JP4168935B2 - 電力変換装置 - Google Patents
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Description
【０００１】
【技術分野】
本発明は、ＰＷＭ（パルス幅変調）制御による電力変換装置に関し、特に、電力変換器により駆動される負荷の電流値を検出し、該電流値をフィードバック制御して電流指令値に追従させる制御装置に関するものである。
【０００２】
【背景技術】
従来のＰＷＭ制御により駆動される電力変換装置は、負荷の電流指令値と電流検出値から電圧指令値を演算し、該電圧指令値と三角波キャリアとを比較し、ＰＷＭパルスを発生して該ＰＷＭパルスによって電力変換器を駆動し、負荷を制御する。この場合、指令値と検出値は、同じ周期で同時にサンプルし、それぞれの値を読み込み、サンプル・ホールドする方式を採用している。
しかしながら、電流の検出値に脈動分（電流リプル成分）が存在するので、脈動分の影響を受けにくい電力変換装置が日本国特開平９−１５４２８３号公報により提案されている。
かかる提案による電力変換装置は上記脈動成分を除去するために、指令値をサンプルするサンプル・ホールド器の出力を平均化するサンプル値補償器を設けて、脈動分を除去している。
しかしながら、上記のような電力変換装置は、電流検出値に含まれる脈動分を除去するためにサンプル値補償器を有しており、サンプル値補償器を介して得られた電流の平均値を制御対象としているため、電流検出値が急峻に変化してもサンプル値補償器が平均化してしまい、充分な高速応答が得られないという問題点があった。
【０００３】
一方、高速応答を得るためにサンプル補償器の平均値を緩和した場合には、ＰＷＭ制御に起因する電流リプル成分が検出に重畳される。かかる場合、電流指令値には電流リプル成分が含まれていないので、電圧指令値演算器は電流リプル成分を減少させるための電圧を発生させ、その結果電圧指令値の変動が大きくなる。第１９図はその状態を示しており、電圧指令値が大きく変動して三角波キャリアの半周期に複数回三角波キャリアと電圧指令値が交差している。したがって、図中に丸で囲んだ部分において、比較器の出力であるＰＷＭ信号のパルス数が増加している。ＰＷＭ信号は、電力変換器内の電力用スイッチング素子を駆動する信号であるため、パルスが増加すると電力用スイッチング素子のスイッチング回数が増加してスイッチング損失の増加を生じるので、定格容量の大きな電力用スイッチング素子を採用しなければならないという問題点があった。
【０００４】
【発明の開示】
本発明は、上記のような問題点を解決するためになされたもので、ＰＷＭ信号のパルス数の増加すなわち多パルス化を生じることなく高速な電流応答を得る電力変換装置を提供することを目的とするものである。
【０００５】
第１の発明に係る電力変換装置は、第１の周期により三角波キャリアを発生する三角波キャリア発生手段と、電力変換器の第１の電流指令値を前記第１の周期の半分よりも短く設定された第２の周期によりサンプリングすると共に、第２の電流指令値を発生する第１のサンプリング手段と、前記電力変換器により駆動される負荷の第１の電流検出値を前記第２の周期によりサンプリングすると共に、第２の電流検出値を発生する第２のサンプリング手段と、前記第２の電流指令値及び第２の電流検出値に基づいて第 1 の電圧指令値を演算する電圧指令値演算手段と、前記第１の電圧指令値と前記三角波キャリアを比較して第１のＰＷＭ信号を生成する比較手段と、前記第１のＰＷＭ信号の反転検出に基づき、前記第１の周期内において前記第１のＰＷＭ信号の反転を抑制した第２のＰＷＭ信号により、前記電力変換器を駆動する多パルス化防止手段と、を備え、前記多パルス化防止手段は、前記三角波キャリアと前記第１のＰＷＭ信号とを入力して、信号を出力する排他的論理和素子と、該排他的論理和素子の出力信号と高周波のクロック信号を入力して、信号を出力する論理積素子と、該論理積素子の出力信号と前記三角波キャリアとを入力して、ラッチ出力として前記第２のＰＷＭ信号を出力するラッチ素子と、を備えたことを特徴とするものである。
【０００６】
かかる電力変換装置によれば、第１及び第２のサンプリング手段のサンプリング周期を、三角波キャリアの半周期よりも短い第２の周期とした状態において、反転検出手段が第１のＰＷＭ信号が反転したことを検出し、反転抑制手段が該反転検出手段の検出に基づいて三角波キャリアの半周期内において第１のＰＷＭ信号の反転を抑制した第２のＰＷＭ信号を生成すると共に、該第２のＰＷＭ信号により前記電力変換器を駆動する。したがって、高速な電流応答を実現しながら多パルス化の抑制された第２のＰＷＭ信号により電力変換器２を駆動するので、電力変換器のスイッチング損失を抑制できるという効果がある。
【０００７】
第２の発明に係る電力変換装置は、第１のＰＷＭ信号と第２のＰＷＭ信号とのパルス幅の差を求めると共に、三角波キャリアの次の半周期以降に生成される第２のＰＷＭ信号のパルス幅に差を加算した第３のＰＷＭ信号し、第２のＰＷＭ信号に代えて第３のＰＷＭ信号により電力変換器を駆動する誤差補償手段とを備えたことを特徴とするものである。
【０００８】
かかる電力変換装置によれば、パルス幅演算手段が第１のＰＷＭ信号と第２のＰＷＭ信号との差となる差分パルス幅を求め、第１の半周期以降に生成される第２のＰＷＭ信号に差分パルス幅を加えた第３のＰＷＭ信号により前記電力変換器を駆動する。したがって、高速な電流応答を実現しながら第２のＰＷＭ信号の反転が抑制することにより電力変換器のスイッチング損失を抑制でき、しかも、第１のＰＷＭ信号と第３のＰＷＭ信号との合計パルス幅が等しいので、電圧指令値に忠実な電力変換器の動作を実現できるという効果がある。
【０００９】
第３の発明に係る電力変換装置は、第１の周期により三角波キャリアを発生する三角波キャリア発生手段と、電力変換器の第１の電流指令値を前記第１の周期の半分よりも短く設定された第２の周期によりサンプリングすると共に、第２の電流指令値を発生する第１のサンプリング手段と、前記電力変換器により駆動される負荷の第１の電流検出値を前記第２の周期によりサンプリングすると共に、前記第１の電圧指令値と前記三角波キャリアと交差したことを検出する交差検出手段と、前記交差検出手段の検出に基づいて前記第１の 周期内において前記三角波キャリアと再度交差しないように前記第１の電圧指令値の変化を抑制した第２の電圧指令値を発生する電圧指令値抑制手段と、前記第２の電圧指令値と前記三角波キャリアを比較してＰＷＭ信号を生成すると共に、前記ＰＷＭ信号により前記電力変換器を駆動する比較手段と、を備えたことを特徴とする電力変換装置において、三角波キャリアの第１の半周期における第１の電圧指令値と第２の電圧指令値との差となる差分電圧指令値を求める指令電圧差演算手段と、第１の半周期以降に生成される前記第２の電圧指令値に前記差分電圧指令値を加算した第３の電圧指令値を加える電圧指令補正手段と、前記第２の電圧指令値に代えて前記第３の電圧指令値と前記三角波キャリアを比較して前記ＰＷＭ信号を生成すると共に、該ＰＷＭ信号により前記電力変換器を駆動する比較手段とを備えたことを特徴とするものである。
