JP2000116115A - Ｐｗｍ電力変換装置 - Google Patents
Ｐｗｍ電力変換装置Info
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- H02M7/42—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal
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- H02M7/48—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
- H02M7/53—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal
- H02M7/537—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only, e.g. single switched pulse inverters
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- H02M7/539—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only, e.g. single switched pulse inverters with automatic control of output wave form or frequency
- H02M7/5395—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only, e.g. single switched pulse inverters with automatic control of output wave form or frequency by pulse-width modulation
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- Power Engineering (AREA)
- Inverter Devices (AREA)
- Power Conversion In General (AREA)
Abstract
(57)【要約】
【課題】 出力電圧が低い場合でも、フィードバック制
御などすることなく、出力電圧誤差を低減し得るように
する。 【解決手段】 例えば電圧指令に対し、高周波発生手段
３からの高周波信号を加算する加算器１を設け、その出
力にもとづきＰＷＭ発生手段２によりキャリア比較方式
または空間ベクトル方式などによってＰＷＭ信号を出力
し、スイッチング素子を駆動することで、所望の出力電
圧を得られるようにする。
御などすることなく、出力電圧誤差を低減し得るように
する。 【解決手段】 例えば電圧指令に対し、高周波発生手段
３からの高周波信号を加算する加算器１を設け、その出
力にもとづきＰＷＭ発生手段２によりキャリア比較方式
または空間ベクトル方式などによってＰＷＭ信号を出力
し、スイッチング素子を駆動することで、所望の出力電
圧を得られるようにする。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】この発明は、スイッチング素
子を用いて構成され、そのオン時間，オフ時間を制御し
て所望の出力電圧を得る、いわゆるパルス幅変調（ＰＷ
Ｍ）方式を採用したＰＷＭ電力変換装置、特にＰＷＭ信
号を発生する部分がデジタルハードウエアからなるもの
において、特に出力電圧が低い時に発生する出力電圧の
リプルまたは誤差を低減し得るようにしたＰＷＭ電力変
換装置に関する。
子を用いて構成され、そのオン時間，オフ時間を制御し
て所望の出力電圧を得る、いわゆるパルス幅変調（ＰＷ
Ｍ）方式を採用したＰＷＭ電力変換装置、特にＰＷＭ信
号を発生する部分がデジタルハードウエアからなるもの
において、特に出力電圧が低い時に発生する出力電圧の
リプルまたは誤差を低減し得るようにしたＰＷＭ電力変
