JP2001197725A

JP2001197725A - Ｐｗｍパルスの発生方法

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Publication number: JP2001197725A
Application number: JP2000005932A
Authority: JP
Inventors: Junichi Ito; 淳一伊東; Shinichi Ishii; 新一石井; Yoshihiro Matsumoto; 吉弘松本
Original assignee: Fuji Electric Co Ltd
Current assignee: Fuji Electric Co Ltd
Priority date: 2000-01-07
Filing date: 2000-01-07
Publication date: 2001-07-19
Anticipated expiration: 2020-01-07
Also published as: JP3634222B2

Abstract

(57)【要約】【課題】ＰＷＭ電力変換器の出力電圧及び電流を正弦
波に近付け、負荷のトルクリプルや回転むらの解消に寄
与する。【解決手段】演算手段により一定周期で演算される複
数の出力電圧指令（以下、基準電圧指令という）を複数
の出力電圧指令（以下、補間電圧指令という）により補
間し、これらの補間電圧指令を搬送波と比較してＰＷＭ
パルスを発生させるＰＷＭパルスの発生方法に関する。
演算手段により前回演算した基準電圧指令と今回演算し
た基準電圧指令とを直線近似してその間の複数の補間電
圧指令を生成する。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明は、ディジタルハード
ウェアによりＰＷＭパルスを生成して電力変換を行なう
インバータ等のＰＷＭ電力変換器に適用可能な、ＰＷＭ
パルスの発生方法に関する。

【０００２】

【従来の技術】以下では、ＰＷＭ電力変換器として三相
インバータを例にとり、従来技術を説明する。マイコン
やＤＳＰ（ディジタル・シグナル・プロセッサ）等のＣ
ＰＵにより三相インバータの出力電圧指令を作成する場
合、ＣＰＵの割り込み周期（演算周期）ごとにソフトウ
ェアによって電圧指令を演算している。そして、演算し
た結果は、ＰＷＭパルスを発生させるディジタルハード
ウェア内のレジスタに書き込まれる。従って、実際にイ
ンバータが出力する電圧の更新は、マイコンやＤＳＰ等
のＣＰＵの演算周期に依存する。すなわち、インバータ
が周波数ｆ_outの正弦波電圧を出力する場合、ＣＰＵの
演算周期をＴとすれば、時間軸方向の電圧分解能Ｎは、
数式１で表される。

【０００３】

【数１】Ｎ＝１／（ｆ_outＴ）

【０００４】図１５は、ＣＰＵによって作成される一相
分の出力電圧指令（相電圧指令）を示している。この図
は、出力電圧の１周期を１６分割したとき（Ｔ＝１／
(１６ｆ_out））に発生する正弦波の模式図である。この
図から明らかなように、Ｎが大きいほど正弦波に近くな
り、小さいほど正弦波から離れていって波形ひずみが大
きくなる。

【０００５】図１６は、出力電圧指令、キャリア、ＣＰ
Ｕ割り込み信号の関係を示したものである。本来、キャ
リアはディジタル値であるが、理解を容易にするためア
ナログ的に示した。この図１６において、ＣＰＵによっ
て作成出力電圧指令は、割り込み信号が来てからその回
における電圧指令が演算され、ディジタルハードウェア
内のレジスタに書き込まれる。そして、レジスタに書き
込まれた電圧指令とキャリアとを比較してＰＷＭパルス
が生成される。ここでは、キャリアと比較する出力電圧
指令が実際に出力されるタイミングを、次の割り込み信
号の発生時とした。

【０００６】

【発明が解決しようとする課題】従来、ＣＰＵによる出
力電圧指令の演算周期をインバータの出力周波数に合わ
せて短くするには限界がある。従って、出力周波数が高
いにも関わらず出力電圧指令が図１５，１６に示したよ
うな階段状の波形である場合には、正弦波から大きくず
れるために著しい電圧ひずみが発生する。このひずみに
起因して電流も正弦波状にならず、負荷のトルクリプル
や回転むらが発生し、騒音発生の原因ともなる。一方、
演算周期を短くするべく高速のＣＰＵを用いることはコ
スト上昇の原因となるため、ＣＰＵの高速化による課題
の解決にも限界がある。

【０００７】そこで本発明は、演算により求められる出
力電圧指令を様々な方法により補間して、キャリアと比
較される出力電圧指令の時間軸方向の分解能を高め、高
速のＣＰＵを用いる等の方法を採らずに正弦波状の出力
電圧を得るようにした、ＰＷＭパルスの発生方法を提供
しようとするものである。

【０００８】

【課題を解決するための手段】上記課題を解決するた
め、請求項１記載の発明は、一定周期で演算される複数
の出力電圧指令（基準電圧指令という）を複数の出力電
圧指令（補間電圧指令という）により補間し、これらの
補間電圧指令をキャリアと比較してＰＷＭパルスを発生
させる方法において、演算手段により前回演算した基準
電圧指令と今回演算した基準電圧指令とを直線近似して
その間の複数の補間電圧指令を生成するものである。

【０００９】まず、図１は本発明全体の原理を示すタイ
ミング説明図である。ここでは、マイコンやＤＳＰ内の
ＣＰＵの一演算周期内に出力電圧指令（補間電圧指令）
を４回変化させる例を示してある。ＣＰＵの演算周期ご
とに一括して計算される４つの補間電圧指令ｖ_1n ^*，ｖ
_2n ^*，ｖ_3n ^*，ｖ_4n ^*は、ディジタルハードウェア内のレ
ジスタに書き込まれる。これらの電圧指令ｖ_1n ^*，
ｖ_2n ^*，ｖ_3n ^*，ｖ_4n ^*がＰＷＭパルスに反映されるタイ
ミングは、レジスタに書き込まれてから次の割り込み信
号が来たときである（このため、図１では、ＣＰＵによ
る前回の演算周期に演算された各電圧指令ｖ_1n ^*，
ｖ₂ _n ^*，ｖ_3n ^*，ｖ_4n ^*が、次の演算周期内で順次出力さ
れている）。そして、各キャリア周期ごとに電圧指令ｖ
_1n ^*，ｖ_2n ^*，ｖ_3n ^*，ｖ_4n ^*を二つのセレクト信号Ｓ₁，
Ｓ₂の組み合わせにより選択して、キャリアと順次比較
する。この結果、電圧指令は各キャリア周期ごとに変化
することになり、出力電圧指令の時間分解能が向上する
ことになる。

【００１０】本発明は、以下に述べるように、ＣＰＵの
１回の演算周期内で変化する複数の補間電圧指令
ｖ_1n ^*，ｖ_2n ^*，ｖ_3n ^*，ｖ_4n ^*の演算方法（補間方法）に
特徴を有している。まず、請求項１記載の発明では、演
算により求められた前回及び今回の電圧指令から、１回
の演算周期内で変化する電圧指令ｖ_1n ^*，ｖ_2n ^*，
ｖ_3n ^*，ｖ_4n ^*を演算する。この発明においては、図２の
ようにＣＰＵが前回演算した電圧指令ｖ_n-1 ^*と今回演算
した電圧指令ｖ_n ^*とを直線で結ぶことにより一次近似
し、更にその間を４等分することにより、４段階に変化
する電圧指令ｖ_1n ^*，ｖ_2n ^*，ｖ_3n ^*，ｖ_4n ^*を生成（補
間）する。