【００１０】
したがって、高速な電流応答を実現しながら電圧指令値と三角波キャリアの交差が抑制されることにより第１のＰＷＭ信号の反転が抑制することにより電力変換器のスイッチング損失を抑制でき、しかも、原電圧指令たる第１の電圧指令値に忠実な電力変換器の動作を実現できるという効果がある。
【００１１】
第４の発明に係る電力変換装置は、切換え指令信号により前記第２又は第３のＰＷＭ信号から前記第１のＰＷＭ信号に基づいて電力変換器を駆動するように切換える第１の切換手段と、を備えたことを特徴とするものである。
【００１２】
かかる電力変換装置によれば、例えば電力変換器のスイッチング損失に余裕がある場合には、第１の切換え手段が第１のＰＷＭ信号を選択して高速な指令に対する応答を実現でき、逆に、上記スイッチング損失に余裕がない場合には、第１の切換え手段が第２のＰＷＭ信号を選択して該スイッチング損失を抑制できるという効果がある。
【００１３】
第５の発明に係る電力変換装置は、切換え指令信号により第２又は第３の電圧指令値から第１の電圧指令値を切換える第２の切換え手段と、備えたことを特徴とするものである。
【００１４】
かかる電力変換装置によれば、例えば電力変換器のスイッチング損失に余裕がある場合には、第２の切換え手段が第１の電圧指令値を選択して高速な指令に対する応答を実現でき、逆に、上記スイッチング損失に余裕がない場合には、第２の切換え手段が第２の電圧指令値を選択して該スイッチング損失を抑制できるという効果がある。
【００１５】
第６の発明に係る電力変換装置は、第２の電流指令値と第２の電流検出値との差と予め定められた電流基準値とを比較することにより前記差が前記電流基準値よりも大きい場合に切換え指令信号を発生する電流比較手段と、を備えたことを特徴とするものである。
【００１６】
かかる電力変換装置によれば、電流比較手段は上記差が電流基準値よりも大きい場合に切換え指令信号により第１の電圧指令又は第１のＰＷＭ信号を選択して高速な応答を実現する。逆に、上記電流の差が小さい場合には、第１、第２の切換え手段が第２の電圧指令又は第２のＰＷＭ信号を選択して該スイッチング損失を抑制できるという効果がある。
【００１７】
第７の発明に係る電力変換装置は、一定時間における前記電力変換器のスイッチング回数をカウントした回数検出値を出力する回数検出手段と、予め定められた回数基準値と前記回数検出値とを比較して前記回数検出値が前記回数基準値よりも低い場合に前記切換え指令信号を発生する回数比較手段と、を備えたことを特徴とするものである。
【００１８】
かかる電力変換装置によれば、回数比較手段は回数検出値が回数基準値よりも低い場合、第１のＰＷＭ信号又は第１の電圧指令値を選択して高速な指令に対する応答を実現できる。逆に、回数検出値が回数基準値よりも高い場合、第２の電圧指令値又は第２のＰＷＭ信号を選択して電力変換器のスイッチング損失を抑制できるという効果がある。
【００１９】
第８の発明に係る電力変換装置は、電力変換器の温度を検出する温度検出手段と、予め定められた温度基準値と温度検出値とを比較することにより温度検出値が基準温度値よりも低い場合に切換え指令信号を発生する温度比較手段と、を備えたことを特徴とするものである。
【００２０】
かかる電力変換装置によれば、温度比較手段は温度検出値が温度基準値よりも低い場合、第１のＰＷＭ信号又は第１の電圧指令値を選択して高速な指令に対する応答を実現できる。逆に、温度検出値が温度基準値よりも高い場合、第２の電圧指令値又は第２のＰＷＭ信号を選択して電力変換器のスイッチング損失を抑制できるという効果がある。
【００２１】
【発明を実施するための最良の形態】
実施例１．
本発明の一実施例による電力変換装置を第１図に示すブロック図によって説明する。
第１図において、電力変換装置１は、トランジスタ等の電力スイッチング素子を有する電力変換器（電力変換手段）２と、電力変換器２の電流指令値を生成する電流指令値発生手段としての電流指令値発生器４と、電力変換器２の第１の電流指令値をサンプリングすると共に、第２の電流指令値を出力する第１のサンプリング器（第１のサンプリング手段）５と、負荷３に流れる電流を検出する電流検出器２ｓの第１の電流検出値をサンプリングすると共に、第２の電流検出値を出力する第２のサンプリング器（第２のサンプリング手段）６と、第１及び第２のサンプリング器５、６のサンプリング・タイミングを決めると共に、後述の三角波キャリアに同期して三角波キャリアＶｃの半周期ｔｃ／２よりも短い第２の周期のサンプリング信号を発生するサンプリング信号発生器７と、第１のサンプリング器５と第２のサンプリング器６の出力との差、すなわち第２の電流指令値と第２の電流検出値との差を求める減算器８と、減算器８の出力に基づいて電力変換器２の電圧指令値を演算する電圧指令値演算器９と、第１の周期により三角波キャリアＶｃを発生させると共に、三角波キャリアＶｃの半周期毎に、すなわち、三角波キャリアＶｃの振幅最低値Ｖｃｍｉｎに同期して立ち上り、該立ち上りから三角波キャリアＶｃの振幅最大値Ｖｃｍａｘに同期して立下がりの反転を繰り返す三角波同期信号Ｔｃを発生する三角波キャリア発生器１０と、電圧指令値Ｖｒと三角波キャリアＶｃを比較して立ち上りから立ち下りのパルスを有する第１のＰＷＭ信号を生成する比較器（比較手段）１１と、第１のＰＷＭ信号を入力して第２のＰＷＭ信号を出力する多パルス化防止器１２と、第２のＰＷＭ信号により駆動される電力変換器２とを備えている。
なお、３は電力変換器２により駆動される負荷である。
【００２２】
多パルス化防止器１２は、第１のＰＷＭ信号のパルスが立ち上り（立ち下り）から立ち下がり（立ち上り）することを反転といい、第１のＰＷＭ信号の反転を検出する反転検出手段と、該反転検出手段の検出に基づいて三角波キャリアＶｃの半周期内において第１のＰＷＭ信号の反転、すなわち、再反転を抑制した第２のＰＷＭ信号を生成すると共に、該第２のＰＷＭ信号により電力変換器２を駆動する反転抑制手段とを備えている。
【００２３】
具体的な多パルス化防止器１２は第１のＰＷＭ信号としての入力信号Ｐｉｎ及び三角波キャリアＴｃの排他的論理和を求めて信号Ｓａを発生する排他的論理和素子１３と、該信号Ｓａ及び高周波のクロック信号ＣＬＫの論理積を求めて信号Ｓｃを発生する論理積素子１４と、該信号Ｓｃを入力とすると共に、第２のＰＷＭ信号Ｐｏｕｔを発生するＤ型フリップ・フロップから成るラッチ素子１５とを備えている。
【００２４】
次に、上記のように構成された電力変換装置の全体動作を第１図乃至第３図について説明する。第１のサンプリング器５は、電流指令値発生器４から発生した第１の電流指令値をサンプリングして第２の電流指令値を出力し、第２のサンプリング器６は、電力変換器２に流れる電流を電流検出器２Ｓにより検出した第１の電流検出値をサンプリングして第２の電流指令値を出力する。減算器８は、電流指令値と電流検出値との偏差を求めて電圧指令値演算器９に入力する。電圧指令値演算器９は、該偏差が小さくなるように電圧変換器２の電圧指令値Ｖｃを演算して出力する。比較器１１は、電圧指令値Ｖｒと三角波キャリアＶｃと比較して電圧変換器２を駆動するパルス列となる第１のＰＷＭ信号を発生する。多パルス化防止手段１２は、第１のＰＷＭ信号Ｐ＿ｉｎと三角波同期信号Ｔｃとから第２のＰＷＭ信号Ｐ＿ｏｕｔを発生して電力変換器２に入力し、電力変換器２のスイッチング素子を動作させることにより出力に電圧を発生し負荷３を駆動する。上記のように電力変換器２を流れる電流が第２のサンプリング器６によってサンプリングされ、電圧指令値演算器９が電流指令値と電流検出値との偏差が小さくなるように制御するため、電流指令値に追従するように電力変換器２を動作させる。
