WO2004010570A1

WO2004010570A1 - 電力変換装置

Info

Publication number: WO2004010570A1
Application number: PCT/JP2002/007316
Authority: WO
Inventors: Masahiko Yoshida; Masahiro Kimata; Yasushi Ikawa
Original assignee: Mitsubishi Denki Kabushiki Kaisha
Priority date: 2002-07-18
Filing date: 2002-07-18
Publication date: 2004-01-29
Also published as: US6903948B2; KR20050009942A; DE10297126T5; JP4168935B2; CN100405716C; TW571493B; CN1529931A; JPWO2004010570A1; KR100569798B1; US20040232897A1

Description

明細書電力変換装置技術分野

本発明は、 P WM (パルス幅変調）制御による電力変換装置に関し、特に、電力変換器により駆動される負荷の電流値を検出し、該電流値をフィードバック制御して電流指令値に追従させる制御装置に関するものである。

背景技術

従来の P WM制御により駆動される電力変換装置は、負荷の電流指令値と電流検出値から電圧指令値を演算し、該電圧指令値と三角波キヤリァとを比較し、 P WMパルスを発生して該 P WMパルスによって電力変換器を駆動し、負荷を制御する。この場合、指令値と検出値は、同じ周期で同時にサンプルし、それぞれの値を読み込み、サンプル 'ホールドする方式を採用している。

しかしながら、電流の検出値に脈動分 (電流リプル成分)が存在するので、脈動分の影響を受けにくい電力変換装置が日本国特開平 9一 1 5 4

2 8 3号公報により提案されている。

かかる提案による電力変換装置は上記脈動成分を除去するために、指令値をサンプルするサンプル，ホールド器の出力を平均化するサンプル値補償器を設けて、脈動分を除去している。

しかしながら、上記のような電力変換装置は、電流検出値に含まれる脈動分を除去するためにサンプル値補償器を有しており、サンプル値補償器を介して得られた電流の平均値を制御対象としているため、電流検出値が急峻に変化してもサンプル値補償器が平均化してしまい、充分な高速応答が得られないという問題点があつた。

一方、高速応答を得るためにサンプル補償器の平均値を緩和した場合には、 P WM制御に起因する電流リプル成分が検出に重畳される。かかる場合、電流指令値には電流リプル成分が含まれていないので、電圧指令値演算器は電流リプル成分を減少させるための電圧を発生させ、その結果電圧指令値の変動が大きくなる。第 1 9図はその状態を示しており、電庄指令値が大きく変動して三角波キヤリァの半周期に複数回三角波キャリアと電圧指令値が交差している。したがって、図中に丸で囲んだ部分において、比較器の出力である P WM信号のパルス数が増加している。 P WM信号は、電力変換器内の電力用スイッチング素子を駆動する信号であるため、パルスが増加すると電力用スイッチング素子のスィッチング回数が増加してスィツチング損失の増加を生じるので、定格容量の大きな電力用スィツチング素子を採用しなければならないという問題点があつこ。

発明の開示

本発明は、上記のような問題点を解決するためになされたもので、 P WM信号のパルス数の増加すなわち多パルス化を生じることなく高速な電流応答を得る電力変換装置を提供することを目的とするものである。第 1の発明に係る電力変換装置は、第 1の周期により三角波キャリアを発生する三角波キャリア発生手段と、電力変換器の第 1の電流指令値を前言己第 1の周期の半分よりも短く設定された第 2の周期によりサンプリングすると共に、第 2の電流指令値を発生する第 1のサンプリング手段と、前記電力変換器により駆動される負荷の第 1の電流検出値を前記第 2の周期によりサンプリングすると共に、第 2の電流検出値を発生する第 2のサンプリング手段と、前記第 2の電流指令値及び第 2の電流検出値に基づいて電圧指令値を演算する電圧指令値演算手段と、前記第 2の電圧指令値と前記三角波キヤリアを比較して第 1の P WM信号を生成する比較手段と、前記第 1の P WM信号が反転したことを検出する反転検出手段と、該反転検出手段の検出に基づいて前記第 1の周期内において前記第 1の P WM信号の反転を抑制した第 2の P WM信号により前記電力変換器を駆動する反転抑制手段と、を備えたことを特徴とするものである。

かかる電力変換装置によれば、第 1及び第 2のサンプリング手段のサンプリング周期を、三角波キヤリアの半周期よりも短い第 2の周期とした状態において、反転検出手段が第 1の P WM信号が反転したことを検出し、反転抑制手段が該反転検出手段の検出に基づいて三角波キャリアの半周期内において第 1の P WM信号の反転を抑制した第 2の P WM信号を生成すると共に、該第 2の P WM信号により前記電力変換器を駆動する。したがって、高速な電流応答を実現しながら多パルス化の抑制された第 2の P WM信号により電力変換器 2を駆動するので、電力変換器のスィツチング損失を抑制できるという効果がある。

第 2の発明に係る電力変換装置は、第 1の周期により三角波キヤリァを発生する三角波キヤリァ発生手段と、電力変換器の第 1の電流指令値を前記第 1の周期の半分よりも短く設定された第 2の周期によりサンプリングすると共に、第 2の電流指令値を発生する第 1のサンプリング手段と、前記電力変換器により駆動される負荷の第 1の電流検出値を前記第 2の周期によりサンプリングすると共に、前記第 1の電圧指令値と前記三角波キャリアと交差したことを検出する交差検出手段と、前記交差検出手段の検出に基づいて前記第 1の周期内において前記三角波キヤリァと再度交差しないように前記第 1の電圧指令値の変化を抑制した第 2 の電圧指令値を発生する電圧指令値抑制手段と、前記第 2の電圧指令値と前記三角波キヤリアを比較して P WM信号を生成すると共に、前記 P WM信号により前記電力変換器を駆動する比較手段とを備えことを特徴とするものである。

かかる電力変換装置によれば、第 1及び第 2のサンプリング手段のサンプリング周期を、三角波キヤリァの半周期よりも短い第 2の周期とした状態において、交差検出手段が電圧指令値と三角波キャリアと交差したことを検出し，電圧指令値抑制手段が三角波キヤリァの半周期内において電圧指令値が三角波キヤリァと再度交差しないように第 1の電圧指令値の変化を抑制する第 2の電圧指令値を生成する。したがって、第 2 の電圧指令値と三角波キヤリァの交差が抑制されることにより第 1の P WM信号の反転が抑制される。したがって、高速な電流応答を実現しながら多パルス化を抑制した第 1の P WM信号により電力変換器を駆動するので、スィツチング損失を抑制できるという効果がある。