【００１１】図２において、白丸で示したｖ_n-1 ^*，ｖ_n ^*
は、それぞれＣＰＵの割り込みタイミングＴ_n，Ｔ_n+1に
おいて演算される電圧指令であり、黒丸で示した
ｖ_1n ^*，ｖ₂ _n ^*，ｖ_3n ^*，ｖ_4n ^*は今回の割り込みタイミン
グＴ_nにおいて補間される電圧指令である。ここで、前
回のタイミングＴ_n-1において演算された電圧指令ｖ_n-1
^*は、一周期遅れの今回のタイミングＴ_nで出力され、今
回のタイミングＴ_nにおいて演算された電圧指令ｖ
_n ^*は、一周期遅れの次回のタイミングＴ_n+1で出力され
ている。補間される電圧指令ｖ_1n ^*，ｖ_2n ^*，ｖ_3n ^*，ｖ
_4n ^*は、前回の演算による電圧指令ｖ_n-1 ^*及び今回の演
算による電圧指令ｖ_n ^*を用いて、数式２により求められ
る。なお、数式２は簡単な比例配分による演算式であ
り、その内容は図２からも容易に理解される。

【００１２】

【数２】

【００１３】この場合、タイミングＴ_nにおいて演算さ
れた電圧指令ｖ_1n ^*，ｖ_2n ^*，ｖ_3n ^*，ｖ_4n ^*が実際にイン
バータ等のＰＷＭ電力変換器へ出力されるのは次回のタ
イミングＴ_n+1すなわち時刻Ｔ_n＋Ｔ（Ｔ：割り込み周
期）であり、割り込み周期Ｔの遅れを伴う。つまり、本
発明では、今回の電圧指令ｖ_n ^*が次回のタイミングＴ
_n+1で出力されて初めて前回の電圧指令ｖ_n-1 ^*との間を
補間するべき電圧指令ｖ_1n ^*，ｖ_2n ^*，ｖ_3n ^*，ｖ_4n ^*が求
まるので、これらの電圧指令ｖ_1n ^*，ｖ_2n ^*，ｖ_3n ^*，ｖ
_4n ^*がＰＷＭパルスに反映されるのは次回のタイミング
Ｔ_n+1以降になる。このような遅れは、制御から見ると
無駄時間要素となって応答限界が低くなる。

【００１４】請求項２記載の発明は、上記不都合を解消
することを目的としており、前回演算された電圧指令と
今回演算された電圧指令とを結ぶ直線上に次回の電圧指
令が存在すると推定して、１回の演算周期内で４段階に
変化する電圧指令ｖ_1n ^*，ｖ₂ _n ^*，ｖ_3n ^*，ｖ_4n ^*を演算す
る。図３において、前回の電圧指令ｖ_n-1 ^*（図示せず）
及び今回の電圧指令ｖ_n ^*を一次近似した直線上に次回の
電圧指令ｖ_n+1 ^*も存在する（つまり、前回及び今回の電
圧指令変化率が同一である）とした場合、今回の割り込
みタイミングＴ_nにおける各電圧指令ｖ_1n ^*，ｖ_2n ^*，ｖ
_3n ^*，ｖ_4n ^*は、数式３によって演算される。数式３の内
容も簡単な比例配分に基づくものであって図３から容易
に理解されるため、詳述は省略する。

【００１５】

【数３】

【００１６】この発明でも、今回の電圧指令ｖ_n ^*が演算
されて初めて電圧指令ｖ_1n ^*，ｖ_2n ^*，ｖ_3n ^*，ｖ_4n ^*が求
められるが、今回の電圧指令ｖ_n ^*は今回の割り込みタイ
ミングＴ_nにおいて出力されているので、今回の電圧指
令ｖ_n ^*と次回の電圧指令ｖ_n+1 ^*との間を補間するべき電
圧指令ｖ_1n ^*，ｖ_2n ^*，ｖ_3n ^*，ｖ_4n ^*を今回のタイミング
Ｔ_n以降にＰＷＭパルスに反映させることが可能である
から、請求項１の発明に比べて無駄時間が大幅に短縮さ
れる。

【００１７】請求項３記載の発明では、前回及び今回の
電圧指令の平均値を求め、前回の電圧指令と今回の電圧
指令とを結ぶ直線上に次回の電圧指令が存在するものと
して（これによりｖ_4n ^*も補間可能になる）、１回の演
算周期内で変化する電圧指令ｖ_1n ^*，ｖ_2n ^*，ｖ_3n ^*，ｖ
_4n ^*を演算する。すなわち図４において、前回の電圧指
令ｖ_n-1 ^*、今回の電圧指令ｖ_n ^*及び次回の電圧指令ｖ
_n+1 ^*（図示せず）が一直線上にあるとすると、割り込み
タイミングＴ_nにおける各電圧指令ｖ_1n ^*，ｖ_2n ^*，
ｖ_3n ^*，ｖ_4n ^*は数式4によって求められる。ここで、ｖ
_1n ^*は前回及び今回の電圧指令の平均値となっている。
この数式４は簡単な比例配分による演算式であり、その
内容は図４からも容易に理解することができる。

【００１８】

【数４】

【００１９】この発明においても、今回の電圧指令ｖ_n ^*
が演算されて初めて補間するべき電圧指令ｖ_1n ^*，
ｖ_2n ^*，ｖ_3n ^*，ｖ_4n ^*が求められるが、これらの電圧指
令ｖ_1n ^*，ｖ_2n ^*，ｖ_3n ^*，ｖ_4n ^*のうちｖ_1n ^*は割り込み
周期の中間の位置にあり、今回の割り込みタイミングＴ
_nと次回の割り込みタイミングＴ_n+1との中間において出
力することが可能であるから、本発明における無駄時間
は請求項１の発明の無駄時間Ｔの１／２となる。また、
電圧指令ｖ_1n ^*，ｖ_2n ^*，ｖ_3n ^*，ｖ_4n ^*のうちｖ_4n ^*のみ
が次回の電圧指令の推定値を使用した一次近似によるも
のであるから、補間精度が請求項２の発明よりも改善さ
れる。

【００２０】請求項４に記載した発明では、前回及び今
回の回転座標変換（ＰＷＭ電力変換器の出力電圧をｄ−
ｑ軸直交回転座標成分に分離して個別に制御し、これら
の各成分を静止座標成分へ変換する際の回転座標変換）
に用いる角度指令から、１回の演算周期内で４段階に変
化する電圧指令を補間する。すなわち、正弦波インバー
タ等のＰＷＭ電力変換器では出力電圧指令波形が正弦波
と分かっているので、ＰＷＭ電力変換器の回転座標変換
に使用する角度指令を複数段階に変化させ、これらの角
度指令を用いて回転座標変換することより複数の電圧指
令を補間するものである。この結果、電圧指令を一次近
似によって補間する場合（請求項１〜請求項３）に比べ
て、一層高精度に電圧指令を補間することができる。