換装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】電力変換装置では、所望の出力電圧を得
るための制御方法として、ＰＷＭ方式が広く使用されて
いる。ＰＷＭ方式は所望の電圧指令に比例した時間、ス
イッチング素子をオンさせる方法で、その方式にはキャ
リア比較方式，空間ベクトル方式等が広く知られてい
る。前者は一般の電力変換装置をＰＷＭ制御する場合に
使用でき、搬送波信号（キャリア）と電圧指令値を比較
することにより、所望のパルス幅を得るものであり、後
者は多相交流をインバータなどの電力変換器により出力
するときに使用でき、電圧または磁束の空間ペクトルに
基づいて、単位時間あたりのスイッチング素子のオン時
間を決定するものである。
るための制御方法として、ＰＷＭ方式が広く使用されて
いる。ＰＷＭ方式は所望の電圧指令に比例した時間、ス
イッチング素子をオンさせる方法で、その方式にはキャ
リア比較方式，空間ベクトル方式等が広く知られてい
る。前者は一般の電力変換装置をＰＷＭ制御する場合に
使用でき、搬送波信号（キャリア）と電圧指令値を比較
することにより、所望のパルス幅を得るものであり、後
者は多相交流をインバータなどの電力変換器により出力
するときに使用でき、電圧または磁束の空間ペクトルに
基づいて、単位時間あたりのスイッチング素子のオン時
間を決定するものである。
【０００３】前者のキャリア比較方式としては、例えば
「電気工学ハンドブック」昭和６３年２月２８日，電気
学会発行，ｐｐ７２７〜７２８の５．２．３ＰＷＭ制御
の項、また、後者の空間ベクトル方式としては、例えば
「ＡＣサーボシステムの理論と設計の実際」１９９１年
８月１０日，総合電子出版社発行，ｐｐ４７〜５３の
“瞬時空間磁束鎖交数ベクトル円軌跡ＰＷＭの原理と特
性”の項などにより広く知られているので、詳細は省略
する。
「電気工学ハンドブック」昭和６３年２月２８日，電気
学会発行，ｐｐ７２７〜７２８の５．２．３ＰＷＭ制御
の項、また、後者の空間ベクトル方式としては、例えば
「ＡＣサーボシステムの理論と設計の実際」１９９１年
８月１０日，総合電子出版社発行，ｐｐ４７〜５３の
“瞬時空間磁束鎖交数ベクトル円軌跡ＰＷＭの原理と特
性”の項などにより広く知られているので、詳細は省略
する。
【０００４】近年、デジタル技術の発達により、ＰＷＭ
部でも低コスト化のためデジタルハードウエアを使用す
る傾向にある。例えばキャリア比較方式のデジタルハー
ドウエアでは、電圧指令やキャリアの瞬時値は離散化し
た値として扱われ、キャリア波形や電圧指令波形は、Ｄ
−Ａ（デジタルーアナログ）変換し、アナログで表示す
ると階段状の波形となる。このとき、階段１ステップ分
の大きさ（値）を出力電圧に換算した値を、ＰＷＭ分解
能と呼ぶ。図６は分解能がｄn の場合のキャリア１周期
平均当たりの出力電圧ｖout を示しており、出力電圧ｖ
out はｄn 毎に階段状となる。したがって、ｄn を小さ
くすることで、離散化する時に発生する量子化誤差を小
さくすることができる。
部でも低コスト化のためデジタルハードウエアを使用す
る傾向にある。例えばキャリア比較方式のデジタルハー
ドウエアでは、電圧指令やキャリアの瞬時値は離散化し
た値として扱われ、キャリア波形や電圧指令波形は、Ｄ
−Ａ（デジタルーアナログ）変換し、アナログで表示す
ると階段状の波形となる。このとき、階段１ステップ分
の大きさ（値）を出力電圧に換算した値を、ＰＷＭ分解
能と呼ぶ。図６は分解能がｄn の場合のキャリア１周期
平均当たりの出力電圧ｖout を示しており、出力電圧ｖ
out はｄn 毎に階段状となる。したがって、ｄn を小さ
くすることで、離散化する時に発生する量子化誤差を小
さくすることができる。
【０００５】キャリアは、例えばＣＰＵクロックをアッ
プダウンカウンタで積算することにより得られる。キャ
リア周波数を高くする場合、カウントする回数は減少す
るので、高いキャリア周波数ほどＰＷＭ分解能は低下
し、量子化誤差は大きくなる。ｄn が十分小さければ、
出力電圧が十分大きい場合、この量子化誤差は問題とは