第 3の発明に係る電力変換装置は、第 1の P WM信号と第 2の P WM 信号とのパルス幅の差を求めると共に、三角波キヤリァの次の半周期以降に生成される第 2の P WM信号のパルス幅に差を加算した第 3の P W M信号し、第 2の P WM信号に代えて第 3の P WM信号により電力変換器を駆動する誤差補償手段とを備えたことを特徴とするものである。 ' かかる電力変換装置によれば、パルス幅演算手段が第 1の P WM信号と第 2の P WM信号との差となる差分パルス幅を求め、第 1の半周期以降に生成される第 2の P WM信号に差分パルス幅を加えた第 3の P WM 信号により前記電力変換器を駆動する。したがって、高速な電流応答を実現しながら第 2の P WM信号の反転が抑制することにより電力変換器のスイッチング損失を抑制でき、しかも、第 1の P WM信号と第 3の P WM信号との合計パルス幅が等しいので、電圧指令値に忠実な電力変換器の動作を実現できるという効果がある。

第 4の発明に係る電力変換装置は、三角波キヤリアの第 1の半周期における第 1の電圧指令値と第 2の電圧指令値との差となる差分電圧指令値を求める指令電圧差演算手段と、第 1の半周期以降に生成される前記第 2の電圧指令値に前記差分電圧指令値を加算した第 3の電圧指令値を加える電圧指令補正手段と、前記第 2の電圧指令値に代えて前記第 3の電 J3E指令値と前記三角波キヤリアを比較して前記 P WM信号を生成すると共に、該 P WM信号により前記電力変換器を駆動する比較手段とを備えたことを特徵とするもてのである。

したがって、高速な電流応答を実現しながら電圧指令値と三角波キヤリアの交差が抑制されることにより第 1の P WM信号の反転が抑制することにより電力変換器のスイッチング損失を抑制でき、しかも、原電圧指令たる第 1の電圧指令値に忠実な電力変換器の動作を実現できるという効果がある。，

第 5の発明に係る電力変換装置は、切換え指令信号により前記第 2又は第 3の P WM信号から前記第 1の P WM信号に基づいて電力変換器を駆動するように切換える第 1の切換手段と、を備えたことを特徴とするものである。

かかる電力変換装置によれば、例えば電力変換器のスィツチング損失に余裕がある場合には、第 1の切換え手段が第 1の P WM信号を選択して高速な指令に対する応答を実現でき、逆に、上記スイッチング損失に余裕がない場合には、第 1の切換え手段が第 2の P WM信号を選択して該スィッチング損失を抑制できるという効果がある。

第 6の発明に係る電力変換装置は、切換え指令信号により第 2又は第 3の電圧指令値から第 1の電圧指令値を切換える第 2の切換え手段と、備えたことを特徴とするものである。

かかる電力変換装置によれば、例えば電力変換器のスイッチング損失に余裕がある場合には、第 2の切換え手段が第 1の電圧指令値を選択して高速な指令に対する応答を実現でき、逆に、上記スイッチング損失に余裕がない場合には、第 2の切換え手段が第 2の電圧指令値を選択して該スィッチング損失を抑制できるという効果がある。

第 7の発明に係る電力変換装置は、第 2の電流指令値と第 2の電流検出値との差と予め定められた電流基準値とを比較することにより前記差が前記電流基準値よりも大きい場合に切換え指令信号を発生する電流比較手段と、を備えたことを特徴とするものである。

かかる電力変換装置によれば、電流比較手段は上記差が電流基準値よりも大きい場合に切換え指令信号により第 1の電圧指令又は第 1の P W M信号を選択して高速な応答を実現する。逆に、上記電流の差が小さい場合には、第 1、第 2の切換え手段が第 2の電圧指令又は第 2の P WM 信号を選択して該スィツチング損失を抑制できるという効果がある。第 8の発明に係る電力変換装置は、一定時間における前記電力変換器のスィツチング回数をカウントした回数検出値を出力する回数検出手段と、予め定められた回数基準値と前記回数検出値とを比較して前記回数検出値が前記回数基準値よりも低い場合に前記切換え指令信号を発生する回数比較手段と、を備えたことを特徴とするものである。

かかる電力変換装置によれば、回数比較手段は回数検出値が回数基準値よりも低い場合、第 1の P WM信号又は第 1の電圧指令値を選択して高速な指令に対する応答を実現できる。逆に、回数検出値が回数基準値よりも高い場合、第 2の電圧指令値又は第 2の P WM信号を選択して電力変換器のスィッチング損失を抑制できるという効果がある。

第 9の発明に係る電力変換装置は、電力変換器の温度を検出する温度検出手段と、予め定められた温度基準値と温度検出値とを比較することにより温度検出値が基準温度値よりも低い場合に切換え指令信号を発生する温度比較手段と、を備えたことを特徴とするものである。かかる電力変換装置によれば、温度比較手段は温度検出値が温度基準値よりも低い場合、第 1の P WM信号又は第 1の電圧指令値を選択して高速な指令に対する応答を実現できる。逆に、温度検出値が温度基準値よりも高い場合、第 2の電圧指令値又は第 2の P WM信号を選択して電力変換器のスイッチング損失を抑制できるという効果がある。

図面の簡単な説明

第 1図は実施例による電力変換装置のブロック図である。

第 2図は実施例による多パルス化防止器の内部結線図である。

第 3図は実施例による三角波キヤリァ及び多パルス化防止器のタイムチャートである。

第 4図は他の実施例による電力変換装置のブロック図である。

第 5図は図 4の電力変換装置に用いられる多パルス化防止器のタイムチヤ一卜である。

第 6図は図 5の多パルス化防止器のフローチャートである。

第 7図は他の実施例による電力変換装置のブロック図である。

第 8図は第 7図の電力変換装置による三角波キヤリァ及び多パルス化防止器のタイムチャートである。

第 9図は第 8図の電力変換装置の動作を示すフローチャートである _t 第 1 0図は他の実施例による電力変換装置のプロック図である。

第 1 1図は第 1 0図の電力変換装置による三角波キャリア及び多パルス化防止器のタイムチヤ一トである。

第 1 2図は第 1 1図の電力変換装置の動作を示すフローチャートである。

第 1 3図は他の実施例による電力変換装置のブロック図である。

第 1 4図は第 1 3図の電力変換装置の動作を示すタイムチャートである。 . 第 1 5図は他の実施例による電力変換装置のブロック図である。

第 1 6図は第 1 5図による電力変換装置の動作を示すタイムチャートである。 .