【００２１】図５において、前回の割り込みタイミング
Ｔ_n-1で演算された電圧指令ｖ_n-1 ^*に対応する角度指令
をθ_n ^*、今回の割り込みタイミングＴ_nで演算された電
圧指令ｖ_n ^*に対応する角度指令をθ_n+1 ^*とすると、今回
のタイミングＴ_nにおける回転座標変換の角度指令
θ_1n ^*，θ_2n ^*，θ_3n ^*，θ_4n ^*は、数式５によって求めら
れる。なお、数式５は、前述した数式２における各電圧
指令を角度指令に置き替えたものと考えることができ
る。

【００２２】

【数５】

【００２３】数式５によって演算される角度指令
θ_1n ^*，θ_2n ^*，θ_3n ^*，θ_4n ^*は、今回の回転座標変換に
用いる角度指令θ_n ^*と、図５に表れていない前回の回転
座標変換に用いた角度指令θ_n-1 ^*とから求められてお
り、これらの角度指令θ_1n ^*，θ_2n ^*，θ_3n ^*，θ_4n ^*はθ
_n-1 ^*とθ_n ^*との間の横軸上に存在する。図５に示した電
圧指令ｖ_1n ^*，ｖ_2n ^*，ｖ_3n ^*，ｖ_4n ^*は、上記角度指令θ
_1n ^*，θ_2n ^*，θ_3n ^*，θ_4n ^*を用いて回転座標変換するこ
とにより求められる。

【００２４】上述した請求項４の発明では、請求項１の
場合と同様に、今回の電圧指令ｖ_n ^*が次回のタイミング
Ｔ_n+1で出力されて初めて前回の電圧指令ｖ_n-1 ^*との間
を補間するべき電圧指令ｖ_1n ^*，ｖ_2n ^*，ｖ_3n ^*，ｖ_4n ^*が
求まり、これらの電圧指令ｖ _1n ^*，ｖ_2n ^*，ｖ_3n ^*，ｖ_4n ^*
がＰＷＭパルスに反映されるのは次回のタイミングＴ
_n+1以降になるので。割り込み周期Ｔに相当する無駄時
間が発生する。

【００２５】この無駄時間を減らすため、請求項５の発
明では、前回の角度指令θ_n-1 ^*から今回の角度指令θ_n ^*
までの変化分と、今回の角度指令θ_n ^*から次回の角度指
令θ _n+1 ^*までの変化分とが同一であると仮定したうえ
で、前回及び今回の角度指令θ _n-1 ^*，θ_n ^*を用いて数式
６により角度指令θ_1n ^*，θ_2n ^*，θ_3n ^*，θ_4n ^*を求め、
これらの角度指令を用いて回転座標変換を行うことによ
り、今回の電圧指令ｖ_n ^*と次回の電圧指令ｖ_n+1 ^*との間
を補間するべき電圧指令ｖ_1n ^*，ｖ_2n ^*，ｖ_3n ^*，ｖ_4n ^*を
得る。なお、数式６は、前述した数式３における各電圧
指令を角度指令に置き替えたものと考えることができ
る。

【００２６】

【数６】

【００２７】そして、数式６により求めたそれぞれの角
度指令θ_1n ^*，θ_2n ^*，θ_3n ^*，θ_4n ^*に基づいて回転座標
変換し、対応する電圧指令ｖ_1n ^*，ｖ_2n ^*，ｖ_3n ^*，ｖ_4n ^*
を得る。図６は、本発明によって補間される電圧指令ｖ
_1n ^*，ｖ_2n ^*，ｖ_3n ^*，ｖ_4n ^*を示している。本発明によれ
ば、請求項２の発明と同様に今回の電圧指令ｖ_n ^*が今回
の割り込みタイミングＴ_nで出力され、今回の電圧指令
ｖ_n ^*と次回の電圧指令ｖ_n ₊₁ ^*との間を補間するべき電圧
指令ｖ_1n ^*，ｖ_2n ^*，ｖ_3n ^*，ｖ_4n ^*を今回のタイミングＴ
_n以降にＰＷＭパルスに反映させることが可能であるか
ら、請求項４の発明に比べて無駄時間が大幅に短縮され
る。

【００２８】請求項６記載の発明では、前回及び今回の
回転座標変換に用いる角度指令の平均値を求め、前回の
角度指令θ_n-1 ^*から今回の角度指令θ_n ^*までの変化分
と、今回の角度指令θ_n ^*から次回の角度指令θ_n+1 ^*まで
の変化分とが同一であると仮定したうえで（これにより
ｖ_4n ^*も補間可能になる）角度指令θ_1n ^*，θ_2n ^*，
θ_3n ^*，θ_4n ^*を求め、これらを用いた回転座標変換によ
り電圧指令ｖ_1n ^*，ｖ_2n ^*，ｖ₃ _n ^*，ｖ_4n ^*を演算する。す
なわち、数式７に示すように、図７における前回の角度
指令θ_n-1 ^*及び今回の角度指令θ_n ^*の平均値を求めてθ
_1n ^*とし、他の角度指令θ_2n ^*，θ_3n ^*，θ_4n ^*を比例配分
により求める。

【００２９】

【数７】

【００３０】この発明によれば、請求項３の発明と同様
に、電圧指令ｖ_1n ^*，ｖ_2n ^*，ｖ_3n ^*，ｖ_4n ^*のうちｖ_1n ^*
は割り込み周期の中間の位置にあり、今回の割り込みタ
イミングＴ_nと次回の割り込みタイミングＴ_n+1との中間
において出力することが可能であるから、無駄時間は請
求項４の発明の１／２となる。また、電圧指令ｖ_1n ^*，
ｖ_2n ^*，ｖ_3n ^*，ｖ_4n ^*のうち最後のｖ_4n ^*のみが次回の角
度指令θ_n+1 ^*の推定値に基づく値であるから、補間精度
が請求項５の発明よりも改善される。

【００３１】請求項７記載の発明では、ＰＷＭ電力変換
器の出力電圧をｄ−ｑ軸直交回転座標成分に分離して個
別に制御する場合において、電圧指令を直交座標成分に
分離してなるｄ軸電圧指令、ｑ軸電圧指令の前回値及び
今回値を用いて１回の演算周期内で変化する電圧指令ｖ
_1n ^*，ｖ_2n ^*，ｖ_3n ^*，ｖ_4n ^*を演算する。例えばｑ軸電圧
指令について説明すると、図８に示すように、ｑ軸電圧
指令の前回値ｖ_1qn-1 ^*と今回値ｖ_1qn ^*とを一次近似し、
その間を４等分して割り込みタイミングＴ_nにおけるｑ
軸電圧指令ｖ_1q1n ^*，ｖ_1q2n ^*，ｖ_1q3n ^*，ｖ_1q4n ^*を補間
する。その演算式は数式８に示すとおりであり、数式２
に対応するものである。

【００３２】

【数８】

【００３３】ｄ軸電圧指令についてもその前回値ｖ
_1dn-1 ^*と今回値ｖ_1dn ^*とを一次近似することにより、割
り込みタイミングＴ_nにおけるｄ軸電圧指令ｖ_1d1n ^*，ｖ
_1d2n ^*，ｖ_1d3n ^*，ｖ_1d4n ^*を求める。そして、これらの
ｑ軸電圧指令及びｄ軸電圧指令を角度θ_nで回転座標変
換して電圧指令ｖ_1n ^*，ｖ_2n ^*，ｖ_3n ^*，ｖ_4n ^*を得る。