ならないが、出力電圧が小さい場合、特に電動機駆動に
おいて、低速回転時は出力電圧が低いので、相対的に電
圧誤差は大きくなりトルクリプル，回転むらが発生す
る。
プダウンカウンタで積算することにより得られる。キャ
リア周波数を高くする場合、カウントする回数は減少す
るので、高いキャリア周波数ほどＰＷＭ分解能は低下
し、量子化誤差は大きくなる。ｄn が十分小さければ、
出力電圧が十分大きい場合、この量子化誤差は問題とは
ならないが、出力電圧が小さい場合、特に電動機駆動に
おいて、低速回転時は出力電圧が低いので、相対的に電
圧誤差は大きくなりトルクリプル，回転むらが発生す
る。
【０００６】図７に出力電圧誤差を小さくするための従
来例を示す。これは、出力電圧誤差を小さくするため
に、出力電圧を出力電圧検出手段１２によって検出し、
これをフィードバック制御すべく出力電圧の指令値とと
もに電圧調節器（ＡＶＲ）１１に入力し、ＰＷＭパルス
を発生させる指令値を補正することで、所望の出力電圧
を得るようにしたものである。ＰＷＭ方式としては、キ
ャリア発生手段５と比較器６とによるキャリア比較方式
が用いられている。
来例を示す。これは、出力電圧誤差を小さくするため
に、出力電圧を出力電圧検出手段１２によって検出し、
これをフィードバック制御すべく出力電圧の指令値とと
もに電圧調節器（ＡＶＲ）１１に入力し、ＰＷＭパルス
を発生させる指令値を補正することで、所望の出力電圧
を得るようにしたものである。ＰＷＭ方式としては、キ
ャリア発生手段５と比較器６とによるキャリア比較方式
が用いられている。
【０００７】
【発明が解決しようとする課題】量子化誤差を小さくす
るために、図７のようなフィードバック制御を行なうこ
とはセンサ分のコスト高を招くことになる。特に、電圧
検出は主回路との絶縁が必要であり、絶縁アンプは高価
なためコストが著しく上昇する。また、ＣＰＵクロック
を高くするすることで分解能ｄn を小さくする方法は、
高価なＣＰＵを必要とし好ましくない。したがって、こ
の発明の課題は、電圧フィードバック制御をしないオー
プンループ制御により、出力電圧が低い場合でも低コス
トで所望の電圧を得られるようにすることにある。
るために、図７のようなフィードバック制御を行なうこ
とはセンサ分のコスト高を招くことになる。特に、電圧
検出は主回路との絶縁が必要であり、絶縁アンプは高価
なためコストが著しく上昇する。また、ＣＰＵクロック
を高くするすることで分解能ｄn を小さくする方法は、
高価なＣＰＵを必要とし好ましくない。したがって、こ
の発明の課題は、電圧フィードバック制御をしないオー
プンループ制御により、出力電圧が低い場合でも低コス
トで所望の電圧を得られるようにすることにある。
【０００８】
【課題を解決するための手段】このような課題を解決す
べく、請求項１の発明では、パルス幅変調（ＰＷＭ）を
デジタル的に行なうパルス幅変調手段をハードウエアと
して備え、所望の出力電圧を得るＰＷＭ電力変換装置に
おいて、前記パルス幅変調手段によってＰＷＭパルスを
得るに当たり、指令値に対し指令値よりも高い周波数を
持つ信号を重畳することを特徴としている。
べく、請求項１の発明では、パルス幅変調（ＰＷＭ）を
デジタル的に行なうパルス幅変調手段をハードウエアと
して備え、所望の出力電圧を得るＰＷＭ電力変換装置に
おいて、前記パルス幅変調手段によってＰＷＭパルスを
得るに当たり、指令値に対し指令値よりも高い周波数を
持つ信号を重畳することを特徴としている。
【０００９】請求項２の発明では、パルス幅変調（ＰＷ
Ｍ）をデジタル的に行なうパルス幅変調手段をハードウ
エアとして備え、所望の出力電圧を得るＰＷＭ電力変換
装置において、前記パルス幅変調手段により指令値とキ
ャリア信号とを比較してＰＷＭパルスを得るに当たり、
前記キャリア信号に対し指令値よりも高い周波数を持つ
高周波信号を重畳することを特徴としている。
Ｍ）をデジタル的に行なうパルス幅変調手段をハードウ
エアとして備え、所望の出力電圧を得るＰＷＭ電力変換
装置において、前記パルス幅変調手段により指令値とキ
ャリア信号とを比較してＰＷＭパルスを得るに当たり、