第 1 7図は他の実施例による電力変換装置のブロック図である。

第 1 8図は第 1 7図による電力変換装置の動作を示すタイムチャートである。

第 1 9図は従来の電力変換装置の動作を説明するための図である。発明を実施するための最良の形態

実施例 1 .

本発明の一実施例による電力変換装置を第 1図に示すブロック図によつて説明する。

第 1図において、電力変換装置 1は、トランジスタ等の電力スィッチング素子を有する電力変換器 (電力変換手段） 2と、電力変換器 2の電流指令値を生成する電流指令値発生手段としての電流指令値発生器 4と、電力変換器 2の第 1の電流指令値をサンプリングすると共に、第 2の電流指令値を出力する第 1のサンプリング器 (第 1のサンプリング手段） 5 と、負荷 3に流れる電流を検出する電流検出器 2 sの第 1の電流検出値をサンプリングすると共に、第 2の電流検出値を出力する第 2のサンプリング器 (第 2のサンプリング手段） 6と、第 1及び第 2のサンプリング器 5、 6のサンプリング ·タイミングを決めると共に、後述の三角波キャリアに同期して三角波キャリア V cの半周期 t cZ 2よりも短い第 2 の周期のサンプリング信号を発生するサンプリング信号発生器 7と、第 1のサンプリング器 5と第 2のサンプリング器 6の出力との差、すなわち第 2の電流指令値と第 2の電流検出値との差を求める減算器 8と、減算器 8の出力に基づいて電力変換器 2の電圧指令値を演算する電圧指令値演算器 9と、第 1の周期により Ξ角波キャリア V cを発生させると共に、三角波キャリア V cの半周期毎に、すなわち、三角波キャリア V c の振幅最低値 V cmin に同期して立ち上り、該立ち上りから三角波キヤリア V cの振幅最大値 V cmaxに同期して立下がりの反転を繰り返す三角波同期信号 T cを発生する三角波キヤリァ発生器 1 0と、電圧指令値 V rと三角波キヤリア V cを比較して立ち上りから立ち下りのパルスを有する第 1の P WM信号を生成する比較器 (比較手段） 1 1と、第 1の P WM信号を入力して第 2の P WM信号を出力する多パルス化防止器 1 2 と、第 2の P WM信号により駆動される電力変換器 2とを備えている。なお、 3は電力変換器 2により駆動される負荷である。

多パルス化防止器 1 2は、第 1の P WM信号のパルスが立ち上り（立ち下り）から立ち下がり（立ち上り）することを反転といい、第 1の P WM信号の反転を検出する反転検出手段と、該反転検出手段の検出に基づいて三角波キヤリア V cの半周期内において第 1の P WM信号の反転、すなわち、再反転を抑制した第 2の P WM信号を生成すると共に、該第 2の P WM信号により電力変換器 2を駆動する反転抑制手段とを備えている。具体的な多パルス化防止器 1 2は第 1の P WM信号としての入力信号 P in及び三角波キヤリァ T cの排他的論理和を.求めて信号 S aを発生する排他的論理和素子 1 3と、該信号 S a及び高周波のクロック信号 CLK の論理積を求めて信号 S cを発生する論理積素子 1 4と、該信号 S cを入力とすると共に、第 2の P WM信号 P outを発生する D型フリップ · フロップから成るラッチ素子 1 5とを備えている。

次に、上記のように構成された電力変換装置の全体動作を第 1図乃至第 3図について説明する。第 1のサンプリング器 5は、電流指令値発生器 4から発生した第 1の電流指令値をサンプリングして第 2の電流指令値を出力し、第 2のサンプリング器 6は、電力変換器 2に流れる電流を電流検出器 2 Sにより検出した第 1の電流検出値をサンプリングして第 2の電流指令値を出力する。減算器 8は、電流指令値と電流検出値との偏差を求めて電圧指令値演算器 9に入力する。電圧指令値演算器 9は、該偏差が小さくなるように電圧変換器 2の電圧指令値 V cを演算して出力する。比較器 1 1は、電圧指令値 V rと三角波キャリア V cと比較して電圧変換器 2を駆動するパルス列となる第 1の P WM信号を発生する。多パルス化防止手段 1 2は、第 1の P WM信号 P _in と三角波同期信号 T cとから第 2の P WM信号 P— outを発生して電力変換器 2に入力し、電力変換器 2のスィツチング素子を動作させることにより出力に電圧を発生し負荷 3を駆動する。

上記のように電力変換器 2を流れる電流が第 2のサンプリング器 6によってサンプリングされ、電圧指令値演算器 9が電流指令値と電流検出値との偏差が小さくなるように制御するため、電流指令値に追従するように電力変換器 2を動作させる。

次に、多パルス化防止器 1 2の動作を第 1図乃至第 3によって説明する。まず、多パルス化防止器 1 2は、第 1の P WM信号 P _in が反転したことを検出して記憶し、三角波キャリア V cの半周期 t c/ 2内における再反転を防止した第 2の P WM信号 P— outを出力する。

詳しくは第 3図において、比較器 1 1は電圧指令値 V rと三角波キヤリア V c とを比較して第 1の P WM信号 P _inを出力する。第 1の P W M信号 P _inは、時刻 t0でパルスが立ち上り三角波キャリア V cの半周期 t c/ 2における時刻 t 1で、初めて値が立ち下がりにより反転し、時刻 t 2で、パルスが立上りして再反転し、時刻 t3でパルスが立下りして再々反転する。

排他的論理和素子 1 3は、三角波同期信号 T cと第 1の P WM信号 P —inとを入力して信号 S aを出力する。論理積素子 1 4は、信号 S a とクロック信号 CLKとを入力して信号 S cを出力する。ラッチ素子 1 5 は、信号 S c と三角波同期信号 T cとを入力すると共に、ラッチ出力として第 2の P WM信号 P _outを出力する。第 2の P WM信号 P _outは、第 1の P WM信号の立ち上りとほぼ同期して立ち上り、ラッチ素子 1 5 の作用によって時刻 tlで、第 1の P WM信号の最初の反転を検出して記憶した後には、時刻 t l〜 t 4における再度の反転が発生しない。すなわち、第 1の P WM信号は時刻 t2〜t3でパルスが発生したが、第 2の P WM信号では、該パルスが発生しない。

電力変換装置装置 1によれば、電力変換器 2を駆動する第 2の P WM 信号における多パルスの発生を防止したので、電力変換器 2を構成する電力スイッチング素子のスイッチング回数が抑制されるので、電力スィツチング素子の温度上昇を抑制できる。しかも、三角波キャリアの半周期よりも短い周期のサンプリング信号を用いているので、高速な電流応答を得ることができる。

実施例 2 .