【００３４】なお、上記請求項７の発明においても、請
求項１の場合と同様に割り込み周期Ｔに相当する無駄時
間が発生する。そこで、請求項８記載の発明では、上記
無駄時間を解消するため、請求項２の発明と同様の原理
を用いてｑ軸電圧指令及びｄ軸電圧指令を求め、その
後、回転座標変換によって電圧指令ｖ_1n ^*，ｖ_2n ^*，ｖ_3n
^*，ｖ_4n ^*を演算するものである。すなわち、例えばｑ軸
電圧指令については、図９に示すごとく前回のｑ軸電圧
指令ｖ_1qn-1 ^*（図示せず）及び今回のｑ軸電圧指令ｖ
_1qn ^*を一次近似した直線上に次回のｑ軸電圧指令ｖ
_1qn+1 ^*も存在する（つまり、前回及び今回のｑ軸電圧指
令変化率が同一である）とした場合、今回の割り込みタ
イミングＴ_nにおけるｑ軸電圧指令ｖ_1q1n ^*，ｖ_1q2n ^*，
ｖ_1q3n ^*，ｖ_1q4n ^*は、数式３に相当する次の数式９によ
って求められる。

【００３５】

【数９】

【００３６】ｄ軸電圧指令についても、その前回値ｖ
_1dn-1 ^*と今回値ｖ_1dn ^*とを一次近似した直線上に次回の
ｄ軸電圧指令ｖ_1dn+1 ^*も存在するとして、割り込みタイ
ミングＴ_nにおけるｄ軸電圧指令ｖ_1d1n ^*，ｖ_1d2n ^*，ｖ
_1d3n ^*，ｖ_1d4n ^*を求める。そして、これらのｑ軸電圧指
令及びｄ軸電圧指令を角度θ_nで回転座標変換して電圧
指令ｖ_1n ^*，ｖ_2n ^*，ｖ_3n ^*，ｖ_4n ^*を得る。

【００３７】この発明においても、今回の電圧指令ｖ_n ^*
と次回の電圧指令ｖ_n+1 ^*との間を補間するべき電圧指令
ｖ_1n ^*，ｖ_2n ^*，ｖ_3n ^*，ｖ_4n ^*を今回のタイミングＴ_n以
降にＰＷＭパルスに反映させることができるため、請求
項７の発明に比べて無駄時間が大幅に短縮される。

【００３８】請求項９記載の発明では、請求項３の発明
と同様の原理を用いてｑ軸電圧指令及びｄ軸電圧指令を
求め、その後、角度θ_nで回転座標変換して電圧指令ｖ
_1n ^*，ｖ_2n ^*，ｖ_3n ^*，ｖ_4n ^*を演算するものである。すな
わち図１０において、前回のｑ軸電圧指令ｖ_1qn-1 ^*、今
回のｑ軸電圧指令ｖ_1qn ^*及び次回のｑ軸電圧指令ｖ
_1qn+1 ^*（図示せず）が一直線上にあるとすると、割り込
みタイミングＴ_nにおける各ｑ軸電圧指令ｖ_1q1n ^*，ｖ
_1q2n ^*，ｖ_1q3n ^*，ｖ_1q4n ^*は、数式４に相当する次の数
式１０によって求められる。

【００３９】

【数１０】

【００４０】ｄ軸電圧指令ｖ_1d1n ^*，ｖ_1d2n ^*，
ｖ_1d3n ^*，ｖ_1d4n ^*についても同様にして求め、これらの
ｄ軸電圧指令及びｑ軸電圧指令を角度θ_nで回転座標変
換して電圧指令ｖ_1n ^*，ｖ_2n ^*，ｖ_3n ^*，ｖ_4n ^*を演算す
る。この発明においても、第１の電圧指令ｖ_1n ^*を今回
の割り込みタイミングＴ_nと次回の割り込みタイミング
Ｔ_n+1との中間において出力することが可能であるか
ら、無駄時間が請求項７の発明の１／２となる。また、
最後の電圧指令ｖ_4n ^*のみが次回の電圧指令の推定値を
使用した一次近似によるものとなるから、補間精度が請
求項８の発明よりも改善される。

【００４１】請求項１０記載の発明は、請求項４の発明
と請求項７の発明とを組み合わせたものであり、まず、
回転座標変換に用いる角度指令θ_1n ^*〜θ_4n ^*を数式５に
より求め、一方、ｑ軸電圧指令ｖ_1q1n ^*〜ｖ_1q4n ^*を数式
８にて求めると共に同様にしてｄ軸電圧指令ｖ_1d1n ^*〜
ｖ_1d4n ^*を求め、これらのｄ軸電圧指令及びｑ軸電圧指
令ｖ_1d1n ^*〜ｖ_1d4n ^*，ｖ_1q1n ^*〜ｖ_1q4n ^*をそれぞれ角度
θ_1n ^*〜θ_4n ^*により回転座標変換して電圧指令ｖ_1n ^*，
ｖ_2n ^*，ｖ_3n ^*，ｖ_4n ^*を演算する。この結果、演算量は
多くなるが、最も精度の高い補間を行うことができる。

【００４２】請求項１１記載の発明は、請求項１０の発
明における割り込み周期Ｔ相当の無駄時間を少なくする
ため、請求項５の発明と請求項８の発明とを組み合わせ
たものである。すなわち、回転座標変換に用いる角度指
令θ_1n ^*〜θ_4n ^*を数式６により求め、一方、ｑ軸電圧指
令ｖ_1q1n ^*〜ｖ_1q4n ^*を数式９にて求めると共に同様にし
てｄ軸電圧指令ｖ_1d1n ^*〜ｖ_1d4n ^*を求め、これらのｄ軸
電圧指令ｖ_1d1n ^*〜ｖ_1d4n ^*及びｑ軸電圧指令ｖ_1q1n ^*〜
ｖ_1q4n ^*をそれぞれ角度θ_1n ^*〜θ_4n ^*により回転座標変
換して電圧指令ｖ_1n ^*，ｖ_2n ^*，ｖ_3n ^*，ｖ_4n ^*を演算す
る。この発明によれば、今回の電圧指令ｖ_n ^*と次回の電
圧指令ｖ_n+1 ^*との間を補間するべき電圧指令ｖ_1n ^*，ｖ
_2n ^*，ｖ_3n ^*，ｖ_4n ^*を今回のタイミングＴ_n以降にＰＷＭ
パルスに反映させることが可能なため、請求項１０の発
明に比べて無駄時間が大幅に短縮される。