【００２５】
次に、多パルス化防止器１２の動作を第１図乃至第３によって説明する。まず、多パルス化防止器１２は、第１のＰＷＭ信号Ｐ＿ｉｎが反転したことを検出して記憶し、三角波キャリアＶｃの半周期ｔｃ／２内における再反転を防止した第２のＰＷＭ信号Ｐ＿ｏｕｔを出力する。
詳しくは第３図において、比較器１１は電圧指令値Ｖｒと三角波キャリアＶｃとを比較して第１のＰＷＭ信号Ｐ＿ｉｎを出力する。第１のＰＷＭ信号Ｐ＿ｉｎは、時刻ｔ０でパルスが立ち上り三角波キャリアＶｃの半周期ｔｃ／２における時刻ｔ１で、初めて値が立ち下がりにより反転し、時刻ｔ２で、パルスが立上りして再反転し、時刻ｔ３でパルスが立下りして再々反転する。
【００２６】
排他的論理和素子１３は、三角波同期信号Ｔｃと第１のＰＷＭ信号Ｐ＿ｉｎとを入力して信号Ｓａを出力する。論理積素子１４は、信号Ｓａとクロック信号ＣＬＫとを入力して信号Ｓｃを出力する。ラッチ素子１５は、信号Ｓｃと三角波同期信号Ｔｃとを入力すると共に、ラッチ出力として第２のＰＷＭ信号Ｐ＿ｏｕｔを出力する。第２のＰＷＭ信号Ｐ＿ｏｕｔは、第１のＰＷＭ信号の立ち上りとほぼ同期して立ち上り、ラッチ素子１５の作用によって時刻ｔ１で、第１のＰＷＭ信号の最初の反転を検出して記憶した後には、時刻ｔ１〜ｔ４における再度の反転が発生しない。すなわち、第１のＰＷＭ信号は時刻ｔ２〜ｔ３でパルスが発生したが、第２のＰＷＭ信号では、該パルスが発生しない。
【００２７】
電力変換装置装置１によれば、電力変換器２を駆動する第２のＰＷＭ信号における多パルスの発生を防止したので、電力変換器２を構成する電力スイッチング素子のスイッチング回数が抑制されるので、電力スイッチング素子の温度上昇を抑制できる。しかも、三角波キャリアの半周期よりも短い周期のサンプリング信号を用いているので、高速な電流応答を得ることができる。
【００２８】
実施例２．
本発明の他の実施例を第４図に示す電力変換装置のブロック図によって説明する。第４図中、第１図と同一符号は、同一又は相当部分を示し説明を省略する。
第４図において、第２の多パルス化防止器２０は、電圧指令値演算手段９からの発生した第１の電圧指令値と三角波キャリアと交差したことを検出する交差検出手段と、交差検出手段の検出に基づいて三角波キャリアにおける半分の第１の周期内において三角波キャリアと再度交差しないように第１の電圧指令値の変化を抑制した第２の電圧指令値を発生する電圧指令値抑制手段と、第２の電圧指令値と三角波キャリアを比較して第１のＰＷＭ信号を生成すると共に、第１のＰＷＭ信号により電力変換器２を駆動する比較器１１とを備えたものである。
【００２９】
＜基本動作の説明＞
次に、多パルス化防止器２０の基本動作を第４図によって説明する。第４図において、サンプリング信号発生器７の発生するサンプリング信号の周期は、三角波キャリアの半周期の１／５である。
サンプリング信号はセクション（ｓｅｃｔｉｏｎ）１から５で示した各区間の先頭で、発生し、三角波キャリアは、減少する期間をモード（ｍｏｄｅ）１とし、増加する期間をモード２とする。サンプリング信号発生器７は、第１及び第２のサンプリング器５，６に同一のサンプリング信号Ｓｍを供給し、電圧指令値演算器９は、電流指令値と電流検出値とのサンプリングから演算による遅れ時間ゼロで第１の電圧指令値を出力しているものとすると、各セクションの先頭において第１の電圧指令値が更新される。
【００３０】
多パルス化防止器２０が存在しない場合、すなわち、電圧指令値演算器９の出力が比較器１１に直接接続された場合、モード１では、第１の電圧指令値Ｖｒ１が三角波キャリアＶｃより小さい状態から大きい状態に移行すると、比較器１１は第１の電圧指令値Ｖｒ１と三角波キャリアＶｃが交差することを検出して原ＰＷＭ信号を反転して出力する。
モード２では、第１の電圧指令値Ｖｒ１が三角波キャリアより大きい状態から小さい状態に移行すると、比較器１１は第１の電圧指令値Ｖｒ１と三角波キャリアが交差することを検出して原ＰＷＭ信号を反転する。
【００３１】
以上より原ＰＷＭ信号が反転するか否かは、各区間（セクション）において、第１の電圧指令値Ｖｒ１の大きさを調べて三角波キャリアＶｃと交差するか否かを判定すれば良い。
いま、簡単化のため、三角波キャリアＶｃの電圧値が０．０から１．０の間で直線的に値が変化するものとする。セクション１のように三角波キャリアＶｃの電圧値が減少する場合、各セクションの境目における三角波キャリアＶｃの電圧値は１．０、０．８、０．６、０．４、０．２、０．０となる。一方、セクション２のように三角波キャリアＶｃの電圧値が増加する場合、各セクションの境目における三角波キャリアＶｃの電圧値は、０．０、０．２、０．４、０．６、０．８、１．０となる。
【００３２】
まず、モード１のセクション１において、第１の電圧指令値Ｖｒ１は０．７で、該値は三角波キャリアＶｃの電圧値となるモード１のセクション２との境界値０．８よりも小さいので、第１の電圧指令値Ｖｒ１と三角波キャリアＶｃは交差しない。
モード１のセクション２において、第１の電圧指令値は０．７８で、該値は三角波キャリアＶｃの電圧値となるモード１のセクション３との境界値０．６よりも大きいので、第１の電圧指令値Ｖｒ１と三角波キャリアＶｃは交差する。したがって、モード１では、三角波キャリアＶｃの半周期内においては、セクション２で原ＰＷＭ信号の反転が生じる。
モード１において、第１の電圧指令値Ｖｒ１と三角波キャリアＶｃが交差した後に、第１の電圧指令値Ｖｒ１が三角波キャリアＶｃより小さい状態から大きい状態に再度移行すると、第１の電圧指令値Ｖｒ１と三角波キャリアＶｃとが再度交差することによりセクション３の最後の境界において原ＰＷＭ信号の反転が生じる。
【００３３】
次に、モード２においては、第１の電圧指令値Ｖｒ１が三角波キャリアより小さい状態から大きい状態に再度移行することによって第１の電圧指令値Ｖｒ１と三角波キャリアが再度交差する。
したがって、モード１では、第１の電圧指令値Ｖｒ１が三角波キャリアより大きい状態になった場合、第１の電圧指令値Ｖｒ１の変化を抑制した一定値にして次のモードに移行するまで変化しない第２の電圧指令値Ｖｒ２を生成して、第２の電圧指令値Ｖｒ２が三角波キャリアＶｃより小さい状態に移行しないように生成する。
モード２では、第１の電圧指令値Ｖｒ１が三角波キャリアＶｃより小さい状態になった場合、第１の電圧指令値Ｖｒ１の変化を抑制した一定値にして次のモードに移行するまで変化しない第２の電圧指令値Ｖｒ２を生成して、第２の電圧指令値Ｖｒ２が三角波キャリアＶｃより小さい状態に移行しないように生成する。
したがって、第２の電圧指令値Ｖｒ２が三角波キャリアＶｃと再度交差することを防止できるので、比較器１１の出力となる第１のＰＷＭ信号のように多パルス化することを防止できる。
