方式は、制御信号である正弦波をマイク
ロプロセッサやシグナルプロセッサ（以下、「プロセッ
サ」という）により擬似正弦波（実際の制御信号）とし
て発生させ、この信号を搬送波信号と比較してその出力
信号としてのPWM信号によりPWMインバータを制御するも
のである。
させるには、三角波等の搬送波信号と正弦波の制御信号
とを比較する、所謂サブ・ハーモニック変調方式が知ら
れている。この方式は、制御信号である正弦波をマイク
ロプロセッサやシグナルプロセッサ（以下、「プロセッ
サ」という）により擬似正弦波（実際の制御信号）とし
て発生させ、この信号を搬送波信号と比較してその出力
信号としてのPWM信号によりPWMインバータを制御するも
のである。
そして上記PWM信号発生方式では、搬送波信号の周期
（又は周波数）が一定の場合には、擬似正弦波を生成す
るためのプロセッサによる正弦波のサンプル周期も通
常、一定としている。
（又は周波数）が一定の場合には、擬似正弦波を生成す
るためのプロセッサによる正弦波のサンプル周期も通
常、一定としている。
（発明が解決しようとする課題） しかし、このような従来のPWM信号発生方式では、PWM
インバータの出力周波数が可変であるため、その１周期
（この周期は、制御信号である正弦波や擬似正弦波の１
周期と等しい）と、プロセッサによる正弦波のサンプル
周期との関係は、一般には整数比にはならない。従っ
て、実際の制御信号としてプロセッサから得られる擬似
正弦波は、波形が毎サイクル異なってしまうこととな
る。
インバータの出力周波数が可変であるため、その１周期
（この周期は、制御信号である正弦波や擬似正弦波の１
周期と等しい）と、プロセッサによる正弦波のサンプル
周期との関係は、一般には整数比にはならない。従っ
て、実際の制御信号としてプロセッサから得られる擬似
正弦波は、波形が毎サイクル異なってしまうこととな
る。
このことは、PWMインバータの出力周波数が低い場合
にはあまり問題とならないが、PWMインバータの出力周
波数が高くなり、その周期とプロセッサのサンプル周期
との比が小さくなるにつれて上記現象が顕著になってく
る。
にはあまり問題とならないが、PWMインバータの出力周
波数が高くなり、その周期とプロセッサのサンプル周期
との比が小さくなるにつれて上記現象が顕著になってく
る。
ここで、第３図上段の波形図は、PWMインバータの出
力周波数とプロセッサのサンプル周波数とが異なる場合
のものであり、同図において、細線で示されているのが
プロセッサが出力しようとしている制御信号としての正
弦波、階段状の波形がプロセッサの出力信号である擬似
正弦波である。なお、これら２つの波形は共にディジタ
ル信号であるが、分かり易くするために、アナログ信号
に変換して示してある。また、同図下段の波形はプロセ
ッサのサンプル時点を示している。
力周波数とプロセッサのサンプル周波数とが異なる場合
のものであり、同図において、細線で示されているのが
プロセッサが出力しようとしている制御信号としての正
弦波、階段状の波形がプロセッサの出力信号である擬似
正弦波である。なお、これら２つの波形は共にディジタ
ル信号であるが、分かり易くするために、アナログ信号
に変換して示してある。また、同図下段の波形はプロセ
ッサのサンプル時点を示している。
この第３図は、正弦波（PWMインバータの出力電圧波
形）の１周期とプロセッサのサンプル周期との比が（60
/7）:1の場合を示している。同図から、実際の制御信号
である擬似正弦波の波形が毎サイクル異なり、波形の正
負も非対称であることが明らかである。
形）の１周期とプロセッサのサンプル周期との比が（60
/7）:1の場合を示している。同図から、実際の制御信号
である擬似正弦波の波形が毎サイクル異なり、波形の正
負も非対称であることが明らかである。
この結果、PWMインバータの出力電圧の波形が各サイ
クル毎に異なり、また、波形の正負も非対称となるの
で、PWMインバータにとっては目標とする電圧波形が得
られず、騒音の発生等、好ましくない現象が生じるとい
う問題点があった。
クル毎に異なり、また、波形の正負も非対称となるの
で、PWMインバータにとっては目標とする電圧波形が得
られず、騒音の発生等、好ましくない現象が生じるとい
う問題点があった。
本発明は上記問題点を解決するために提案されたもの
で、その目的とするところは、PWMインバータから各サ
イクル毎に等しく対称な電圧波形を出力可能としたPWM
信号発生方法を提供することにある。
で、その目的とするところは、PWMインバータから各サ
イクル毎に等しく対称な電圧波形を出力可能としたPWM
信号発生方法を提供することにある。
（課題を解決するための手段） 正弦波をサンプルしてなる制御信号と搬送波信号とを
比較してPWM信号を発生させるPWM信号の発生方法におい
て、前記正弦波の周期とサンプル周期との比を６の整数
倍とし、かつ、正弦波の角度零の点をサンプル時の初期
値とすると共に、前記正弦波の周期とサンプル周期との
比を切り替える点を、前記正弦波の角度が60°の整数倍