前記キャリア信号に対し指令値よりも高い周波数を持つ
高周波信号を重畳することを特徴としている。
【００１０】請求項３の発明では、パルス幅変調（ＰＷ
Ｍ）をデジタル的に行なうパルス幅変調手段をハードウ
エアとして備え、所望の出力電圧を得る多相のＰＷＭ電
力変換装置において、前記パルス幅変調手段により指令
値とキャリア信号とを比較して各相対応のＰＷＭパルス
を得るに当たり、各相対応の指令値に対し指令値よりも
高い周波数を持つ信号を重畳することを特徴としてい
る。
Ｍ）をデジタル的に行なうパルス幅変調手段をハードウ
エアとして備え、所望の出力電圧を得る多相のＰＷＭ電
力変換装置において、前記パルス幅変調手段により指令
値とキャリア信号とを比較して各相対応のＰＷＭパルス
を得るに当たり、各相対応の指令値に対し指令値よりも
高い周波数を持つ信号を重畳することを特徴としてい
る。
【００１１】請求項４の発明では、パルス幅変調（ＰＷ
Ｍ）をデジタル的に行なうパルス幅変調手段をハードウ
エアとして備え、所望の出力電圧を得る多相のＰＷＭ電
力変換装置において、前記パルス幅変調手段により指令
値とキャリア信号とを比較して各相対応のＰＷＭパルス
を得るに当たり、前記キャリア信号に対し指令値よりも
高い周波数を持つ信号を重畳することを特徴としてい
る。
Ｍ）をデジタル的に行なうパルス幅変調手段をハードウ
エアとして備え、所望の出力電圧を得る多相のＰＷＭ電
力変換装置において、前記パルス幅変調手段により指令
値とキャリア信号とを比較して各相対応のＰＷＭパルス
を得るに当たり、前記キャリア信号に対し指令値よりも
高い周波数を持つ信号を重畳することを特徴としてい
る。
【００１２】請求項５の発明では、パルス幅変調（ＰＷ
Ｍ）をデジタル的に行なうパルス幅変調手段をハードウ
エアとして備え、所望の出力電圧を得る多相のＰＷＭ電
力変換装置において、前記パルス幅変調手段により指令
値とキャリア信号とを比較して各相対応のＰＷＭパルス
を得るに当たり、各相指令値の零相分として指令値より
も高い周波数を持つ信号を重畳することを特徴としてい
る。
Ｍ）をデジタル的に行なうパルス幅変調手段をハードウ
エアとして備え、所望の出力電圧を得る多相のＰＷＭ電
力変換装置において、前記パルス幅変調手段により指令
値とキャリア信号とを比較して各相対応のＰＷＭパルス
を得るに当たり、各相指令値の零相分として指令値より
も高い周波数を持つ信号を重畳することを特徴としてい
る。
【００１３】上記請求項２〜５の発明においては、前記
重畳する信号の周期を、キャリア周期の公倍数とするこ
とができる（請求項６の発明）。また、上記請求項２〜
６の発明においては、前記重畳する信号として、三角波
を用いることができる（請求項７の発明）。さらに、上
記請求項２〜７の発明においては、前記重畳する信号の
振幅を、指令値またはキャリアの分解能の１／２以上と
することができる（請求項８の発明）。
重畳する信号の周期を、キャリア周期の公倍数とするこ
とができる（請求項６の発明）。また、上記請求項２〜
６の発明においては、前記重畳する信号として、三角波
を用いることができる（請求項７の発明）。さらに、上
記請求項２〜７の発明においては、前記重畳する信号の
振幅を、指令値またはキャリアの分解能の１／２以上と
することができる（請求項８の発明）。
【００１４】
【発明の実施の形態】図１はこの発明の第１の実施の形
態を示すブロック図である。これは、加算器１、ＰＷＭ
パルス発生手段２および高周波信号発生手段３等より構
成され、加算器１では電圧指令値に高周波信号発生手段
３からの高周波信号が加算され、ＰＷＭパルス発生手段
２ではこの高周波信号が加算された電圧指令値にもとづ
きＰＷＭパルスを発生させる。ＰＷＭパルス発生手段２
としては、キャリア比較方式，空間ベクトル方式のいず
れをも用いることができる。
態を示すブロック図である。これは、加算器１、ＰＷＭ
パルス発生手段２および高周波信号発生手段３等より構
成され、加算器１では電圧指令値に高周波信号発生手段
３からの高周波信号が加算され、ＰＷＭパルス発生手段
２ではこの高周波信号が加算された電圧指令値にもとづ