【００３４】
＜多パルス化防止器のフローチャートによる動作の説明＞
上記のように構成された多パルス化防止器２０の動作を第８図のフローチャートによって説明する。多パルス化防止器２０は電圧指令値Ｖｒ１を読込み（ステップＳ２０ａ）、新たな三角波キャリアＶｃの半周期に移行したか否かを判定する（ステップＳ２０ｂ）。該半周期に移行した場合には、第１の電圧指令値と三角波キャリアＶｃの交差を検出して記憶するフラグｆｌｇをクリアする（ステップＳ２０ｃ）。
多パルス化防止器２０はフラグｆｌｇを判定し（ステップＳ２０ｄ）、前区間までに第１の電圧指令値と三角波キャリアＶｃが交差していない場合には、ステップ２０ｅ以降の電圧指令値と三角波キャリアＶｃの交差判定を行う。まず、モード１か２かの判定をする（ステップＳ２０ｅ）。三角波キャリアが減少するモード１と、増加するモード２では各区間の境界値が異なるためである。
【００３５】
次に、各モードにおける第１の電圧指令値と三角波キャリアの交差判定を比較器１１の出力が反転するか否かで行う（ステップＳ２０ｆ又はＳ２０ｇ）。ステップ２０ｆ又は２０ｇにおいて、交差すると判定された場合には、現在の電圧指令値Ｖｒ１をＶｔｍｐとして記憶してフラグｆｌｇをセットし（ステップＳ２０ｈ）、出力Ｖｏｕｔに現在の電圧指令値Ｖｒ１を入れる。
ステップ２０ｆまたは２０ｇにおいて、交差しないと判定された場合には、出力Ｖｏｕｔに現在の電圧指令値Ｖｒ１を入れる（ステップＳ２０ｉ）。ステップＳ２０ｄのフラグｆｌｇの判定において、前区間までに第１の電圧指令値と三角波キャリアが交差している場合には、電圧指令値と三角波キャリアの交差時に記憶しておいた電圧指令値Ｖｔｍｐを出力Ｖｏｕｔに入れる（ステップＳ２０ｊ）。どのルートを通った場合でも、第２の多パルス化防止器２０は第２の電圧指令値Ｖｒ２としての出力Ｖｏｕｔを出力する（ステップＳ２０ｋ）。
【００３６】
以上のように、本実施例による電力変換装置によれば、三角波キャリアの半周期よりも短い周期のサンプリング信号を用いて第１の電流指令値及び第１の電流検出値をサンプリングすることができるので、高速な電流応答を得ながら、第２の多パルス化防止器２０により確実に電力変換器２を駆動するＰＷＭ信号の多パルス化が防止される。
なお、上記説明では、電圧指令値演算器９の演算時間をゼロとしたが、ゼロでない場合には、演算時間に相当するサンプリング数だけセクション又はモードがずれるので、演算結果が出力されるセクション及びモードにおいて電圧指令値と三角波キャリアの交差を判定すれば、演算時間ゼロの場合と同様の効果が得られる。
また、上記説明では、三角波キャリアの半周期がサンプリング信号の５倍である場合について説明したが、任意の倍数に関しても同様の効果が得られる。
【００３７】
実施例３．
本発明を他の実施例による電力変換装置によるブロック図を示す第９図によって説明する。第９図中、第１図と同一の符号は、同一または相当部分を示すものである。
実施例１では、電圧指令値Ｖｒと三角波キャリアＶｃとを比較した第１のＰＷＭ信号の反転を抑制した第２のＰＷＭ信号によって電力変換器２を駆動したので、第２のＰＷＭ信号は第１のＰＷＭ信号の多パルス化を抑制した分だけ電圧指令値Ｖｒの指令から外れることになる。
本実施例は、多パルス化を抑制しながら、電圧指令値Ｖｒに忠実に電力変換器を動作するものである。
第７図及び第８図において、電圧誤差補償器２１は、比較器１１の出力信号Ｐ＿ｉｎとなる第１のＰＷＭ信号と、多パルス化防止器１２の出力信号Ｐ＿ｏｕｔとなる第２のＰＷＭ信号とのパルス幅の差ΔＰ（ｔ）を求めると共に、三角波キャリアＶｃの次の半周期以降に生成される第２のＰＷＭ信号のパルス幅に前記差ΔＰ（ｔ）を加算した第３のＰＷＭ信号Ｐ０を出力することにより電力変換器２を駆動するものである。
【００３８】
＜基本動作の説明＞
次に、上記のように構成された電力変換装置における電圧誤差補償器２１の動作を第７図及び第８図によって説明する。
電圧指令値Ｖｒが立ち上り三角波キャリアＶとの交差が２回生じると、比較器１１の出力にはパルスＰａを発生した多パルス化が生じる（第８図（ａ））。多パルス化防止器１２は、第１のＰＷＭ信号における反転以降の変化を抑制するため、第２のＰＷＭ信号となるパルスを出力する（第８図（ｂ））。第１のＰＷＭ信号と第２のＰＷＭ信号とのパルス幅の差がΔＰ（ｔ）、すなわち、多パルス化防止器１２によって第１のＰＷＭ信号を変更したパルス幅ｔａとなる（第８図（ｃ））。
差ΔＰ（ｔ）を積算したものが誤差の積算値であり（第８図（ｄ））、例えばパルスＰａが発生している間だけ高周波のクロック信号をカウンタでカウントアップすることによって得られる。
このカウンタの値を、三角波キャリアの１周期後において比較器１１の出力が変化する際にカウントダウンし、かつカウンタの値がゼロに戻るまでは比較器１１の出力変化を抑制すれば、多パルス化防止器１２によって変更されたパルス幅だけ１周期後のパルス幅を増加することができる。これが、電圧誤差補償器２１の動作で、その出力を示す（第８図（ｅ））。第１のＰＷＭ信号と第３のＰＷＭ信号との比較より、多パルス化防止器１２により変更されたパルス幅だけ、１周期後のパルス幅が増加しており、パルス幅の合計すなわち電力変換器２の出力電圧の平均値が保たれている。
【００３９】
＜フローチャートによる動作の説明＞
次に、電圧誤差補償器２１の動作を第９図のフローチャートによって説明する。第９図中、電圧誤差補償器２１の動作ステップを符号Ｓ２１で示し、Ｔｃ及びＰ＿ｉｎ及びＰ＿ｏｕｔの定義は第３図と同じである。
多パルス化が発生しているか判定し（ステップＳ２１ａ）、多パルス化防止器出力が増加させる側に働くか減少させる側に働くかを判定し（ステップＳ２１ｂ），誤差カウント量Ｖｄｒｐとして判定値に応じてカウントする（ステップＳ２１ｃ，２１ｄ）。多パルス化防止器１２の出力Ｐ＿ｏｕｔに変化があった場合には、誤差カウント量Ｖｄｒｐを払い出すかの判定をする（ステップＳ２１ｅ，２１ｆ）。ステップＳ２１ｅにおいて、Ｐ＿ｏｕｔの立ち上りエッジ検出時に誤差カウント量が負であるならば補正出力Ｐ＿ｏｕｔ’をＬを保持しカウント量を加算し（ステップＳ２１ｇ）、エッジ状態を記憶するためにｉｆｌｇをオンする。同様にステップＳ２１ｆにてＰｏｕｔの立ち下がりエッジ検出時に誤差カウント量が正であるならば、補正出力Ｐ＿ｏｕｔ’をＨを保持しカウント量を加算し，エッジ状態を記憶するためにｄｆｌｇをオンする（ステップＳ２１ｈ）。ステップＳ２１ｊにて誤差カウント量がゼロになるとｉｆｌｇ及びｄｆｌｇはクリアされる（ステップＳ２１ｋ）。
【００４０】
本実施例による電力変換装置によれば、多パルス化防止器１２により確実にＰＷＭ信号の多パルス化が防止されると共に、多パルス化防止に伴う電圧誤差を補償することができ、高速な電流応答を得るものである。
【００４１】
実施例４．
本発明の他の実施例を電力変換装置のブロック図を示す第１０図によって説明する。第１０図中、第６図と同一の符号を付したものは、同一またはこれに相当部分を示し説明を省略する。