となった時点とするものである。
比較してPWM信号を発生させるPWM信号の発生方法におい
て、前記正弦波の周期とサンプル周期との比を６の整数
倍とし、かつ、正弦波の角度零の点をサンプル時の初期
値とすると共に、前記正弦波の周期とサンプル周期との
比を切り替える点を、前記正弦波の角度が60°の整数倍
となった時点とするものである。
（作用） 本発明によれば、正弦波等の制御信号に対するプロセ
ッサのサンプル周波数を、制御信号周期がサンプル周期
の整数倍となるように定める。これにより、プロセッサ
から出力される実際の制御信号波形は毎周期同一とな
る。
ッサのサンプル周波数を、制御信号周期がサンプル周期
の整数倍となるように定める。これにより、プロセッサ
から出力される実際の制御信号波形は毎周期同一とな
る。
また、三相PWMインバータにおいては、前記制御信号
周期と前記サンプル周期との整数比を６の倍数とする
と、PWMインバータの三相出力全ての波形が同一で、三
相出力波形のそれぞれが正負対称となり、この結果、PW
Mインバータの出力電圧波形を正負対称にすることがで
きる。
周期と前記サンプル周期との整数比を６の倍数とする
と、PWMインバータの三相出力全ての波形が同一で、三
相出力波形のそれぞれが正負対称となり、この結果、PW
Mインバータの出力電圧波形を正負対称にすることがで
きる。
更に、正弦波の周期とサンプル周期との比を切り替え
る点を正弦波の角度が60°の整数倍となった時点とする
ことにより、実際の制御信号としての擬似正弦波の波形
を正負対称にすることができる。
る点を正弦波の角度が60°の整数倍となった時点とする
ことにより、実際の制御信号としての擬似正弦波の波形
を正負対称にすることができる。
（実施例） 以下、本発明の一実施例を図面に沿って説明する。第
１図はこの実施例が適用されるPWMインバータシステム
の構成を示している。同図において、２はPWMインバー
タ１の出力周波数を設定する周波数設定器であり、この
設定器２の出力信号はA/D（アナログ／ディジタル）変
換器４に入力され、ディジタル信号としての周波数設定
値がプロセッサ３に出力される。プロセッサ３は、PWM
インバータ１の出力電圧の大きさと周波数とを与える実
際の制御信号としての擬似正弦波を発生するものであ
り、この擬似正弦波はD/A（ディジタル／アナログ）変
換器５を介してアナログ信号としてアナログコンパレー
タ７の一方の入力端子に入力されている。
１図はこの実施例が適用されるPWMインバータシステム
の構成を示している。同図において、２はPWMインバー
タ１の出力周波数を設定する周波数設定器であり、この
設定器２の出力信号はA/D（アナログ／ディジタル）変
換器４に入力され、ディジタル信号としての周波数設定
値がプロセッサ３に出力される。プロセッサ３は、PWM
インバータ１の出力電圧の大きさと周波数とを与える実
際の制御信号としての擬似正弦波を発生するものであ
り、この擬似正弦波はD/A（ディジタル／アナログ）変
換器５を介してアナログ信号としてアナログコンパレー
タ７の一方の入力端子に入力されている。
また、６は搬送波信号としての三角波を出力する三角
波発生器６であり、上記搬送波信号はアナログコンパレ
ータ７の他方の入力端子に入力されている。そして、こ
のアナログコンパレータ７は、D/A変換器５からの実際
の制御信号と三角波発生器６からの搬送波信号とを比較
し、その比較結果であるPWM信号をPWMインバータ１に出
力するものである。
波発生器６であり、上記搬送波信号はアナログコンパレ
ータ７の他方の入力端子に入力されている。そして、こ
のアナログコンパレータ７は、D/A変換器５からの実際
の制御信号と三角波発生器６からの搬送波信号とを比較
し、その比較結果であるPWM信号をPWMインバータ１に出
力するものである。
ここで、上記構成のPWMインバータシステムは一般に
公知であり、また、実現も容易であるので、システム全
体としての動作説明は省略する。
公知であり、また、実現も容易であるので、システム全
体としての動作説明は省略する。
なお、本発明は、基本的に制御信号周期をサンプル周
期の整数倍（例えば６倍）とするものであるが、周期の
逆数が周波数であるから、サンプル周波数を制御信号周
波数の整数倍としても理論的に変わりがないので、以
下、周波数同士の比較により説明する。また、本発明
は、上記プロセッサ３の出力である実際の制御信号の発
生方法に関するものであるため、プロセッサ３の動作を
中心に説明する。
期の整数倍（例えば６倍）とするものであるが、周期の
逆数が周波数であるから、サンプル周波数を制御信号周
波数の整数倍としても理論的に変わりがないので、以
下、周波数同士の比較により説明する。また、本発明
は、上記プロセッサ３の出力である実際の制御信号の発
生方法に関するものであるため、プロセッサ３の動作を
中心に説明する。
まず、第２図は、プロセッサ３における制御信号（正
弦波）の周波数とサンプル周波数との関係の一例を示す
特性図である。ここでは、制御信号周波数とPWMインバ