きＰＷＭパルスを発生させる。ＰＷＭパルス発生手段２
としては、キャリア比較方式，空間ベクトル方式のいず
れをも用いることができる。
【００１５】図２は図１の原理説明図である。すなわ
ち、図２（ａ）のように電圧指令値ｖ* に高周波信号を
重畳することにより、従来ではｄn-1 ，ｄn ，ｄn+1 等
で指令値ｖ* は変化しないものとされていたのに対し、
この例ではｄn-1 ，ｄn ，ｄn+1 の各々で４回ずつ指令
値ｖ* が変化するものとして変化回数を増加させ、平均
的に電圧指令の分解能を４倍に上げたものであり、これ
によって、出力電圧の量子化誤差を低減することが可能
となる。なお、図２（ｂ）は出力電圧波形ｖout を示し
ている。
ち、図２（ａ）のように電圧指令値ｖ* に高周波信号を
重畳することにより、従来ではｄn-1 ，ｄn ，ｄn+1 等
で指令値ｖ* は変化しないものとされていたのに対し、
この例ではｄn-1 ，ｄn ，ｄn+1 の各々で４回ずつ指令
値ｖ* が変化するものとして変化回数を増加させ、平均
的に電圧指令の分解能を４倍に上げたものであり、これ
によって、出力電圧の量子化誤差を低減することが可能
となる。なお、図２（ｂ）は出力電圧波形ｖout を示し
ている。
【００１６】図２（ａ）のように、電圧指令値ｖ* に重
畳される高周波信号は、その観点を変えれば、キャリア
比較方式のキャリアと見なすことができる。キャリア比
較方式のキャリアは、通常のこぎり波，正弦波，三角波
などであるが、三角波を用いた場合が出力電圧に発生す
る高調波が少ないことが、波形分析結果からも明らかと
なっている。そこで、ここでも重畳する高周波信号とし
て三角波を使用すれば、重畳する高周波信号により発生
する高調波を最小に抑えることが可能となる。
畳される高周波信号は、その観点を変えれば、キャリア
比較方式のキャリアと見なすことができる。キャリア比
較方式のキャリアは、通常のこぎり波，正弦波，三角波
などであるが、三角波を用いた場合が出力電圧に発生す
る高調波が少ないことが、波形分析結果からも明らかと
なっている。そこで、ここでも重畳する高周波信号とし
て三角波を使用すれば、重畳する高周波信号により発生
する高調波を最小に抑えることが可能となる。
【００１７】また、高周波信号によりｄn-1 ，ｄn ，ｄ
n+1 間でＰＷＭを行なうものと見なせば、高周波信号の
ｐｅａｋ−ｔｏ−ｐｅａｋをキャリアまたは指令値の分
解能以上、換言すれば高周波信号の振幅をキャリアまた
は指令値の分解能の１／２以上とすれば、高周波信号１
周期に１回の割合で平均的に所望の出力電圧が得られる
ことになる。さらに、重畳する高周波信号の周期をキャ
リア信号の公倍数となるように選ぶことで、重畳した高
周波信号によって発生する高周波電圧が出力電圧に発生
するビート（うなり）を防止することができる。つま
り、高周波信号の１周期内に入るキャリア信号の数に端
数が生じないようにして、ビートの発生を抑制するもの
である。
n+1 間でＰＷＭを行なうものと見なせば、高周波信号の
ｐｅａｋ−ｔｏ−ｐｅａｋをキャリアまたは指令値の分
解能以上、換言すれば高周波信号の振幅をキャリアまた
は指令値の分解能の１／２以上とすれば、高周波信号１
周期に１回の割合で平均的に所望の出力電圧が得られる
ことになる。さらに、重畳する高周波信号の周期をキャ
リア信号の公倍数となるように選ぶことで、重畳した高
周波信号によって発生する高周波電圧が出力電圧に発生
するビート（うなり）を防止することができる。つま
り、高周波信号の１周期内に入るキャリア信号の数に端
数が生じないようにして、ビートの発生を抑制するもの
である。
【００１８】図３はこの発明の第２の実施の形態を示す
ブロック図である。これは、加算器１、高周波信号発生
手段３、キャリア発生手段５および比較器６等から構成
され、加算器１には高周波信号発生手段３とキャリア発
生手段５の各出力が入力されている。すなわち、ＰＷＭ
パルス発生手段としてここではキャリア比較方式が用い
られており、キャリアに高周波信号を重畳することで、
平均的に電圧指令の分解能を上昇させるものである。