実施例２では、三角波キャリアＶｃと第１の電圧指令値Ｖｒ１との交差を記交差検出手段により検出し、該検出に基づいて前記第１の周期内において前記三角波キャリアと再度交差しないように第１の電圧指令値Ｖｒ１の変化を抑制した第２の電圧指令値Ｖｒ２を発生する電圧指令値抑制手段と、第２の電圧指令値Ｖｒ２と三角波キャリアＶｃを比較して第１のＰＷＭ信号を生成すると共に、第１のＰＷＭ信号により電力変換器２を駆動した。
しかしながら、第２の電圧指令値Ｖｒ２は、第１の電圧指令値Ｖｒ１の変化を抑制した分のみ本来の電圧指令（第１の電圧指令値Ｖｒ１）からずれた電圧指令によって電力変換器２を駆動していた。
そこで、本実施例は多パルス化を抑制しながら、電圧指令値Ｖｒに忠実に電力変換器２を動作するものである。
第１０図において、第２の電圧誤差補償器２２は、電圧指令値演算器９からの出力となる第１の電圧指令値Ｖｒ１と第２の多パルス化防止器２０の出力となる第２の電圧指令値Ｖｒ２との電圧差Δｖを求めから、多パルス化防止器２０によって変更された電圧値、すなわち電圧変換器２の出力電圧誤差を積算し、三角波キャリアの次の半周期以降に生成される電圧指令値に、多パルス化防止器２０によって変更された電圧値を加えることにより電圧誤差を補償する。
【００４２】
＜基本動作の説明＞
次に、上記のように構成された電力変換装置における第２の電圧誤差補償器２２の動作を第１１図によって説明する。
第１１図において、電圧指令値演算器９から発生した第１の電圧指令値Ｖｒ１（一点鎖線で示す）が直接に比較器１１に入力された場合、比較器１１は、三角波キャリアＶｃと第１の電圧指令値Ｖｒ１とを比較することにより第１のＰＷＭ信号を発生する。第１のＰＷＭ信号は、三角波キャリアＶｃと第１の電圧指令値Ｖｒ１とが交差することによりパルスＰａが発生した多パルス化が生じる（第１１図（ａ））。多パルス化防止器２０は、第１のＰＷＭ信号において、最初の反転以降の変化を抑制した第１のＰＷＭ信号を発生する（第１１図（ｂ））。第１のＰＷＭ信号と第２のＰＷＭ信号との差がパルス幅となる（第１１図（ｃ））。かかるパルス幅が多パルス化防止器２０によって第１のＰＷＭ信号から第２のＰＷＭ信号に変更されたパルス幅である。該パルス幅を積算したのが誤差の積算値であり（第１１図（ｄ））、該積算値は上記のように第１のＰＷＭ信号と第２のＰＷＭ信号との差に基づいて計算できる。計算で得られた誤差の積算値を、図中実線で示した補償後の指令のように次の、三角波キャリアの半周期の電圧指令に加算すれば、（ｅ）に示したように、多パルス化防止器２０によって変更されたパルス幅だけ次のパルス幅を増加することができる。これが、第２の電圧誤差補償器２２の動作であり、（ａ）と（ｅ）の比較より、多パルス化防止器２０により変更されたパルス幅だけ、次のパルス幅が増加しており、パルス幅の合計すなわち電力変換器２の出力電圧の平均値が保たれている。
【００４３】
＜フローチャートによる動作の説明＞
第２の電圧誤差補償器２２及び第２の多パルス化防止器２０の動作を第１２図のフローチャートによって説明する。第１２図中、電圧誤差補償器２２が実行する動作ステップを符号Ｓ２２で示し、第２の多パルス化防止器２０が実行する動作ステップを符号Ｓ２０で付し、第８図と同一符号は、第８と同一又は相当部分を示し、モード（ｍｏｄｅ）及びセクション（ｓｅｃｔｉｏｎ）の定義は第７図と同じである。
電圧誤差補償器２２は、電圧指令値Ｖｒ１を読込み（ステップＳ２０ａ）、新たな三角波キャリアの半周期に成ったか否かを判定する（ステップＳ２０ｂ）。新たな三角波キャリアの半周期に成った場合には、電圧指令値Ｖｒ１と三角波キャリアＶｃの交差を記憶するフラグｆｌｇをクリアし（ステップＳ２０ｃ）、前の三角波キャリアの半周期で計算した誤差の積算値ＶｅｒｒｓｕｍをＶｏｆｓｔに退避し、現在の三角波キャリアの半周期における誤差を積算するためにＶｅｒｒｓｕｍをゼロにする（ステップＳ２２ａ）。前の三角波キャリアの半周期で計算した誤差の積算値ＶｏｆｓｔをＶｒ１に加算する（ステップＳ２２ｂ）。フラグｆｌｇを判定し（ステップＳ２２ｄ）、前区間までに電圧指令値と三角波キャリアの交差していない場合には、ステップＳ２０ｅ以降の電圧指令値と三角波キャリアの交差判定を行う。電圧指令値と三角波キャリアの交差判定に関しては第８図と同様であるため説明を省略する。ステップ２０ｄのｆｌｇの判定において、前区間までに電圧指令値と三角波キャリアが交差している場合には、モードの判定を行う（ステップＳ２２ｃ）。これは、三角波キャリアが減少するモード１と三角波キャリアが増加するモード２とでは誤差の積算値の計算式が異なるためである。ステップＳ２２ｄまたはＳ２２ｅにおいて、それぞれモード１またはモード２に対応した誤差電圧Ｖｅｒｒの計算を行う。ステップＳ２２ｄまたはＳ２２ｅで計算した誤差電圧Ｖｅｒｒには、最大値、最小値が存在するため、ステップＳ２２ｆ〜２２ｎにおいて最大値または最小値で誤差電圧Ｖｅｒｒをクランプする。こうして求められた各セクションにおける誤差電圧は２２ｐにおいて三角波キャリア半周期における誤差の積算値Ｖｅｒｒｓｕｍに加算される。
【００４４】
以上のように、本実施例による電力変換装置によれば、第２の多パルス化防止器２０により確実にＰＷＭ信号の多パルス化が防止されると共に、多パルス化防止に伴う電圧誤差を補償することができ、高速な電流応答を得ることができる。
また、以上の説明では、三角波キャリアの半周期がサンプリング信号の５倍である場合について説明したが、任意の倍数に関しても同様の効果が得られる。
【００４５】
実施例５．
本発明の他の実施例を電力変換装置のブロック図を示す第１３図によって説明する。第１３図中、第１図と同一符号は、同一又は相当部分を示し説明を省略する。
第１３図において、電力変換装置１は、比較器１１の出力となる第１のＰＷＭ信号と多パルス化防止器１２の出力となる第２のＰＷＭ信号のいずれかを選択して出力する電流比較手段としての切換器２３と、切換器２３に第１の切換え指令信号を出力する第２の比較器２４と、切換器２３を切換える第２の電流指令値と第２の電流検出値との差Δｉの基準電流値Δｉｒを発生する切換基準発生器２５とを備えている。
【００４６】
次に、第１４図に示すように電力変換装置は、第２（第１）の電流指令値が急峻に変化すると、第２（第１）の電流検出値は遅れを持って第２（第１）電流指令値に追従する。この時、第２の電流指令値と第２の電流検出値との差Δｉが大きくなり、電圧指令値演算器９は大きな電圧指令値を発生して電流検出値を電流指令値に急速に近づけようとする。
しかしながら、第１のＰＷＭ信号に多パルス化が生じた場合には、多パルス化防止器１２が第２のＰＷＭ信号を発生して多パルス化を防止する。したがって、電圧指令値演算器９の電圧指令値とおりには電力変換器２が動作しないので、電流指令値の追従に遅れを生じる一因となる。
そこで、第２の電流指令値と第２の電流検出値との差Δｉが基準電流値Δｉｒよりも大きいと、比較器２４から切換え信号を発生して第２のＰＷＭ信号から第１のＰＷＭに切換え、すなわち、比較器１１の出力から多パルス化防止器１２の出力に切換えて電力変換器２に入力することにより電流指令値に対する応答を向上するものである。一般に、上記差Δｉが大きい期間は時間的に限定されるので、電力変換器２の損失増加も許容範囲内となる。
【００４７】