本発明の他の実施例を第 4図に示す電力変換装置のブロック図によつて説明する。第 4図中、第 1図と同一符号は、同一又は相当部分を示し説明を省略する。

第 4図において、第 2の多パルス化防止器 2 0は、電圧指令値演算手段 9からの発生した第 1の電圧指令値と三角波キ'ャリアと交差したことを検出する交差検出手段と、交差検出手段の検出に基づいて三角波キヤリアにおける半分の第 1の周期内において三角波キャリアと再度交差しないように第 1の電圧指令値の変化を抑制した第 2の電圧指令値を発生する電圧指令値抑制手段と、第 2の電圧指令値と三角波キャリアを比較して第 1の P WM信号を生成すると共に、第 1の P WM信号により電力変換器 2を駆動する比較器 1 1とを備えたものである。

ぐ基本動作の説明 > 次に、多パルス化防止器 2 0の基本動作を第 4図によって説明する。第 4図において、サンプリング信号発生器 7の発生するサンプリング信号の周期は、三角波キャリアの半周期の 1 / 5である。

サンプリング信号はセクション (section) 1から 5で示した各区間の先頭で、発生し、三角波キヤリァは、減少する期間をモ一ド（mode) 1とし、増加する期間をモード 2とする。サンプリング信号発生器 7は、第 1及び第 2のサンプリング器 5， 6に同一のサンプリング信号 S mを供給し、電圧指令値演算器 9は、電流指令値と電流検出値とのサンプリングから演算による遅れ時間ゼロで第 1の電圧指令値を出力しているものとすると、各セクションの先頭において第 1の電圧指令値が更新される。

多パルス化防止器 2 0が存在しない場合、すなわち、電圧指令値演算器 9の出力が比較器 1 1に直接接続された場合、モード 1では、第 1の電圧指令値 V rlが三角波キャリア V cより小さい状態から大きい状態に移行すると、比較器 1 1は第 1の電圧指令値 V rlと三角波キヤリア V c が交差することを検出して原 P WM信号を反転して出力する。

モード 2では、第 1の電圧指令値 V rlが三角波キャリアより大きい状態から小さい状態に移行すると、比較器 1 1は第 1の電圧指令値 V rl と三角波キヤリァが交差することを検出して原 P WM信号を反転する。以上より原 P WM信号が反転するか否かは、各区間 (セクション）において、第 1の電圧指令値 V rlの大きさを調べて三角波キヤリア V cと交差するか否かを判定すれば良い。

いま、簡単化のため、三角波キャリア V c の電圧値が 0 . 0から 1 . 0 の間で直線的に値が変化するものとする。セクション 1のように三角波キヤリァ V cの電圧値が減少する場合、各セクションの境目における三角波キャリア V cの電圧値は 1 . 0、 0 . 8、 0 . 6、 0 . 4、 0 . 2、 0 . 0となる。一方、セクション 2のように三角波キャリア V cの電圧値が増加する場合、各セクションの境目における三角波キヤリア V cの電圧値は、 0.0、 0.2、 0.4、 0.6、 0.8、 1.0となる。

まず、モード 1のセクション 1において、第 1の電圧指令値 V rlは 0.

7で、該値は三角波キヤリァ V cの電圧値となるモ一ド 1のセクション 2との境界値 0.8よりも小さいので、第 1の電圧指令値 V rl と三角波キヤリァ V cは交差しない。

モード 1のセクション 2において、第 1の電圧指令値は 0.7 8で、該値は三角波キヤリァ V cの電圧値となるモード 1のセクション 3との境界値 0.6よりも大きいので、第 1の電圧指令値 V rl と三角波キャリア V cは交差する。したがって、モード 1では、三角波キャリア V cの半周期内においては、セクション 2で原 PWM信号の反転が生じる。

モード 1において、第 1の電圧指令値 V rlと三角波キヤリア V cが交差した後に、第 1の電圧指令値 V rlが三角波キャリア V cより小さい状態から大きい状態に再度移行すると、第 1の電圧指令値 V rlと三角波キャリア V cとが再度交差することによりセクション 3の最後の境界において原 PWM信号の反転が生じる。

次に、モード 2においては、第 1の電圧指令値 V rlが三角波キヤリァより小さい状態から大きい状態に再度移行することによって第 1の電圧指令値 V rlと三角波キヤリァが再度交差する。

したがって、モード 1では、第 1の電圧指令値 V rlが三角波キヤリァより大きい状態になった場合、第 1の電圧指令値 V rlの変化を抑制した一定値にして次のモードに移行するまで変化しない第 2の電圧指令値 V r2を生成して、第 2の電圧指令値 V r2が三角波キャリア V cより小さい状態に移行しないように生成する。

モード 2では、第 1の電圧指令値 V rlが三角波キヤリァ V _cより小さい状態になった場合、第 1の電圧指令値 V rlの変化を抑制した一定値にして次のモードに移行するまで変化しない第 2の電圧指令値 V r2 を生成して、第 2の電圧指令値 V r2が三角波キャリア V cより小さい状態に移行しないように生成する。

したがって、第 2の電圧指令値 V r2が三角波キヤリア V cと再度交差することを防止できるので、比較器 1 1の出力となる第 1の P WM信号のように多パルス化することを防止できる。

<多パルス化防止器のフローチャートによる動作の説明 >

上記のように構成された多パルス化防止器 2 0の動作を第 8図のフロ一チャートによって説明する。多パルス化防止器 2 0は電圧指令値 V rl を読込み (ステップ S 2 0 a)、新たな三角波キャリア V cの半周期に移行したか否かを判定する（ステップ S 2 0 b )。該半周期に移行した場合には、第 1の電圧指令値と三角波キヤリァ V cの交差を検出して記憶するフラグ flgをクリアする（ステップ S 2 0 c )。