【００４３】請求項１２記載の発明は、請求項１０の発
明における無駄時間を１／２とし、請求項１１の発明よ
りも補間精度を一層向上させるため、請求項６の発明と
請求項９の発明とを組み合わせたものである。すなわ
ち、回転座標変換に用いる角度指令θ_1n ^*〜θ_4n ^*を数式
７により求め、一方、ｑ軸電圧指令ｖ_1q1n ^*〜ｖ_1q4n ^*を
数式１０にて求めると共に同様にしてｄ軸電圧指令ｖ
_1d1n ^*〜ｖ_1d4n ^*を求め、これらのｄ軸電圧指令ｖ_1d1n ^*
〜ｖ_1d4n ^*及びｑ軸電圧指令ｖ_1q1n ^*〜ｖ_1q4n ^*をそれぞ
れ角度θ_1n ^*〜θ_4n ^*により回転座標変換して電圧指令ｖ
_1n ^*，ｖ_2n ^*，ｖ_3n ^*，ｖ_4n ^*を演算する。この発明によれ
ば、第１の電圧指令ｖ_1n ^*を今回の割り込みタイミング
Ｔ_nと次回の割り込みタイミングＴ_n+1との中間において
出力することが可能であり、無駄時間が請求項１０の発
明の１／２になると共に、最後の電圧指令ｖ_4n ^*のみが
次回の電圧指令の推定値を使用した一次近似によるもの
となるから、補間精度が請求項１１の発明よりも改善さ
れる。

【００４４】

【発明の実施の形態】以下、本発明の実施形態を説明す
る。図１１は、請求項１〜請求項３に記載した発明の実
施形態が適用される機能ブロック図である。図１１にお
いて、マイコンやＤＳＰ等のＣＰＵにより演算された時
系列的な二つの基準電圧指令、すなわち前回の電圧指令
ｖ_n-1 ^*及び今回の電圧指令ｖ_n ^*は、電圧補間演算手段１
１に与えられる。なお、この電圧補間演算手段１１はソ
フトウェアによって実現される。

【００４５】電圧補間演算手段１１は、前回電圧指令ｖ
_n-1 ^*及び今回電圧指令ｖ_n ^*を用いて、前述した数式２ま
たは数式３または数式４の一次近似による演算を行い、
補間電圧指令ｖ_1n ^*，ｖ_2n ^*，ｖ_3n ^*，ｖ_4n ^*を生成してハ
ードウェア側へ出力する。そして、上記電圧指令
ｖ_1n ^*，ｖ_2n ^*，ｖ_3n ^*，ｖ_4n ^*はレジスタ２１〜２４にそ
れぞれ書き込まれる。

【００４６】前記図１を参照しながら説明したように、
キャリア発生器５０からのキャリアと比較される電圧指
令は、データセレクタ３０によりキャリアに同期してレ
ジスタ２１〜２４から順次選択される。すなわち、キャ
リアに同期してカウント動作する４進カウンタ等のセレ
クト信号発生器４０から図１のセレクト信号Ｓ₁，Ｓ₂が
出力され、これらのセレクト信号Ｓ₁，Ｓ₂の論理レベル
の組み合わせにより、データセレクタ３０を介して電圧
指令ｖ_1n ^*，ｖ_2n ^*，ｖ_3n ^*，ｖ_4n ^*が順に選択されて出力
されることになる。比較器６０では、データセレクタ３
０から順次出力される電圧指令ｖ_1n ^*，ｖ₂ _n ^*，ｖ_3n ^*，
ｖ_4n ^*とキャリアとを比較し、インバータ等のＰＷＭ電
力変換器のスイッチング素子に与えるＰＷＭパルスを出
力する。

【００４７】ここで、電圧指令ｖ_1n ^*，ｖ_2n ^*，ｖ_3n ^*，
ｖ_4n ^*は、図２または図３または図４に示すように、前
回の電圧指令ｖ_n-1 ^*及び今回の電圧指令ｖ_n ^*を結ぶ直線
上にあり、特に、図４の場合では更に次回の電圧指令ｖ
_n+1 ^*も結んだ直線上にある。これらの電圧指令ｖ_1n ^*，
ｖ_2n ^*，ｖ_3n ^*，ｖ_4n ^*を用いてＣＰＵの演算周期内で出
力電圧指令をキャリア周期ごとに順次変化させることに
より、基準電圧指令のみによる場合に比べて出力電圧指
令の時間分解能を高め、出力電圧波形ひいては電流波形
を一層正弦波に近付けることができる。つまり、ＣＰＵ
の一演算周期で４回分の電圧指令を得ることができるか
ら、電圧指令の時間軸方向の分解能は補間前の４倍とな
る。このように電圧指令を逐次与える手法は、本実施形
態のようにレジスタ及びデータセレクタを用いる方法以
外に、いわゆるＦＩＦＯ（ｆｉｒｓｔ−ｉｎ−ｆｉｒｓ
ｔ−ｏｕｔ：先入れ先出し方式）メモリによっても達成
可能である。つまり、電圧指令ｖ_1n ^*，ｖ_2n ^*，ｖ_3n ^*，
ｖ_4n ^*を順に求めてＦＩＦＯメモリに格納し、その後、
同じ順番で読み出しても良い。

【００４８】図１２は、請求項４〜請求項６に記載した
発明の実施形態が適用される機能ブロック図である。こ
の図１２はソフトウェア部分のみを示しており、２／３
相変換手段１４から出力される三相各相の電圧指令ｖ_u1
^*〜ｖ_u4 ^*，ｖ_v1 ^*〜ｖ_v4 ^*，ｖ_w1 ^*〜ｖ_w4 ^*は、各相ごとに
図１１と同一構成のディジタルハードウェアに入力され
て各相のＰＷＭパルスに変換される。例えば、Ｕ相につ
いて言えば、ＣＰＵの一演算周期内で４段階に変化する
電圧指令ｖ_u1 ^*〜ｖ_u4 ^*が、図１１における電圧補間演算
手段１１の出力信号に相当する。

【００４９】本実施形態において、角度補間演算手段１
２は、前回角度指令θ_n-1 ^*及び今回角度指令θ_n ^*を用い
て数式５または数式６または数式７の補間演算を行い、
ｄ−ｑ軸直交回転座標成分から静止座標成分への回転座
標変換を行う際の角度指令をθ_1n ^*，θ_2n ^*，θ_3n ^*，θ
_4n ^*と４段階に変化させて出力する。つまり、請求項４
の発明では数式５により、請求項５の発明では数式６に
より、請求項６の発明では数式７により角度補間演算を
行って角度指令θ_1n ^*，θ_2n ^*，θ_3n ^*，θ_4n ^*を求める。

【００５０】回転座標変換手段１３は、ＰＷＭ電力変換
器において正弦波の出力電圧をｄ−ｑ軸直交座標成分に
分離して個別に制御する場合に、電圧指令を直交座標成
分に分離してなるｄ軸電圧指令ｖ_1d ^*、ｑ軸電圧指令ｖ
_1q ^*を入力として、角度指令θ _1n ^*，θ_2n ^*，θ_3n ^*，θ_4n
^*に基づいて回転座標変換を行う。そして、この座標変
換後の静止座標成分を次段の２／３相変換手段１４によ
り三相成分に変換し、電圧指令ｖ_u1 ^*，ｖ_v1 ^*，ｖ_w1 ^*，
同ｖ_u2 ^*，ｖ_v2 ^*，ｖ_w2 ^*，同ｖ_u3 ^*，ｖ_v3 ^*，ｖ_w3 ^*，同ｖ
_u4 ^*，ｖ_v4 ^*，ｖ_w4 ^*を求める。ここで、補間される角度
指令に基づいた回転座標変換及び２／３相変換は、一括
して補間される角度指令θ_1n ^*〜θ_4n ^*のうち、θ_1n ^*に
よる座標変換によってｖ_u1 ^*，ｖ_v1 ^*，ｖ_w1 ^*が、θ_2n ^*に
よる座標変換によってｖ_u2 ^*，ｖ_v2 ^*，ｖ_w2 ^*が、θ_3n ^*に
よる座標変換によってｖ_u3 ^*，ｖ_v3 ^*，ｖ_w3 ^*が、θ_4n ^*に
よる座標変換によってｖ_u4 ^*，ｖ_v4 ^*，ｖ_w4 ^*がそれぞれ
求められる。