以上のように本実施例による電力変換装置によれば、切換器２３により第１のＰＷＭ信号又は第２のＰＷＭ信号を選択できるようにしたので、電力変換器２の損失が問題ない場合には、多パルス化防止器１２を使用せずに、さらなる高速な応答が得られる効果がある。
なお、上記実施例を実施例３（第７図）に適用して切換器２３により第１のＰＷＭ信号又は第２のＰＷＭ信号を選択できるようにしても良い。
【００４８】
実施例６．
本発明の他の実施を電力変換装置のブロック図を示す第１５図によって説明する。第１５図中、第１３図と同一の符号は、同一または相当部分を示し説明を省略する。
電力変換装置１は、比較器１１の出力となる第１のＰＷＭと多パルス化防止器１２の出力となる第２のＰＷＭ信号のいずれかを選択して出力する切換器２３と、切換器２３に切換え指令信号を出力する回数比較手段としての第２の比較器２４と、電力変換器２の温度等を考慮して電力スイッチング素子のスイッチング回数の回数基準値を発生する切換基準発生器２５と、電力変換器２の電力スイッチング素子のスイッチング回数を例えば電力変換器に入力されるパルスの立ち上り又は立下り回数を、一定時間内でカウントした回数検出値を出力する回数検出器２６とを備えている。
次に、上記のように構成された電力変換装置の動作を説明する。切換基準発生器２５の発生する回数基準値と、スイッチング回数検出器２６からの出力となる回数検出値とを第２の比較器２４で比較して、回数基準値よりも回数検出値の方が大きい場合には、切換器２４により第１の切換え信号を発生して切換器２３を動作して第１のＰＷＭ信号から第２のＰＷＭ信号に切換えることにより電力スイッチング素子のスイッチング回数を減少させることにより電力変換器２の温度上昇を抑制する。
一方、回数基準値よりも回数検出値の方が小さい場合には、電力変換器２の温度余裕があるため、切換器２３から第２の切換信号を発生して第２のＰＷＭ信号から第１のＰＷＭ信号に切換えることにより高速応答を実現する。
かかる場合、第１６図に示すように第２の比較器２４にヒステリシスコンパレータを用いると、ヒステリシス幅によりスイッチング回数の変化幅を制御できるので好ましい。
【００４９】
以上のように、本実施例による電力変換装置によれば、切換器２３により第１のＰＷＭ信号又は第２のＰＷＭ信号を選択できるようにしたので、電力変換器２の損失が問題ない場合には、第１のＰＷＭ信号を電力変換器２に入力することで、さらに高速な応答が得られる効果がある。
なお、上記実施例を実施例３（第７図）に適用して切換器２３により第１のＰＷＭ信号又は第２のＰＷＭ信号を選択できるようにしても良い。
【００５０】
実施例７．
本発明の他の実施例を第１７図に示す電力変換装置のブロック図によって説明する。第１７図中、第１図と同一の符号は、同一又は相当部分を示し説明を省略する。
第１７図において、電力変換装置１は、比較器１１の出力となる第１のＰＷＭと多パルス化防止器１２の出力となる第２のＰＷＭ信号のいずれかを選択して出力する切換器２３と、切換器２３に切換え指令信号を出力する温度比較手段としての第２の比較器２４と、切換器２３を切換える電力変換器２の基準温度値を発生する切換基準発生器２５と、電力変換器２の温度を検出する温度検出器２７とを備えている。
電力変換装置は、通常の場合、電力変換器２の温度は、負荷３や運転周波数、多パルス化の発生の有無によって変動し、例えば第１８図に示したように、時間の経過とともに変化する。ここで、第２の比較器２４は切換基準発生器２５の発生する温度基準値と、温度検出器２７が検出する電力変換器２の温度検出値とを比較して、温度基準値よりも温度検出値の方が高い場合には、切換器２３により多パルス化防止器１２の出力を選択して第２のＰＷＭ信号により電力変換器２を駆動することにより電力変換器２の温度上昇を抑制する。
一方、温度基準値よりも検出温度値の方が低い場合には、電力変換器２の温度余裕があるため、切換器２３により比較器１１の出力を選択して高速応答を実現する。その際、第２の比較器２４としてヒステリシスコンパレータを用いると、ヒステリシス幅により温度の変化幅を制御できる。
【００５１】
以上のように、本実施例による電力変換装置によれば、電力変換器２の温度検出値と温度基準値との比較に基づいて切換器２３により第１のＰＷＭ信号又は第２のＰＷＭ信号を選択できるようにしたので、電力変換器の損失が問題ない場合には、多パルス化防止器１２を使用しないことで、さらなる高速な応答が得られる効果がある。
なお、上記実施例を実施例３（第７図）に適用して切換器２３により第１のＰＷＭ信号又は第２のＰＷＭ信号を選択できるようにしても良い。
【００５２】
実施例８．
実施例５〜７の技術的内容を、実施例２又は実施例４にも応用できる。すなわち、実施例５〜７では、第１のＰＷＭ信号と第２のＰＷＭ信号とを切換器２３によって切換えたが、実施例２（第４図）、実施例４（第１０図）において、電圧指令値演算器９の出力となる第１の電圧指令値Ｖｒ１と多パルス化防止器２０の出力となる第２の電圧指令値Ｖｒ２とを切換器２３により切換えても上記と同様の効果がある。
【００５３】
【産業上の利用可能性】
以上のように、本発明に係る電力変換装置は、インバータの用途に適している。
【００５４】
【図面の簡単な説明】
第１図は実施例による電力変換装置のブロック図である。
第２図は実施例による多パルス化防止器の内部結線図である。
第３図は実施例による三角波キャリア及び多パルス化防止器のタイムチャートである。
第４図は他の実施例による電力変換装置のブロック図である。
第５図は図４の電力変換装置に用いられる多パルス化防止器のタイムチャートである。
第６図は図５の多パルス化防止器のフローチャートである。
第７図は他の実施例による電力変換装置のブロック図である。
第８図は第７図の電力変換装置による三角波キャリア及び多パルス化防止器のタイムチャートである。
第９図は第８図の電力変換装置の動作を示すフローチャートである。
第１０図は他の実施例による電力変換装置のブロック図である。
第１１図は第１０図の電力変換装置による三角波キャリア及び多パルス化防止器のタイムチャートである。
第１２図は第１１図の電力変換装置の動作を示すフローチャートである。
第１３図は他の実施例による電力変換装置のブロック図である。
第１４図は第１３図の電力変換装置の動作を示すタイムチャートである。
第１５図は他の実施例による電力変換装置のブロック図である。
第１６図は第１５図による電力変換装置の動作を示すタイムチャートである。
第１７図は他の実施例による電力変換装置のブロック図である。
第１８図は第１７図による電力変換装置の動作を示すタイムチャートである。
第１９図は従来の電力変換装置の動作を説明するための図である。
【技術分野】
本発明は、ＰＷＭ（パルス幅変調）制御による電力変換装置に関し、特に、電力変換器により駆動される負荷の電流値を検出し、該電流値をフィードバック制御して電流指令値に追従させる制御装置に関するものである。
【０００２】
【背景技術】
従来のＰＷＭ制御により駆動される電力変換装置は、負荷の電流指令値と電流検出値から電圧指令値を演算し、該電圧指令値と三角波キャリアとを比較し、ＰＷＭパルスを発生して該ＰＷＭパルスによって電力変換器を駆動し、負荷を制御する。この場合、指令値と検出値は、同じ周期で同時にサンプルし、それぞれの値を読み込み、サンプル・ホールドする方式を採用している。