ータ１の出力周波数とは等しいので、サンプル周波数fs
（サンプル周期Tsの逆数）とPWMインバータ１の出力周
波数ｆとの関係で表わしてある。
弦波）の周波数とサンプル周波数との関係の一例を示す
特性図である。ここでは、制御信号周波数とPWMインバ
ータ１の出力周波数とは等しいので、サンプル周波数fs
（サンプル周期Tsの逆数）とPWMインバータ１の出力周
波数ｆとの関係で表わしてある。
このサンプル周波数fsには、3KHzの上限値（同図点
線）と1.5KHzの下限値（同図一点鎖線）が設けられてい
る。一般に、かかる上限値はプロセッサ３の処理能力の
制約から、また、下限値はPWMインバータ１の制御性能
の下限から決められることが多い。なお、第２図におい
て、括弧内の数字は上記特性曲線の上限値，下限値にお
ける両周波数fs/fの倍数比を示している。そして、この
倍数比で制御信号の一周期（360°）を割った値が、正
弦波（又は擬似正弦波）が１サンプル周期あたりに進む
角度となる。
線）と1.5KHzの下限値（同図一点鎖線）が設けられてい
る。一般に、かかる上限値はプロセッサ３の処理能力の
制約から、また、下限値はPWMインバータ１の制御性能
の下限から決められることが多い。なお、第２図におい
て、括弧内の数字は上記特性曲線の上限値，下限値にお
ける両周波数fs/fの倍数比を示している。そして、この
倍数比で制御信号の一周期（360°）を割った値が、正
弦波（又は擬似正弦波）が１サンプル周期あたりに進む
角度となる。
ここで、１サンプル周期あたりに進む正弦波の角度が
少ないときには従来方式を採用しても余り問題とはなら
ない。したがって、第２図の例では、PWMインバータの
出力周波数ｆが6.25Hz以下の周波数範囲では、１サンプ
ル周期あたりに進む正弦波の角度が１コンマ数度程度と
少ないため、サンプル周波数fsはPWMインバータ１の出
力周波数ｆと関係なく一定としても差し支えない。
少ないときには従来方式を採用しても余り問題とはなら
ない。したがって、第２図の例では、PWMインバータの
出力周波数ｆが6.25Hz以下の周波数範囲では、１サンプ
ル周期あたりに進む正弦波の角度が１コンマ数度程度と
少ないため、サンプル周波数fsはPWMインバータ１の出
力周波数ｆと関係なく一定としても差し支えない。
また、三相PWMインバータにおいては、前記制御信号
周期とサンプル周期との整数比を６の倍数とすることに
より、PWMインバータの三相出力全ての波形を同一とす
ることができ、かつ、波形の正負の形を対称とすること
ができる。
周期とサンプル周期との整数比を６の倍数とすることに
より、PWMインバータの三相出力全ての波形を同一とす
ることができ、かつ、波形の正負の形を対称とすること
ができる。
ところで、正弦波のどの点をサンプルするかにより、
擬似正弦波の波形は異なる。これに対しては、正弦波の
角度零の点をサンプル初期値とすることにより、擬似正
弦波の波形を対称とすることができる。しかし、サンプ
ル周波数fsとインバータの出力周波数ｆとの比を切り換
えると、切換え前と切換え後とでは１サンプルで進む正
弦波の角度が異なるため正弦波の角度零の点がサンプル
初期値とならず、擬似正弦波の波形が対称とならない場
合も生じる。そこで、切換えの前後を問わず正弦波の角
度零の点を常にサンプル初期値とするためには、60°の
整数倍の点で切り換えることが必要になる。すなわち、
正弦波の周期とサンプル周期との比を正弦波の角度が60
°の整数倍となった時点で切り替えるようにすれば、サ
ンプル周波数と正弦波周波数との比は常に６の整数倍で
あるため、その後の正弦波の角度零の点がサンプリング
タイミングに常に一致することになり、こうすることに
よって擬似正弦波の波形を正負対称にすることができ
る。
擬似正弦波の波形は異なる。これに対しては、正弦波の
角度零の点をサンプル初期値とすることにより、擬似正
弦波の波形を対称とすることができる。しかし、サンプ
ル周波数fsとインバータの出力周波数ｆとの比を切り換
えると、切換え前と切換え後とでは１サンプルで進む正
弦波の角度が異なるため正弦波の角度零の点がサンプル
初期値とならず、擬似正弦波の波形が対称とならない場
合も生じる。そこで、切換えの前後を問わず正弦波の角
度零の点を常にサンプル初期値とするためには、60°の
整数倍の点で切り換えることが必要になる。すなわち、
正弦波の周期とサンプル周期との比を正弦波の角度が60
°の整数倍となった時点で切り替えるようにすれば、サ
ンプル周波数と正弦波周波数との比は常に６の整数倍で
あるため、その後の正弦波の角度零の点がサンプリング
タイミングに常に一致することになり、こうすることに
よって擬似正弦波の波形を正負対称にすることができ
る。
（発明の効果） 以上のように本発明では、制御信号の周期をプロセッ
サのサンプル周期の整数倍としてPWM信号を生成するよ
うにしたため、擬似正弦波のような実際の制御信号の波
形を毎周期同一にすることができ、例えばPWMインバー
タの出力周波数が高い場合であっても出力波形を毎周期