多パルス化防止器 2 0はフラグ flgを判定し（ステップ S 2 0 d )、前区間までに第 1の電圧指令値と三角波キャリア V cが交差していない場合には、ステップ 2 0 e以降の電圧指令値と三角波キャリア V cの交差判定を行う。まず、モード 1か 2かの判定をする（ステップ S 2 0 e )。三角波キヤリァが減少するモード 1と、増加するモード 2では各区間の境界値が異なるためである。

次に、各モードにおける第 1の電圧指令値と三角波キャリアの交差判定を比較器 1 1の出力が反転するか否かで行う (ステップ S 2 0 f 又は S 2 0 _g) 。ステップ 2 0 f 又は 2 0 gにおいて、交差すると判定された場合には、現在の電圧指令値 V rlを Vtmpとして記憶してフラグ flg をセッ卜し（ステップ S 2 0 h )、出力 Voutに現在の電圧指令値 V rlを入れる。

ステップ 2 0 f または 2 0 gにおいて、交差しないと判定された場合には、出力 Voutに現在の電圧指令値 V rlを入れる（ステップ S 2 0 i )。ステップ S 2 0 dのフラグ flgの判定において、前区間までに第 1の電圧指令値と三角波キヤリアが交差している場合には、電圧指令値と三角波キャリアの交差時に記憶しておいた電圧指令値 Vtmpを出力 Voutに入れる（ステップ S 2 0 j )。どのルートを通った場合でも、第 2の多パルス化防止器 2 0は第 2の電圧指令値 V r2としての出力 Voutを出力する（ステップ S 2 0 k )₀

以上のように、本実施例による電力変換装置によれば、三角波キヤリァの半周期よりも短い周期のサンプリング信号を用いて第 1の電流指令値及び第 1の電流検出値をサンプリングすることができるので、高速な電流応答を得ながら、第 2の多パルス化防止器 2 0により確実に電力変換器 2を駆動する P WM信号の多パルス化が防止される。

なお、上記説明では、電圧指令値演算器 9の演算時間をゼロとしたが、ゼロでない場合には、演算時間に相当するサンプリング数だけセクション又はモードがずれるので、演算結果が出力されるセクション及びモードにおいて電圧指令値と三角波キヤリアの交差を判定すれば、演算時間ゼロの場合と同様の効果が得られる。

また、上記説明では、三角波キャリアの半周期がサンプリング信号の

5倍である場合について説明したが、任意の倍数に関しても同様の効果が得られる。

実施例 3 .

本発明を他の実施例による電力変換装置によるブロック図を示す第 9 図によって説明する。第 9図中、第 1図と同一の符号は、同一または相当部分を示すものである。

実施例 1では、電圧指令値 V _rと三角波キャリア V cとを比較した第 1の P WM信号の反転を抑制した第 2の P WM信号によって電力変換器 2を駆動したので、第 2の PWM信号は第 1の PWM信号の多パルス化を抑制した分だけ電圧指令値 V rの指令から外れることになる。

本実施例は、多パルス化を抑制しながら、電圧指令値 V rに忠実に電力変換器を動作するものである。

第 7図及び第 8図において、電圧誤差補償器 2 1は、比較器 1 1の出力信号 P— in となる第 1の PWM信号と、多パルス化防止器 1 2の出力信号 P_0Ut となる第 2の PWM信号とのパルス幅の差 Δ P(t)を求めると共に、三角波キヤリア V cの次の半周期以降に生成される第 2の！ M信号のパルス幅に前記差 Δ P(t)を加算した第 3の PWM信号 P 0 を出力することにより電力変換器 2を駆動するものである。

ぐ基本動作の説明 >

次に、上記のように構成された電力変換装置における電圧誤差補償器 2 1の動作を第 7図及び第 8図によって説明する。

電圧指令値 V rが立ち上り三角波キヤリア Vとの交差が 2回生じると、比較器 1 1の出力にはパルス P a を発生した多パルス化が生じる（第 8 図 (a))。多パルス化防止器 1 2は、第 1の PWM信号における反転以降の変化を抑制するため、第 2の P WM信号となるパルスを出力する（第 8 図 (b))。第 1の PWM信号と第 2の PWM信号とのパルス幅の差が Δ P (t)、すなわち、多パルス化防止器 1 2によって第 1の PWM信号を変更したパルス幅 t aとなる（第 8図 (c))。

差△ P (t)を積算したものが誤差の積算値であり（第 8図 (d))、例えばパルス P aが発生している間だけ高周波のクロック信号をカウン夕でカウントアップすることによって得られる。

このカウン夕の値を、三角波キャリアの 1周期後において比較器 1 1 の出力が変化する際にカウントダウンし、かつカウンタの値がゼロに戻るまでは比較器 1 1の出力変化を抑制すれば、多パルス化防止器 1 2によって変更されたパルス幅だけ 1周期後のパルス幅を増加することができる。これが、電圧誤差補償器 2 1の動作で、その出力を示す (第 8図 ( )。第 1の P WM信号と第 3の P WM信号との比較より、多パルス化防止器 1 2により変更されたパルス幅だけ、 1周期後のパルス幅が増加しており、パルス幅の合計すなわち電力変換器 2の出力電圧の平均値が保たれている。

ぐフローチャートによる動作の説明 >

次に、電圧誤差補償器 2 1の動作を第 9図のフローチャートによって説明する。第 9図中、電圧誤差補償器 2 1の動作ステップを符号 S 2 1 で示し、 Tc及び P— in及び P— outの定義は第 3図と同じである。

多パルス化が発生しているか判定し（ステップ S 2 1 a )、多パルス化防止器出力が増加させる側に働くか減少させる側に働くかを判定し（ステツプ S 2 1 b ), 誤差カウント量 Vdrpとして判定値に応じてカウントする（ステップ S 2 1 c， 2 1 d 多パルス化防止器 1 2の出力 P_out に変化があった場合には、誤差カウント量 Vdrp を払い出すかの判定をする（ステップ S 2 1 e， 2 1 f )。ステップ S 2 1 e において、 P_out の立ち上りエッジ検出時に誤差カウント量が負であるならば補正出力 P— out'を L を保持しカウント量を加算し（ステップ S 2 1 g )、エッジ状態を記憶するために iflgをオンする。同様にステップ S 2 1 fにて Pout の立ち下がりエッジ検出時に誤差カウント量が正であるならば、補正出力 P_out'を Hを保持しカウント量を加算し，エッジ状態を記憶するために dflgをオンする（ステップ S 2 1 h )₀ ステツプ S 2 1 jにて誤差カウント量がゼロになると iflg及び dflgはクリアされる（ステップ S 2 1 k )_c 本実施例による電力変換装置によれば、多パルス化防止器 1 2により確実に P WM信号の多パルス化が防止されると共に、多パルス化防止に伴う電圧誤差を補償することができ、高速な電流応答を得るものである。実施例 4 .