ブロック図である。これは、加算器１、高周波信号発生
手段３、キャリア発生手段５および比較器６等から構成
され、加算器１には高周波信号発生手段３とキャリア発
生手段５の各出力が入力されている。すなわち、ＰＷＭ
パルス発生手段としてここではキャリア比較方式が用い
られており、キャリアに高周波信号を重畳することで、
平均的に電圧指令の分解能を上昇させるものである。
【００１９】図４はこの発明の第３の実施の形態を示す
ブロック図である。これは、３相インバータの例であ
り、各相（Ｕ相，Ｖ相，Ｗ相）ごとに加算器１ａ，１
ｂ，１ｃ、高周波信号発生手段３ａ，３ｂ，３ｃおよび
比較器６ａ，６ｂ，６ｃが設けられており、キャリア発
生手段５は共通に配置されている。ＰＷＭパルス発生手
段としてここではキャリア比較方式が用いられており、
各相の電圧指令値に高周波信号を重畳することで、指令
値ｖ* が変化する回数を増加させ平均的に電圧指令の分
解能を上昇させるものである。
ブロック図である。これは、３相インバータの例であ
り、各相（Ｕ相，Ｖ相，Ｗ相）ごとに加算器１ａ，１
ｂ，１ｃ、高周波信号発生手段３ａ，３ｂ，３ｃおよび
比較器６ａ，６ｂ，６ｃが設けられており、キャリア発
生手段５は共通に配置されている。ＰＷＭパルス発生手
段としてここではキャリア比較方式が用いられており、
各相の電圧指令値に高周波信号を重畳することで、指令
値ｖ* が変化する回数を増加させ平均的に電圧指令の分
解能を上昇させるものである。
【００２０】このとき、各相指令値の零相分として高周
波信号を重畳することができ、これによって、重畳する
高周波信号による出力電圧誤差を小さくすることができ
る（電動機を駆動する場合は、そのトルク脈動を小さく
することができる）。また、高周波信号はキャリア信号
に加算するようにしても良い。なお、図４の符号７はデ
ッドタイム生成手段を示し、これは各相の上下アームで
スイッチング素子が同時にオンして短絡状態にならない
ようにするためのもので、この発明には直接関係がない
ので、詳細は省略する。
波信号を重畳することができ、これによって、重畳する
高周波信号による出力電圧誤差を小さくすることができ
る（電動機を駆動する場合は、そのトルク脈動を小さく
することができる）。また、高周波信号はキャリア信号
に加算するようにしても良い。なお、図４の符号７はデ
ッドタイム生成手段を示し、これは各相の上下アームで
スイッチング素子が同時にオンして短絡状態にならない
ようにするためのもので、この発明には直接関係がない
ので、詳細は省略する。
【００２１】図５は出力電圧が２％のとき（１００％は
定格電圧）、高周波信号を重畳した場合と重畳しない場
合における電圧ベクトル軌跡を示す。高周波信号を重畳
しない図５（ａ）の場合はひずみが発生しているが、高
周波信号を重畳した図５（ｂ）場合では、ひずみのほと
んどない円形状になっていることが分かる。
定格電圧）、高周波信号を重畳した場合と重畳しない場
合における電圧ベクトル軌跡を示す。高周波信号を重畳
しない図５（ａ）の場合はひずみが発生しているが、高
周波信号を重畳した図５（ｂ）場合では、ひずみのほと
んどない円形状になっていることが分かる。
【００２２】
【発明の効果】この発明によれば、ＰＷＭ発生手段の分
解能が粗い場合でも、センサにより検出した信号をフィ
ードバックしたりすることなく、電圧指令値の分解能を
向上することが特にコストアップを招くことなく実現で
き、しかも所望の出力電圧を発生することが可能とな
る。その結果、電力変換装置を用いて電動機を低速回転
させる場合等においても、回転むらを誘発することな
く、滑らかな運転を低コストに実現できるという利点が
得られる。
解能が粗い場合でも、センサにより検出した信号をフィ
ードバックしたりすることなく、電圧指令値の分解能を
向上することが特にコストアップを招くことなく実現で
き、しかも所望の出力電圧を発生することが可能とな
る。その結果、電力変換装置を用いて電動機を低速回転
させる場合等においても、回転むらを誘発することな
く、滑らかな運転を低コストに実現できるという利点が
得られる。