しかしながら、電流の検出値に脈動分（電流リプル成分）が存在するので、脈動分の影響を受けにくい電力変換装置が日本国特開平９−１５４２８３号公報により提案されている。
かかる提案による電力変換装置は上記脈動成分を除去するために、指令値をサンプルするサンプル・ホールド器の出力を平均化するサンプル値補償器を設けて、脈動分を除去している。
しかしながら、上記のような電力変換装置は、電流検出値に含まれる脈動分を除去するためにサンプル値補償器を有しており、サンプル値補償器を介して得られた電流の平均値を制御対象としているため、電流検出値が急峻に変化してもサンプル値補償器が平均化してしまい、充分な高速応答が得られないという問題点があった。
【０００３】
一方、高速応答を得るためにサンプル補償器の平均値を緩和した場合には、ＰＷＭ制御に起因する電流リプル成分が検出に重畳される。かかる場合、電流指令値には電流リプル成分が含まれていないので、電圧指令値演算器は電流リプル成分を減少させるための電圧を発生させ、その結果電圧指令値の変動が大きくなる。第１９図はその状態を示しており、電圧指令値が大きく変動して三角波キャリアの半周期に複数回三角波キャリアと電圧指令値が交差している。したがって、図中に丸で囲んだ部分において、比較器の出力であるＰＷＭ信号のパルス数が増加している。ＰＷＭ信号は、電力変換器内の電力用スイッチング素子を駆動する信号であるため、パルスが増加すると電力用スイッチング素子のスイッチング回数が増加してスイッチング損失の増加を生じるので、定格容量の大きな電力用スイッチング素子を採用しなければならないという問題点があった。
【０００４】
【発明の開示】
本発明は、上記のような問題点を解決するためになされたもので、ＰＷＭ信号のパルス数の増加すなわち多パルス化を生じることなく高速な電流応答を得る電力変換装置を提供することを目的とするものである。
【０００５】
第１の発明に係る電力変換装置は、第１の周期により三角波キャリアを発生する三角波キャリア発生手段と、電力変換器の第１の電流指令値を前記第１の周期の半分よりも短く設定された第２の周期によりサンプリングすると共に、第２の電流指令値を発生する第１のサンプリング手段と、前記電力変換器により駆動される負荷の第１の電流検出値を前記第２の周期によりサンプリングすると共に、第２の電流検出値を発生する第２のサンプリング手段と、前記第２の電流指令値及び第２の電流検出値に基づいて第 1 の電圧指令値を演算する電圧指令値演算手段と、前記第１の電圧指令値と前記三角波キャリアを比較して第１のＰＷＭ信号を生成する比較手段と、前記第１のＰＷＭ信号の反転検出に基づき、前記第１の周期内において前記第１のＰＷＭ信号の反転を抑制した第２のＰＷＭ信号により、前記電力変換器を駆動する多パルス化防止手段と、を備え、前記多パルス化防止手段は、前記三角波キャリアと前記第１のＰＷＭ信号とを入力して、信号を出力する排他的論理和素子と、該排他的論理和素子の出力信号と高周波のクロック信号を入力して、信号を出力する論理積素子と、該論理積素子の出力信号と前記三角波キャリアとを入力して、ラッチ出力として前記第２のＰＷＭ信号を出力するラッチ素子と、を備えたことを特徴とするものである。
【０００６】
かかる電力変換装置によれば、第１及び第２のサンプリング手段のサンプリング周期を、三角波キャリアの半周期よりも短い第２の周期とした状態において、反転検出手段が第１のＰＷＭ信号が反転したことを検出し、反転抑制手段が該反転検出手段の検出に基づいて三角波キャリアの半周期内において第１のＰＷＭ信号の反転を抑制した第２のＰＷＭ信号を生成すると共に、該第２のＰＷＭ信号により前記電力変換器を駆動する。したがって、高速な電流応答を実現しながら多パルス化の抑制された第２のＰＷＭ信号により電力変換器２を駆動するので、電力変換器のスイッチング損失を抑制できるという効果がある。
【０００７】
第２の発明に係る電力変換装置は、第１のＰＷＭ信号と第２のＰＷＭ信号とのパルス幅の差を求めると共に、三角波キャリアの次の半周期以降に生成される第２のＰＷＭ信号のパルス幅に差を加算した第３のＰＷＭ信号し、第２のＰＷＭ信号に代えて第３のＰＷＭ信号により電力変換器を駆動する誤差補償手段とを備えたことを特徴とするものである。
【０００８】
かかる電力変換装置によれば、パルス幅演算手段が第１のＰＷＭ信号と第２のＰＷＭ信号との差となる差分パルス幅を求め、第１の半周期以降に生成される第２のＰＷＭ信号に差分パルス幅を加えた第３のＰＷＭ信号により前記電力変換器を駆動する。したがって、高速な電流応答を実現しながら第２のＰＷＭ信号の反転が抑制することにより電力変換器のスイッチング損失を抑制でき、しかも、第１のＰＷＭ信号と第３のＰＷＭ信号との合計パルス幅が等しいので、電圧指令値に忠実な電力変換器の動作を実現できるという効果がある。
【０００９】
第３の発明に係る電力変換装置は、第１の周期により三角波キャリアを発生する三角波キャリア発生手段と、電力変換器の第１の電流指令値を前記第１の周期の半分よりも短く設定された第２の周期によりサンプリングすると共に、第２の電流指令値を発生する第１のサンプリング手段と、前記電力変換器により駆動される負荷の第１の電流検出値を前記第２の周期によりサンプリングすると共に、前記第１の電圧指令値と前記三角波キャリアと交差したことを検出する交差検出手段と、前記交差検出手段の検出に基づいて前記第１の 周期内において前記三角波キャリアと再度交差しないように前記第１の電圧指令値の変化を抑制した第２の電圧指令値を発生する電圧指令値抑制手段と、前記第２の電圧指令値と前記三角波キャリアを比較してＰＷＭ信号を生成すると共に、前記ＰＷＭ信号により前記電力変換器を駆動する比較手段と、を備えたことを特徴とする電力変換装置において、三角波キャリアの第１の半周期における第１の電圧指令値と第２の電圧指令値との差となる差分電圧指令値を求める指令電圧差演算手段と、第１の半周期以降に生成される前記第２の電圧指令値に前記差分電圧指令値を加算した第３の電圧指令値を加える電圧指令補正手段と、前記第２の電圧指令値に代えて前記第３の電圧指令値と前記三角波キャリアを比較して前記ＰＷＭ信号を生成すると共に、該ＰＷＭ信号により前記電力変換器を駆動する比較手段とを備えたことを特徴とするものである。
【００１０】
したがって、高速な電流応答を実現しながら電圧指令値と三角波キャリアの交差が抑制されることにより第１のＰＷＭ信号の反転が抑制することにより電力変換器のスイッチング損失を抑制でき、しかも、原電圧指令たる第１の電圧指令値に忠実な電力変換器の動作を実現できるという効果がある。
【００１１】
第４の発明に係る電力変換装置は、切換え指令信号により前記第２又は第３のＰＷＭ信号から前記第１のＰＷＭ信号に基づいて電力変換器を駆動するように切換える第１の切換手段と、を備えたことを特徴とするものである。
【００１２】