【００５１】図１３は、請求項７〜請求項９に記載した
発明の実施形態が適用される機能ブロック図である。こ
の図も図１１におけるソフトウェア部分のみを示してお
り、２／３相変換手段１４から出力される三相各相の電
圧指令ｖ_u1 ^*〜ｖ_u4 ^*，ｖ_v1 ^*〜ｖ_v4 ^*，ｖ_w1 ^*〜ｖ_w4 ^*は、
図１１と同様にディジタルハードウェアによりＰＷＭパ
ルスに変換される。

【００５２】この実施形態では、ｄ軸電圧指令の今回値
ｖ_1dn ^*及び前回値ｖ_1dn-1 ^*、ｑ軸電圧指令の今回値ｖ
_1qn ^*及び前回値ｖ_1qn-1 ^*を用いて、請求項７の発明では
数式８及びｄ軸成分に関する同様の数式により、請求項
８の発明では数式９及びｄ軸成分に関する同様の数式に
より、請求項９の発明では数式１０及びｄ軸成分に関す
る同様の数式により、それぞれｄ軸成分、ｑ軸成分ごと
に補間演算を行ってｄ軸電圧指令ｖ_1d1n ^*〜ｖ_1d4n ^*及び
ｑ軸電圧指令ｖ_1q1n ^*〜ｖ_1q4n ^*を求める。これらのｄ軸
電圧指令ｖ_1d1n ^*〜ｖ_1d4n ^*及びｑ軸電圧指令ｖ_1q1n ^*〜
ｖ_1q4n ^*は、回転座標変換手段１６において角度指令θ_n
^*により回転座標成分から静止座標成分へ変換され、こ
れらの静止座標成分が次段の２／３相変換手段１４によ
り三相成分に変換されて電圧指令ｖ_u1 ^*，ｖ_v1 ^*，
ｖ_w1 ^*，同ｖ_u2 ^*，ｖ_v2 ^*，ｖ_w2 ^*，同ｖ_u3 ^*，ｖ_v3 ^*，ｖ_w3
^*，同ｖ_u4 ^*，ｖ_v4 ^*，ｖ_w4 ^*が求められる。

【００５３】ここで、回転座標変換及び２／３相変換
は、一括して補間される電圧指令ｖ_1d _1n ^*〜ｖ_1d4n ^*及び
ｖ_1q1n ^*〜ｖ_1q4n ^*のうち、ｖ_1d1n ^*，ｖ_1q1n ^*に基づいて
ｖ_u1 ^*，ｖ_v1 ^*，ｖ_w1 ^*が、ｖ_1d2n ^*，ｖ_1q2n ^*に基づいて
ｖ_u2 ^*，ｖ_v2 ^*，ｖ_w2 ^*が、ｖ_1d3 _n ^*，ｖ_1q3n ^*に基づいて
ｖ_u3 ^*，ｖ_v3 ^*，ｖ_w3 ^*が、ｖ_1d4n ^*，ｖ_1q4n ^*に基づいて
ｖ _u4 ^*，ｖ_v4 ^*，ｖ_w4 ^*がそれぞれ求められる。

【００５４】図１４は、請求項１０〜請求項１２に記載
した発明の実施形態が適用される機能ブロック図であ
る。この図も図１１におけるソフトウェア部分のみを示
しており、２／３相変換手段１４から出力される三相各
相の電圧指令ｖ_u1 ^*〜ｖ_u4 ^*，ｖ_v1 ^*〜ｖ_v4 ^*，ｖ_w1 ^*〜ｖ
_w4 ^*は、図１１と同様にディジタルハードウェアにより
ＰＷＭパルスに変換される。

【００５５】この実施形態では、ｄ軸電圧指令の今回値
ｖ_1dn ^*及び前回値ｖ_1dn-1 ^*、ｑ軸電圧指令の今回値ｖ
_1qn ^*及び前回値ｖ_1qn-1 ^*を用いて、請求項１０の発明で
は数式８及びｄ軸成分に関する同様の数式により、請求
項１１の発明では数式９及びｄ軸成分に関する同様の数
式により、請求項１２の発明では数式１０及びｄ軸成分
に関する同様の数式により、それぞれｄ軸成分、ｑ軸成
分ごとに補間演算を行ってｄ軸電圧指令ｖ_1d1n ^*〜ｖ
_1d4n ^*及びｑ軸電圧指令ｖ_1q1n ^*〜ｖ_1q4n ^*を求める。こ
れらのｄ軸電圧指令ｖ_1d1n ^*〜ｖ_1d4n ^*及びｑ軸電圧指令
ｖ_1q1n ^*〜ｖ_1q4n ^*は、回転座標変換手段１６に入力され
て回転座標成分から静止座標成分へ座標変換される。そ
の際の角度指令θ_1n ^*〜θ_4n ^*は、請求項１０の発明では
数式５により、請求項１１の発明では数式６により、請
求項１２の発明では数式７により、何れも前回の角度指
令θ_n-1 ^*及び今回の角度指令θ_n ^*を用いて演算される。

【００５６】ここで、回転座標変換及び２／３相変換
は、電圧指令ｖ_1d1n ^*，ｖ_1q1n ^*及び角度指令θ_1n ^*に基
づいてｖ_u1 ^*，ｖ_v1 ^*，ｖ_w1 ^*が、ｖ_1d2n ^*，ｖ_1q2n ^*及び
θ_2n ^*に基づいてｖ_u2 ^*，ｖ_v2 ^*，ｖ_w2 ^*が、ｖ_1d3n ^*，ｖ
_1q3n ^*及びθ_3n ^*に基づいてｖ_u3 ^*，ｖ_v3 ^*，ｖ_w3 ^*が、ｖ
_1d4n ^*，ｖ_1q4n ^*及びθ_4n ^*に基づいてｖ_u4 ^*，ｖ_v4 ^*，ｖ
_w4 ^*がそれぞれ求められる。

【００５７】

【発明の効果】以上詳述したように、本発明によれば、
ＣＰＵの一演算周期内の出力電圧指令を予め複数段階に
補間することにより出力電圧の時間軸方向の分解能を高
めることができ、高速のＣＰＵを用いる等の方法を採ら
ずにＰＷＭ電力変換器から正弦波状の電圧ひいては電流
を出力させることが可能である。これにより、負荷のト
ルクリプルや回転ムラ、騒音の低減に寄与することがで
きる。