【図１】この発明の第１の実施の形態を示すブロック図
である。
である。
【図２】この発明の動作原理説明図である。
【図３】この発明の第２の実施の形態を示すブロック図
である。
である。
【図４】この発明の第３の実施の形態を示すブロック図
である。
である。
【図５】電圧ペクトル軌跡例の比較説明図である。
【図６】従来の出力電圧の波形例説明図である。
【図７】従来例を示すブロック図である。
１，１ａ，１ｂ，１ｃ…加算器、２…ＰＷＭ発生手段、
３，３ａ，３ｂ，３ｃ…高周波信号発生手段、５…キャ
リア発生手段、６，６ａ，６ｂ，６ｃ…比較器、７…デ
ッドタイム生成手段、１１…電圧調節器（ＡＶＲ）、１
２…電圧検出手段。
３，３ａ，３ｂ，３ｃ…高周波信号発生手段、５…キャ
リア発生手段、６，６ａ，６ｂ，６ｃ…比較器、７…デ
ッドタイム生成手段、１１…電圧調節器（ＡＶＲ）、１
２…電圧検出手段。
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者 海田 英俊 神奈川県川崎市川崎区田辺新田１番１号 富士電機株式会社内 Ｆターム(参考） 5H740 BB06 BB09 BB10 BC01 BC02 JA11 JA23 JA25
Claims (8)
- 【請求項１】 パルス幅変調（ＰＷＭ）をデジタル的に
行なうパルス幅変調手段をハードウエアとして備え、所
望の出力電圧を得るＰＷＭ電力変換装置において、 前記パルス幅変調手段によってＰＷＭパルスを得るに当
たり、指令値に対し指令値よりも高い周波数を持つ信号
を重畳することを特徴とするＰＷＭ電力変換装置。 - 【請求項２】 パルス幅変調（ＰＷＭ）をデジタル的に
行なうパルス幅変調手段をハードウエアとして備え、所
望の出力電圧を得るＰＷＭ電力変換装置において、 前記パルス幅変調手段により指令値とキャリア信号とを
比較してＰＷＭパルスを得るに当たり、前記キャリア信
号に対し指令値よりも高い周波数を持つ高周波信号を重
畳することを特徴とするＰＷＭ電力変換装置。 - 【請求項３】 パルス幅変調（ＰＷＭ）をデジタル的に
行なうパルス幅変調手段をハードウエアとして備え、所
望の出力電圧を得る多相のＰＷＭ電力変換装置におい
て、 前記パルス幅変調手段により指令値とキャリア信号とを
比較して各相対応のＰＷＭパルスを得るに当たり、各相
対応の指令値に対し指令値よりも高い周波数を持つ信号
を重畳することを特徴とするＰＷＭ電力変換装置。 - 【請求項４】 パルス幅変調（ＰＷＭ）をデジタル的に
行なうパルス幅変調手段をハードウエアとして備え、所
望の出力電圧を得る多相のＰＷＭ電力変換装置におい
て、 前記パルス幅変調手段により指令値とキャリア信号とを
比較して各相対応のＰＷＭパルスを得るに当たり、前記
キャリア信号に対し指令値よりも高い周波数を持つ信号
を重畳することを特徴とするＰＷＭ電力変換装置。 - 【請求項５】 パルス幅変調（ＰＷＭ）をデジタル的に
行なうパルス幅変調手段をハードウエアとして備え、所
望の出力電圧を得る多相のＰＷＭ電力変換装置におい
て、 前記パルス幅変調手段により指令値とキャリア信号とを
比較して各相対応のＰＷＭパルスを得るに当たり、各相
指令値の零相分として指令値よりも高い周波数を持つ信
号を重畳することを特徴とするＰＷＭ電力変換装置。 - 【請求項６】 前記重畳する信号の周期を、キャリア周
期の公倍数とすることを特徴とする請求項２ないし５の
いずれかに記載のＰＷＭ電力変換装置。 - 【請求項７】 前記重畳する信号として、三角波を用い
ることを特徴とする請求項２ないし６のいずれかに記載
のＰＷＭ電力変換装置。 - 【請求項８】 前記重畳する信号の振幅を、指令値また
はキャリアの分解能の１／２以上とすることを特徴とす
る請求項２ないし７のいずれかに記載のＰＷＭ電力変換
装置。
Priority Applications (4)
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|---|---|---|---|
| JP27922398A JP3497995B2 (ja) | 1998-10-01 | 1998-10-01 | Ｐｗｍ電力変換装置 |