同一にすることができる。特に、三相PWMインバータの
場合には、上記整数比を６の倍数とすることで三相共に
同一波形かつ正負対称にすることができ、これらの波形
の改善によってインバータの騒音等を減少させることが
可能である。
サのサンプル周期の整数倍としてPWM信号を生成するよ
うにしたため、擬似正弦波のような実際の制御信号の波
形を毎周期同一にすることができ、例えばPWMインバー
タの出力周波数が高い場合であっても出力波形を毎周期
同一にすることができる。特に、三相PWMインバータの
場合には、上記整数比を６の倍数とすることで三相共に
同一波形かつ正負対称にすることができ、これらの波形
の改善によってインバータの騒音等を減少させることが
可能である。
また、制御信号である正弦波の角度零の点をサンプル
時の初期値とすると共に、前記整数比を切り替える点
を、正弦波の角度が60度の倍数となった時点とすること
により、擬似正弦波のような実際の制御信号の波形を正
負対称に保って波形の改善を一層進めることができる。
時の初期値とすると共に、前記整数比を切り替える点
を、正弦波の角度が60度の倍数となった時点とすること
により、擬似正弦波のような実際の制御信号の波形を正
負対称に保って波形の改善を一層進めることができる。
第１図は本発明の一実施例を説明するためのPWMインバ
ータシステムの構成図、第２図はこの実施例におけるサ
ンプル周波数とインバータ出力周波数との関係を示す特
性図、第３図は従来技術を説明するための擬似正弦波を
示す波形図である。 １……PWMインバータ、２……周波数設定器 ３……プロセッサ、４……A/D変換器 ５……D/A変換器、６……三角波発生器 ７……アナログコンパレータ
ータシステムの構成図、第２図はこの実施例におけるサ
ンプル周波数とインバータ出力周波数との関係を示す特
性図、第３図は従来技術を説明するための擬似正弦波を
示す波形図である。 １……PWMインバータ、２……周波数設定器 ３……プロセッサ、４……A/D変換器 ５……D/A変換器、６……三角波発生器 ７……アナログコンパレータ
Claims (1)
- 【請求項１】正弦波をサンプルしてなる制御信号と搬送
波信号とを比較してPWM信号を発生させるPWM信号の発生
方法において、 前記正弦波の周期とサンプル周期との比を６の整数倍と
し、かつ、正弦波の角度零の点をサンプル時の初期値と
すると共に、前記正弦波の周期とサンプル周期との比を
切り替える点を、前記正弦波の角度が60°の整数倍とな
った時点とすることを特徴とするPWM信号の発生方法。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP63289647A JP2531590B2 (ja) | 1988-11-15 | 1988-11-15 | Ｐｗｍ信号の発生方法 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP63289647A JP2531590B2 (ja) | 1988-11-15 | 1988-11-15 | Ｐｗｍ信号の発生方法 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH02136071A JPH02136071A (ja) | 1990-05-24 |
| JP2531590B2 true JP2531590B2 (ja) | 1996-09-04 |
Family
ID=17745948
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP63289647A Expired - Fee Related JP2531590B2 (ja) | 1988-11-15 | 1988-11-15 | Ｐｗｍ信号の発生方法 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP2531590B2 (ja) |
Family Cites Families (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS5522871Y2 (ja) * | 1974-04-22 | 1980-05-30 |
-
1988
- 1988-11-15 JP JP63289647A patent/JP2531590B2/ja not_active Expired - Fee Related
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH02136071A (ja) | 1990-05-24 |
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Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| LAPS | Cancellation because of no payment of annual fees |