【００５８】また、請求項１〜請求項１２の何れの発明
においても、比較的簡単な演算によって出力電圧指令や
角度指令についての段階的な補間が可能である。特に、
請求項２の発明では請求項１の発明よりも制御上の無駄
時間を短くすることができ、請求項３の発明では請求項
１の発明に対して無駄時間を１／２とし、また、請求項
２の発明よりも高精度に補間を行うことができる。更
に、前述したごとく、請求項４の発明に対する請求項
５，６の発明、請求項７の発明に対する請求項８，９の
発明、請求項１０の発明に対する請求項１１，１２の発
明についても、同様に無駄時間を短縮すると共に補間精
度を高める効果がある。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明の基本となる出力電圧指令の発生パター
ンの説明図である。

【図２】請求項１の発明における補間方法の説明図であ
る。

【図３】請求項２の発明における補間方法の説明図であ
る。

【図４】請求項３の発明における補間方法の説明図であ
る。

【図５】請求項４の発明における補間方法の説明図であ
る。

【図６】請求項５の発明における補間方法の説明図であ
る。

【図７】請求項６の発明における補間方法の説明図であ
る。

【図８】請求項７の発明における補間方法の説明図であ
る。

【図９】請求項８の発明における補間方法の説明図であ
る。

【図１０】請求項９の発明における補間方法の説明図で
ある。

【図１１】請求項１〜請求項３に記載した発明の実施形
態が適用される機能ブロック図である。

【図１２】請求項４〜請求項６に記載した発明の実施形
態が適用される機能ブロック図である。

【図１３】請求項７〜請求項９に記載した発明の実施形
態が適用される機能ブロック図である。

【図１４】請求項１０〜請求項１２に記載した発明の実
施形態が適用される機能ブロック図である。

【図１５】従来技術を説明するための、電圧指令波形の
一例を示す図である。

【図１６】従来技術を説明するための、出力電圧指令、
ＣＰＵ割り込み信号、キャリアのタイミングを示す図で
ある。

【符号の説明】

１１，１５電圧補間演算手段１２角度補間演算手段１３，１６回転座標変換手段１４２／３相変換手段２１〜２４レジスタ３０データセレクタ４０セレクト信号発生器５０キャリア発生器６０比較器

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者松本吉弘神奈川県川崎市川崎区田辺新田１番１号富士電機株式会社内Ｆターム(参考） 5H007 AA01 DB02 DB07 EA13 EA15 5H740 BC06 JA23 JA28