| DE19947128A DE19947128A1 (de) | 1998-10-01 | 1999-09-30 | PWM-Stromrichter |
| US09/409,999 US6259611B1 (en) | 1998-10-01 | 1999-09-30 | PWM power converter |
| CNB991210794A CN1180526C (zh) | 1998-10-01 | 1999-10-07 | 脉宽调制电力变换装置 |
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|---|---|---|---|
| JP27922398A JP3497995B2 (ja) | 1998-10-01 | 1998-10-01 | Ｐｗｍ電力変換装置 |
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|---|---|
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| CN103441685B (zh) * | 2013-09-12 | 2016-05-25 | 江西先材纳米纤维科技有限公司 | 可设定输出电压波形以及波动区域的直流高压电源实现方法及装置 |
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| US5736825A (en) * | 1996-06-25 | 1998-04-07 | Allen-Bradley Company, Inc. | Method and apparatus for linearizing pulse width modulation by modifying command voltges |
| DE69619509D1 (de) * | 1996-07-24 | 2002-04-04 | St Microelectronics Srl | Pulsbreitenmodulationsmethode und -vorrichtung |
-
1998
- 1998-10-01 JP JP27922398A patent/JP3497995B2/ja not_active Expired - Fee Related
-
1999
- 1999-09-30 DE DE19947128A patent/DE19947128A1/de not_active Withdrawn
- 1999-09-30 US US09/409,999 patent/US6259611B1/en not_active Expired - Fee Related
- 1999-10-07 CN CNB991210794A patent/CN1180526C/zh not_active Expired - Fee Related
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| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| WO2015020631A1 (en) * | 2013-08-06 | 2015-02-12 | Bedrock Automation Platforms Inc. | Methods for consolidating module types for industrial control systems |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| DE19947128A1 (de) | 2000-04-27 |
| US6259611B1 (en) | 2001-07-10 |
| JP3497995B2 (ja) | 2004-02-16 |
| CN1250242A (zh) | 2000-04-12 |
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