本発明の他の実施例を電力変換装置のブロック図を示す第 1 0図によつて説明する。第 1 0図中、第 6図と同一の符号を付したものは、同一またはこれに相当部分を示し説明を省略する。

実施例 2では、三角波キャリア V cと第 1の電圧指令値 V rlとの交差を記交差検出手段により検出し、該検出に基づいて前記第 1の周期内において前記三角波キヤリアと再度交差しないように第 1の電圧指令値 V rl の変化を抑制した第 2の電圧指令値 V r2を発生する電圧指令値抑制手段と、第 2の電圧指令値 V r2と三角波キヤリァ V cを比較して第 1の P WM信号を生成すると共に、第 1の P WM信号により電力変換器 2を駆動した。

しかしながら、第 2の電圧指令値 V r2は、第 1の電圧指令値 V rlの変化を抑制した分のみ本来の電圧指令 (第 1の電圧指令値 V rl)からずれた電圧指令によって電力変換器 2を駆動していた。

そこで、本実施例は多パルス化を抑制しながら、電圧指令値 V rに忠実に電力変換器 2を動作するものである。 '

第 1 0図において、第 2の電圧誤差補償器 2 2は、電圧指令値演算器

9からの出力となる第 1の電圧指令値 V rl と第 2の多パルス化防止器

2 0の出力となる第 2の電圧指令値 V r2との電圧差 Δ Vを求めから、多パルス化防止器 2 0によって変更された電圧値、すなわち電圧変換器 2 の出力電圧誤差を積算し、三角波キヤリアの次の半周期以降に生成される電圧指令値に、多パルス化防止器 2 0によって変更された電圧値を加えることにより電圧誤差を補償する。

ぐ基本動作の説明 >

次に、上記のように構成された電力変換装置における第 2の電圧誤差補償器 2 2の動作を第 1 1図によって説明する。第 1 1図において、電圧指令値演算器 9から発生した第 1の電圧指令値 V rl (—点鎖線で示す)が直接に比較器 1 1に入力された場合、比較器 1 1は、三角波キヤリァ V cと第 1の電圧指令値 V rlとを比較することにより第 1の P WM信号を発生する。第 1の P WM信号は、三角波キヤリア V c と第 1の電圧指令値 V i'l とが交差することによりパルス P a が発生した多パルス化が生じる（第 1 1図 (a))。多パルス化防止器 2 0は、第 1の P WM信号において、最初の反転以降の変化を抑制した第 1の P WM信号を発生する（第 1 1図 (b))。第 1の P WM信号と第 2の P WM信号との差がパルス幅となる（第 1 1図 (c))。かかるパルス幅が多パルス化防止器 2 0によって第 1の P WM信号から第 2の P WM信号に変更されたパルス幅である。該パルス幅を積算したのが誤差の積算値であり（第 1 1図 (d))、該積算値は上記のように第 1の P WM信号と第 2の P WM信号との差に基づいて計算できる。計算で得られた誤差の積算値を、図中実線で示した補償後の指令のように次の、三角波キヤリァの半周期の電圧指令に加算すれば、（e)に示したように、多パルス化防止器 2 0によつて変更されたパルス幅だけ次のパルス幅を増加することができる。これが、第 2の電圧誤差補償器 2 2の動作であり、（a)と (e)の比較より、多パルス化防止器 2 0により変更されたパルス幅だけ、次のパルス幅が増加しており、パルス幅の合計すなわち電力変換器 2の出力電圧の平均値が保たれている。

ぐフローチャートによる動作の説明 >

第 2の電圧誤差補償器 2 2及び第 2の多パルス化防止器 2 0の動作を第 1 2図のフローチヤ一トによって説明する。第 1 2図中、電圧誤差補償器 2 2が実行する動作ステップを符号 S 2 2で示し、第 2の多パルス化防止器 2 0が実行する動作ステップを符号 S 2 0で付し、第 8図ど同一符号は、第 8と同一又は相当部分を示し、モード (mode)及びセクション (section)の定義は第 7図と同じである。

電圧誤差補償器 2 2は、電圧指令値 V rlを読込み (ステップ S 2 0 a)、新たな三角波キャリアの半周期に成ったか否かを判定する（ステップ S 2 0 b )。新たな三角波キャリアの半周期に成った場合には、電圧指令値 V rlと三角波キヤリア V cの交差を記憶するフラグ flgをクリアし（ステップ S 2 0 c )、前の三角波キャリアの半周期で計算した誤差の積算値 Verrsumを Vofstに退避し、現在の三角波キヤリァの半周期における誤差を積算するために Verrsumをゼロにする（ステップ S 2 2 a )。前の三角波キャリアの半周期で計算した誤差の積算値 Vofstを V rlに加算する (ステップ S 2 2 b )。フラグ flgを判定し（ステップ S 2 2 d )、前区間までに電圧指令値と三角波キヤリアの交差していない場合には、ステップ S 2 0 e以降の電圧指令値と三角波キャリアの交差判定を行う。電圧指令値と三角波キヤリアの交差判定に関しては第 8図と同様であるため説明を省略する。ステップ 2 0 dの flgの判定において、前区間までに電圧指令値と三角波キャリアが交差している場合には、モードの判定を行う（ステップ S 2 2 c )。これは、三角波キャリアが減少するモード 1と三角波キヤリァが増加するモ一ド 2とでは誤差の積算値の計算式が異なるためである。ステップ S 2 2 dまたは S 2 2 eにおいて、それぞれモード 1またはモード 2に対応した誤差電圧 Verr の計算を行う。ステツプ S 2 2 dまたは S 2 2 eで計算した誤差電圧 Verrには、最大値、最小値が存在するため、ステップ S 2 2 f ~ 2 2 nにおいて最大値または最小値で誤差電圧 Verr をクランプする。こうして求められた各セクションにおける誤差電圧は 2 2 pにおいて三角波キヤリァ半周期における誤差の積算値 Verrsumに加算される。

以上のように、本実施例による電力変換装置によれば、第 2の多パルス化防止器 2 0により確実に P WM信号の多パルス化が防止されると共に、多パルス化防止に伴う電圧誤差を補償することができ、高速な電流応答を得ることができる。

また、以上の説明では、三角波キャリアの半周期がサンプリング信号の 5倍である場合について説明したが、任意の倍数に関しても同様の効果が得られる。

実施例 5 .