Claims

【特許請求の範囲】

【請求項１】演算手段により一定周期で演算される複
数の出力電圧指令（以下、基準電圧指令という）を複数
の出力電圧指令（以下、補間電圧指令という）により補
間し、これらの補間電圧指令をキャリアと比較してＰＷ
Ｍパルスを発生させるＰＷＭパルスの発生方法におい
て、前回演算した基準電圧指令と今回演算した基準電圧指令
とを直線近似してその間の複数の補間電圧指令を生成す
ることを特徴とするＰＷＭパルスの発生方法。
【請求項２】演算手段により一定周期で演算される複
数の出力電圧指令（以下、基準電圧指令という）を複数
の出力電圧指令（以下、補間電圧指令という）により補
間し、これらの補間電圧指令をキャリアと比較してＰＷ
Ｍパルスを発生させるＰＷＭパルスの発生方法におい
て、前回演算した基準電圧指令と今回演算した基準電圧指令
と次回演算される基準電圧指令とを直線近似して今回演
算した基準電圧指令と次回演算される基準電圧指令との
間の複数の補間電圧指令を生成することを特徴とするＰ
ＷＭパルスの発生方法。
【請求項３】演算手段により一定周期で演算される複
数の出力電圧指令（以下、基準電圧指令という）を複数
の出力電圧指令（以下、補間電圧指令という）により補
間し、これらの補間電圧指令をキャリアと比較してＰＷ
Ｍパルスを発生させるＰＷＭパルスの発生方法におい
て、前回演算した基準電圧指令と今回演算した基準電圧指令
と次回演算される基準電圧指令とを直線近似すると共
に、前回演算した基準電圧指令と今回演算した基準電圧
指令との平均値を求め、この平均値を第１の補間電圧指
令としてそれ以降の複数の補間電圧指令を生成すること
を特徴とするＰＷＭパルスの発生方法。
【請求項４】演算手段により一定周期で演算される複
数の出力電圧指令（以下、基準電圧指令という）を複数
の出力電圧指令（以下、補間電圧指令という）により補
間し、これらの補間電圧指令をキャリアと比較してＰＷ
Ｍパルスを発生させるＰＷＭパルスの発生方法におい
て、正弦波の出力電圧を直交二軸回転座標成分に分離して個
別に制御する場合の、前記回転座標成分を静止座標成分
へ変換する回転座標変換の角度指令を導入し、回転座標変換に使用する角度指令の前回値と今回値とを
用いた演算により複数の角度指令を生成し、これらの角
度指令を用いて回転座標変換を行うことにより、前回演
算した基準電圧指令と今回演算した基準電圧指令との間
の複数の補間電圧指令を生成することを特徴とするＰＷ
Ｍパルスの発生方法。
【請求項５】演算手段により一定周期で演算される複
数の出力電圧指令（以下、基準電圧指令という）を複数
の出力電圧指令（以下、補間電圧指令という）により補
間し、これらの補間電圧指令をキャリアと比較してＰＷ
Ｍパルスを発生させるＰＷＭパルスの発生方法におい
て、正弦波の出力電圧を直交二軸回転座標成分に分離して個
別に制御する場合の、前記回転座標成分を静止座標成分
へ変換する回転座標変換の角度指令を導入し、回転座標変換に使用する角度指令の前回値と今回値とを
用いた演算により複数の角度指令を生成し、これらの角
度指令を用いて回転座標変換を行うことにより、今回演
算した基準電圧指令と次回の基準電圧指令との間の複数
の補間電圧指令を生成することを特徴とするＰＷＭパル
スの発生方法。
【請求項６】演算手段により一定周期で演算される複
数の出力電圧指令（以下、基準電圧指令という）を複数
の出力電圧指令（以下、補間電圧指令という）により補
間し、これらの補間電圧指令をキャリアと比較してＰＷ
Ｍパルスを発生させるＰＷＭパルスの発生方法におい
て、正弦波の出力電圧を直交二軸回転座標成分に分離して個
別に制御する場合の、前記回転座標成分を静止座標成分
へ変換する回転座標変換の角度指令を導入し、回転座標変換に使用する角度指令の前回値と今回値との
平均値を求めてそれ以降の複数の角度指令を生成し、こ
れらの角度指令を用いて回転座標変換を行うことによ
り、前回演算した基準電圧指令と今回演算した基準電圧
指令との間の複数の補間電圧指令を生成することを特徴
とするＰＷＭパルスの発生方法。
【請求項７】演算手段により一定周期で演算される複
数の出力電圧指令（以下、基準電圧指令という）を複数
の出力電圧指令（以下、補間電圧指令という）により補
間し、これらの補間電圧指令をキャリアと比較してＰＷ
Ｍパルスを発生させるＰＷＭパルスの発生方法におい
て、正弦波の出力電圧を直交二軸回転座標成分に分離して個
別に制御する場合の、ｄ軸電圧指令及びｑ軸電圧指令を
導入し、前回演算した基準電圧指令成分のｄ軸電圧指令及びｑ軸
電圧指令と今回演算した基準電圧指令成分のｄ軸電圧指
令及びｑ軸電圧指令とをそれぞれ直線近似してその間の
複数のｄ軸電圧指令及びｑ軸電圧指令を生成すると共
に、各ｄ軸電圧指令及びｑ軸電圧指令を回転座標変換するこ
とにより前回演算した基準電圧指令と今回演算した基準
電圧指令との間の複数の補間電圧指令を生成することを
特徴とするＰＷＭパルスの発生方法。
【請求項８】演算手段により一定周期で演算される複
数の出力電圧指令（以下、基準電圧指令という）を複数
の出力電圧指令（以下、補間電圧指令という）により補
間し、これらの補間電圧指令をキャリアと比較してＰＷ
Ｍパルスを発生させるＰＷＭパルスの発生方法におい
て、正弦波の出力電圧を直交二軸回転座標成分に分離して個
別に制御する場合の、ｄ軸電圧指令及びｑ軸電圧指令を
導入し、前回演算した基準電圧指令成分のｄ軸電圧指令及びｑ軸
電圧指令と今回演算した基準電圧指令成分のｄ軸電圧指
令及びｑ軸電圧指令と次回演算される基準電圧指令成分
のｄ軸電圧指令及びｑ軸電圧指令とをそれぞれ直線近似
して今回演算した基準電圧指令成分のｄ軸電圧指令及び
ｑ軸電圧指令と次回演算される基準電圧指令成分のｄ軸
電圧指令及びｑ軸電圧指令との間の複数のｄ軸電圧指令
及びｑ軸電圧指令を生成すると共に、各ｄ軸電圧指令及びｑ軸電圧指令を回転座標変換するこ
とにより今回演算した基準電圧指令と次回演算される基
準電圧指令との間の複数の補間電圧指令を生成すること
を特徴とするＰＷＭパルスの発生方法。
【請求項９】演算手段により一定周期で演算される複
数の出力電圧指令（以下、基準電圧指令という）を複数
の出力電圧指令（以下、補間電圧指令という）により補
間し、これらの補間電圧指令をキャリアと比較してＰＷ
Ｍパルスを発生させるＰＷＭパルスの発生方法におい
て、正弦波の出力電圧を直交二軸回転座標成分に分離して個
別に制御する場合の、ｄ軸電圧指令及びｑ軸電圧指令を
導入し、前回演算した基準電圧指令成分のｄ軸電圧指令及びｑ軸
電圧指令と今回演算した基準電圧指令成分のｄ軸電圧指
令及びｑ軸電圧指令と次回演算される基準電圧指令成分
のｄ軸電圧指令及びｑ軸電圧指令とをそれぞれ直線近似
して前回演算した基準電圧指令成分のｄ軸電圧指令及び
ｑ軸電圧指令と今回演算した基準電圧指令成分のｄ軸電
圧指令及びｑ軸電圧指令との平均値をそれぞれ求め、これらの平均値以降のｄ軸電圧指令及びｑ軸電圧指令を
用いて回転座標変換することにより複数の補間電圧指令
を生成することを特徴とするＰＷＭパルスの発生方法。
【請求項１０】演算手段により一定周期で演算される
複数の出力電圧指令（以下、基準電圧指令という）を複
数の出力電圧指令（以下、補間電圧指令という）により
補間し、これらの補間電圧指令をキャリアと比較してＰ
ＷＭパルスを発生させるＰＷＭパルスの発生方法におい
て、正弦波の出力電圧を直交二軸回転座標成分に分離して個
別に制御する場合の、前記回転座標成分を静止座標成分
へ変換する回転座標変換の角度指令を導入し、前回演算した基準電圧指令成分のｄ軸電圧指令及びｑ軸
電圧指令と今回演算した基準電圧指令成分のｄ軸電圧指
令及びｑ軸電圧指令とをそれぞれ直線近似してその間の
複数のｄ軸電圧指令及びｑ軸電圧指令を生成すると共
に、生成した各ｄ軸電圧指令及びｑ軸電圧指令を、回転座標
変換に使用する角度指令の前回値と今回値とを用いた演
算により生成した複数の角度指令を用いて回転座標変換
することにより、前回演算した基準電圧指令と今回演算
した基準電圧指令との間の複数の補間電圧指令を生成す
ることを特徴とするＰＷＭパルスの発生方法。
【請求項１１】演算手段により一定周期で演算される
複数の出力電圧指令（以下、基準電圧指令という）を複
数の出力電圧指令（以下、補間電圧指令という）により
補間し、これらの補間電圧指令をキャリアと比較してＰ
ＷＭパルスを発生させるＰＷＭパルスの発生方法におい
て、正弦波の出力電圧を直交二軸回転座標成分に分離して個
別に制御する場合の、前記回転座標成分を静止座標成分
へ変換する回転座標変換の角度指令を導入し、前回演算
した基準電圧指令成分のｄ軸電圧指令及びｑ軸電圧指令
と今回演算した基準電圧指令成分のｄ軸電圧指令及びｑ
軸電圧指令と次回演算される基準電圧指令成分のｄ軸電
圧指令及びｑ軸電圧指令とをそれぞれ直線近似して今回
演算した基準電圧指令成分のｄ軸電圧指令及びｑ軸電圧
指令と次回演算される基準電圧指令成分のｄ軸電圧指令
及びｑ軸電圧指令との間の複数のｄ軸電圧指令及びｑ軸
電圧指令を生成すると共に、生成した各ｄ軸電圧指令及びｑ軸電圧指令を、回転座標
変換に使用する角度指令の前回値と今回値とを用いた演
算により生成した複数の角度指令を用いて回転座標変換
することにより、今回演算した基準電圧指令と次回の基
準電圧指令との間の複数の補間電圧指令を生成すること
を特徴とするＰＷＭパルスの発生方法。
【請求項１２】演算手段により一定周期で演算される
複数の出力電圧指令（以下、基準電圧指令という）を複
数の出力電圧指令（以下、補間電圧指令という）により
補間し、これらの補間電圧指令をキャリアと比較してＰ
ＷＭパルスを発生させるＰＷＭパルスの発生方法におい
て、正弦波の出力電圧を直交二軸回転座標成分に分離して個
別に制御する場合の、前記回転座標成分を静止座標成分
へ変換する回転座標変換の角度指令を導入し、前回演算した基準電圧指令成分のｄ軸電圧指令及びｑ軸
電圧指令と今回演算した基準電圧指令成分のｄ軸電圧指
令及びｑ軸電圧指令と次回演算される基準電圧指令成分
のｄ軸電圧指令及びｑ軸電圧指令とをそれぞれ直線近似
して前回演算した基準電圧指令成分のｄ軸電圧指令及び
ｑ軸電圧指令と今回演算した基準電圧指令成分のｄ軸電
圧指令及びｑ軸電圧指令との平均値をそれぞれ求め、こ
れらの平均値以降のｄ軸電圧指令及びｑ軸電圧指令を生
成すると共に、生成した各ｄ軸電圧指令及びｑ軸電圧指令を、回転座標
変換に使用する角度指令の前回値と今回値との平均値を
求めてそれ以降につき生成した複数の角度指令を用いて
回転座標変換することにより、前回演算した基準電圧指
令と今回演算した基準電圧指令との間の複数の補間電圧
指令を生成することを特徴とするＰＷＭパルスの発生方
法。