本発明の他の実施例を電力変換装置のブロック図を示す第 1 3図によつて説明する。第 1 3図中、第 1図と同一符号は、同一又は相当部分を示し説明を省略する。

第 1 3図において、電力変換装置 1は、比較器 1 1 出力となる第 1 の P WM信号と多パルス化防止器 1 2の出力となる第 2の P WM信号のいずれかを選択して出力する電流比較手段としての切換器 2 3と、切換器 2 3に第 1の切換え指令信号を出力する第 2の比較器 2 4と、切換器 2 3を切換える第 2の電流指令値と第 2の電流検出値との差 Δ iの基準電流値 Δ i rを発生する切換基準発生器 2 5とを備えている。

次に、第 1 4図に示すように電力変換装置は、第 2 (第 1 )の電流指令値が急峻に変化すると、第 2 (第 1 )の電流検出値は遅れを持って第 2 (第 1 )電流指令値に追従する。この時、第 2の電流指令値と第 2の電流検出値との差 Δ iが大きくなり、電圧指令値演算器 9は大きな電圧指令値を発生して電流検出値を電流指令値に急速に近づけようとする。

しかしながら、第 1の P WM信号に多パルス化が生じた場合には、多パルス化防止器 1 2が第 2の P WM信号を発生して多パルス化を防止する。したがって、電圧指令値演算器 9の電圧指令値とおりには電力変換器 2が動作しないので、電流指令値の追従に遅れを生じる一因となる。そこで、第 2の電流指令値と第 2の電流検出値との差△ iが基準電流値△ i rよりも大きいと、比較器 2 4から切換え信号を発生して第 2の P WM'信号から第 1の P WMに切換え、すなわち、比較器 1 1の出力から多パルス化防止器 1 2の出力に切換えて電力変換器 2に入力することにより電流指令値に対する応答を向上するものである。一般に、上記差 Δ iが大きい期間は時間的に限定されるので、 '電力変換器 2の損失増加も許容範囲内となる。

以上のように本実施例による電力変換装置によれば、切換器 2 3により第 1の P WM信号又は第 2の P WM信号を選択できるようにしたので、電力変換器 2の損失が問題ない場合には、多パルス化防止器 1 2を使用せずに、さらなる高速な応答が得られる効果がある。

なお、上記実施例を実施例 3 (第 7図）に適用して切換器 2 3により第 1の P WM信号又は第 2の P WM信号を選択できるようにしても良い。実施例 6 .

本発明の他の実施を電力変換装置のブロック図を示す第 1 5図によつて説明する。第 1 5図中、第 1 3図と同一の符号は、同一または相当部分を示し説明を省略する。

電力変換装置 1は、比較器 1 1の出力となる第 1の P WMと多パルス化防止器 1 2の出力となる第 2の P WM信号のいずれかを選択して出力する切換器 2 3と、切換器 2 3に切換え指令信号を出力する回数比較手段としての第 2の比較器 2 4と、電力変換器 2の温度等を考慮して電力スィツチング素子のスィツチング回数の回数基準値を発生する切換基準発生器 2 5と、電力変換器 2の電力スイッチング素子のスイッチング回数を例えば電力変換器に入力されるパルスの立ち上り又は立下り回数を、一定時間内でカウントした回数検出値を出力する回数検出器 2 6とを備えている。

次に、上記のように構成された電力変換装置の動作を説明する。切換基準発生器 2 5の発生する回数基準値と、スィツチング回数検出器 2 6 からの出力となる回数'検出値とを第 2の比較器 2 4で比較して、回数基準値よりも回数検出値の方が大きい場合には、切換器 2 4により第 1の切換え信号を発生して切換器 2 3を動作して第 1の P WM信号から第 2 の P WM信号に切換えることにより電力スィツチング素子のスィッチング回数を減少させることにより電力変換器 2の温度上昇を抑制する。一方、回数基準値よりも回数検出値の方が小さい場合には、電力変換器 2の温度余裕があるため、切換器 2 3から第 2の切換信号を発生して第 2の P WM信号から第 1の P WM信号に切換えることにより高速応答を実現する。

かかる場合、第 1 6図に示すように第 2の比較器 2 4にヒステリシスコンパレー夕を用いると、ヒステリシス幅によりスィツチング回数の変化幅を制御できるので好ましい。

以上のように、本実嗨例による電力変換装置によれば、切換器 2 3により第 1の P WM信号又は第 2の P WM信号を選択できるようにしたので、電力変換器 2の損失が問題ない場合には、第 1の P WM信号を電力変換器 2に入力することで、さらに高速な応答が得られる効果がある。なお、上記実施例を実施例 3 (第 7図）に適用して切換器 2 3により第

1の P WM信号又は第 2の P WM信号を選択できるようにしても良い。実施例 7 .

本発明の他の実施例を第 1 7図に示す電力変換装置のブロック図によつて説明する。第 1 7図中、第 1図と同一の符号は、同一又は相当部分を示し説明を省略する。

第 1 7図において、電力変換装置 1は、比較器 1 1の出力となる第 1 の P WMと多パルス化防止器 1 2の出力となる第 2の P WM信号のいずれかを選択して出力する切換器 2 3と、切換器 2 3に切換え指令信号を出力する温度比較手段としての第 2の比較器 2 4と、切換器 2 3を切換える電力変換器 2の基準温度値を発生する切換基準発生器 2 5と、電力変換器 2の温度を検出する温度検出器 2 7とを備えている。

電力変換装置は、通常の場合、電力変換器 2の温度は、負荷 3や運転周波数、多パルス化の発生の有無によって変動し、例えば第 1 8図に示したように、時間の経過とともに変化する。ここで、第 2の比較器 2 4 は切換基準発生器 2 5の発生する温度基準値と、温度検出器 2 7が検出する電力変換器 2の温度検出値とを比較して、温度基準値よりも温度検出値の方が高い場合には、切換器 2 3により多パルス化防止器 1 2の出力を選択して第 2の P WM信号により電力変換器 2を駆動することにより電力変換器 2の温度上昇を抑制する。

一方、温度基準値よりも検出温度値の方が低い場合には、電力変換器 2の温度余裕があるため、切換器 2 3により比較器 1 1の出力を選択して高速応答を実現する。その際、第 2の比較器 2 4としてヒステリシスコンパレー夕を用いると、ヒステリシス幅により温度の変化幅を制御できる。

以上のように、本実施例による電力変換装置によれば、電力変換器 2 の温度検出値と温度基準値との比較に基づいて切換器 2 3により第 1の P WM信号又は第 2の P WM信号を選択できるようにしたので、電力変換器の損失が問題ない場合には、多パルス化防止器 1 2を使用しないことで、さらなる高速な応答が得られる効果がある。

なお、上記実施例を実施例 3 (第 7図）に適用して切換器 2 3により第 1の P WM信号又は第 2の P WM信号を選択できるようにしても良い。実施例 8 .

実施例 5〜 7の技術的内容を、実施例 2又は実施例 4にも応用できる：すなわち、実施例 5〜7では、第 1の P WM信号と第 2の P WM信号とを切換器 2 3によって切換えたが、実施例 2 (第 4図)、実施例 4 (第 1 0 図）において、電圧指令値演算器 9の出力となる第 1の電圧指令値 V rl と多パルス化防止器 2 0の出力となる第 2の電圧指令値 V r2 とを切換器 2 3により切換えても上記と同様の効果がある。

産業上の利用可能性

以上のように、本発明に係る電力変換装置は、インバー夕の用途に適している。

Claims

請求の範囲

1 . 第 1の周期により三角波キヤリアを発生する三角波キヤリァ発生手段と、

電力変換器の第 1の電流指令値を前記第 1の周期の半分よりも短く設定された第 2の周期によりサンプリングすると共に、第 2の電流指令値を発生する第 1のサンプリング手段と、

前記電力変換器により駆動される負荷の第 1の電流検出値を前記第 2 の周期によりサンプリングすると共に、第 2の電流検出値を発生する第 2のサンプリング手段と、

前記第 2の電流指令値及び第 2の電流検出値に基づいて電圧指令値を演算する電圧指令値演算手段と、

前記第 2の電圧指令値と前記三角波キヤリアを比較して第 1の P WM 信号を生成する比較手段と、

前記第 1の P WM信号が反転したことを検出する反転検出手段と、該反転検出手段の検出に基づいて前記第 1の周期内において前記第 1 の P WM信号の反転を抑制した第 2の P WM信号により前記電力変換器を駆動する反転抑制手段と、

を備えたことを特徴とする電力変換装置。

2 . 第 1の周期により三角波キャリアを発生する三角波キャリア発生手段と、

前記電力変換器により駆動される負荷の第 1の電流検出値を前記第 2 の周期によりサンプリングすると共に、

前記第 1の電圧指令値と前記三角波キヤリァと交差したことを検出する交差検出手段と；

前記交差検出手段の検出に基づいて前記第 1の周期内において前記三角波キヤリアと再度交差しないように前記第 1の電圧指令値の変化を抑制した第 2の電圧指令値を発生する電圧指令値抑制手段と、

前記第 2の電圧指令値と前記三角波キャリアを比較して P WM信号を生成すると共に、前記 P WM信号により前記電力変換器を駆動する比較手段と、

' を備えたことを特徴とする電力変換装置。

3 . 前記第 1の P WM信号と前記第 2の P WM信号とのパルス幅の差を求めると共に、前記三角波キャリアの次の半周期以降に生成される前記第 2の' P WM信号のパルス幅に前記差を加算した第 3の P WM信号し、前記第 2の P WM信号に代えて前記第 3の P WM信号により前記電力変換器を駆動する誤差補償手段と、

を備えたことを特徴とする請求の範囲 1に記載の電力変換装置。

4 . 前記三角波キャリアの第 1の半周期における前記第 1の電圧指令値と前記第 2の電圧指令値との差となる差分電圧指令値を求める指令電圧差演算手段と、

前記第 1の半周期以降に生成される前記第 2の電圧指令値に前記差分電圧指令値を加算した第 3の電圧指令値を加える電圧指令補正手段と、前記第 2の電圧指令値に代えて前記第 3の電圧指令値と前記三角波キャリアを比較して前記 P WM信号を生成すると共に、該 P WM信号により前記電力変換器を駆動する比較手段と、

を備えたことを特徴とする請求の範囲 2に記載の電力変換装置。 5 · 切換え指令信号により前記第 2又は第 3の P WM信号から前記第 1 の P WM信号に基づいて前記電力変換器を駆動するように切換える第 1 の切換手段と、を備えたことを特徴とする請求の範囲 1又は 3に記載の電力変換装置。 , 6 . 切換え指令信号により前記第 2又は第 3の電圧指令値から前記第 1 の電圧指令値を切換える第 2の切換え手段と、

を備えたことを特徴とする請求の範囲 2又は 4に記載の電力変換装置 _c 5 7 . 前記第 2の電流指令値と前記第 2の電流検出値との差と予め定められた電流基準値とを比較することにより前記差が前記電流基準値よりも大きい場合に前記切換え指令信号を発生する電流比較手段と、

を備えたことを特徴とする請求の範囲 5又は 6に記載の電力変換装置 _c 8 . 一定時間における前記電力変換器のスィツチング回数をカウン卜し 0 た回数検出値を出力する回数検出手段と、

予め定められた回数基準値と前記回数検出値とを比較して前記回数検出値が前記回数基準値よりも低い場合に前記切換え指令信号を発生する回数比較手段と、

を備えたことを特徴とする請求の範囲 5又は 6に記載の電力変換装置 5 9 . 前記電力変換器の温度を検出する温度検出手段と、

予め定められた温度基準値と前記温度検出値とを比較することにより前記温度検出値が前記基準温度値よりも低い場合に前記切換え指令信号を発生する温度比較手段と、

を備えたことを特徴とする請求の範囲 5又は 6に記載の電力変換装置 _c 0

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