かかる電力変換装置によれば、例えば電力変換器のスイッチング損失に余裕がある場合には、第１の切換え手段が第１のＰＷＭ信号を選択して高速な指令に対する応答を実現でき、逆に、上記スイッチング損失に余裕がない場合には、第１の切換え手段が第２のＰＷＭ信号を選択して該スイッチング損失を抑制できるという効果がある。
【００１３】
第５の発明に係る電力変換装置は、切換え指令信号により第２又は第３の電圧指令値から第１の電圧指令値を切換える第２の切換え手段と、備えたことを特徴とするものである。
【００１４】
かかる電力変換装置によれば、例えば電力変換器のスイッチング損失に余裕がある場合には、第２の切換え手段が第１の電圧指令値を選択して高速な指令に対する応答を実現でき、逆に、上記スイッチング損失に余裕がない場合には、第２の切換え手段が第２の電圧指令値を選択して該スイッチング損失を抑制できるという効果がある。
【００１５】
第６の発明に係る電力変換装置は、第２の電流指令値と第２の電流検出値との差と予め定められた電流基準値とを比較することにより前記差が前記電流基準値よりも大きい場合に切換え指令信号を発生する電流比較手段と、を備えたことを特徴とするものである。
【００１６】
かかる電力変換装置によれば、電流比較手段は上記差が電流基準値よりも大きい場合に切換え指令信号により第１の電圧指令又は第１のＰＷＭ信号を選択して高速な応答を実現する。逆に、上記電流の差が小さい場合には、第１、第２の切換え手段が第２の電圧指令又は第２のＰＷＭ信号を選択して該スイッチング損失を抑制できるという効果がある。
【００１７】
第７の発明に係る電力変換装置は、一定時間における前記電力変換器のスイッチング回数をカウントした回数検出値を出力する回数検出手段と、予め定められた回数基準値と前記回数検出値とを比較して前記回数検出値が前記回数基準値よりも低い場合に前記切換え指令信号を発生する回数比較手段と、を備えたことを特徴とするものである。
【００１８】
かかる電力変換装置によれば、回数比較手段は回数検出値が回数基準値よりも低い場合、第１のＰＷＭ信号又は第１の電圧指令値を選択して高速な指令に対する応答を実現できる。逆に、回数検出値が回数基準値よりも高い場合、第２の電圧指令値又は第２のＰＷＭ信号を選択して電力変換器のスイッチング損失を抑制できるという効果がある。
【００１９】
第８の発明に係る電力変換装置は、電力変換器の温度を検出する温度検出手段と、予め定められた温度基準値と温度検出値とを比較することにより温度検出値が基準温度値よりも低い場合に切換え指令信号を発生する温度比較手段と、を備えたことを特徴とするものである。
【００２０】
かかる電力変換装置によれば、温度比較手段は温度検出値が温度基準値よりも低い場合、第１のＰＷＭ信号又は第１の電圧指令値を選択して高速な指令に対する応答を実現できる。逆に、温度検出値が温度基準値よりも高い場合、第２の電圧指令値又は第２のＰＷＭ信号を選択して電力変換器のスイッチング損失を抑制できるという効果がある。
【００２１】
【発明を実施するための最良の形態】
実施例１．
本発明の一実施例による電力変換装置を第１図に示すブロック図によって説明する。
第１図において、電力変換装置１は、トランジスタ等の電力スイッチング素子を有する電力変換器（電力変換手段）２と、電力変換器２の電流指令値を生成する電流指令値発生手段としての電流指令値発生器４と、電力変換器２の第１の電流指令値をサンプリングすると共に、第２の電流指令値を出力する第１のサンプリング器（第１のサンプリング手段）５と、負荷３に流れる電流を検出する電流検出器２ｓの第１の電流検出値をサンプリングすると共に、第２の電流検出値を出力する第２のサンプリング器（第２のサンプリング手段）６と、第１及び第２のサンプリング器５、６のサンプリング・タイミングを決めると共に、後述の三角波キャリアに同期して三角波キャリアＶｃの半周期ｔｃ／２よりも短い第２の周期のサンプリング信号を発生するサンプリング信号発生器７と、第１のサンプリング器５と第２のサンプリング器６の出力との差、すなわち第２の電流指令値と第２の電流検出値との差を求める減算器８と、減算器８の出力に基づいて電力変換器２の電圧指令値を演算する電圧指令値演算器９と、第１の周期により三角波キャリアＶｃを発生させると共に、三角波キャリアＶｃの半周期毎に、すなわち、三角波キャリアＶｃの振幅最低値Ｖｃｍｉｎに同期して立ち上り、該立ち上りから三角波キャリアＶｃの振幅最大値Ｖｃｍａｘに同期して立下がりの反転を繰り返す三角波同期信号Ｔｃを発生する三角波キャリア発生器１０と、電圧指令値Ｖｒと三角波キャリアＶｃを比較して立ち上りから立ち下りのパルスを有する第１のＰＷＭ信号を生成する比較器（比較手段）１１と、第１のＰＷＭ信号を入力して第２のＰＷＭ信号を出力する多パルス化防止器１２と、第２のＰＷＭ信号により駆動される電力変換器２とを備えている。
なお、３は電力変換器２により駆動される負荷である。
【００２２】
多パルス化防止器１２は、第１のＰＷＭ信号のパルスが立ち上り（立ち下り）から立ち下がり（立ち上り）することを反転といい、第１のＰＷＭ信号の反転を検出する反転検出手段と、該反転検出手段の検出に基づいて三角波キャリアＶｃの半周期内において第１のＰＷＭ信号の反転、すなわち、再反転を抑制した第２のＰＷＭ信号を生成すると共に、該第２のＰＷＭ信号により電力変換器２を駆動する反転抑制手段とを備えている。
【００２３】
具体的な多パルス化防止器１２は第１のＰＷＭ信号としての入力信号Ｐｉｎ及び三角波キャリアＴｃの排他的論理和を求めて信号Ｓａを発生する排他的論理和素子１３と、該信号Ｓａ及び高周波のクロック信号ＣＬＫの論理積を求めて信号Ｓｃを発生する論理積素子１４と、該信号Ｓｃを入力とすると共に、第２のＰＷＭ信号Ｐｏｕｔを発生するＤ型フリップ・フロップから成るラッチ素子１５とを備えている。
【００２４】
次に、上記のように構成された電力変換装置の全体動作を第１図乃至第３図について説明する。第１のサンプリング器５は、電流指令値発生器４から発生した第１の電流指令値をサンプリングして第２の電流指令値を出力し、第２のサンプリング器６は、電力変換器２に流れる電流を電流検出器２Ｓにより検出した第１の電流検出値をサンプリングして第２の電流指令値を出力する。減算器８は、電流指令値と電流検出値との偏差を求めて電圧指令値演算器９に入力する。電圧指令値演算器９は、該偏差が小さくなるように電圧変換器２の電圧指令値Ｖｃを演算して出力する。比較器１１は、電圧指令値Ｖｒと三角波キャリアＶｃと比較して電圧変換器２を駆動するパルス列となる第１のＰＷＭ信号を発生する。多パルス化防止手段１２は、第１のＰＷＭ信号Ｐ＿ｉｎと三角波同期信号Ｔｃとから第２のＰＷＭ信号Ｐ＿ｏｕｔを発生して電力変換器２に入力し、電力変換器２のスイッチング素子を動作させることにより出力に電圧を発生し負荷３を駆動する。上記のように電力変換器２を流れる電流が第２のサンプリング器６によってサンプリングされ、電圧指令値演算器９が電流指令値と電流検出値との偏差が小さくなるように制御するため、電流指令値に追従するように電力変換器２を動作させる。
【００２５】
次に、多パルス化防止器１２の動作を第１図乃至第３によって説明する。まず、多パルス化防止器１２は、第１のＰＷＭ信号Ｐ＿ｉｎが反転したことを検出して記憶し、三角波キャリアＶｃの半周期ｔｃ／２内における再反転を防止した第２のＰＷＭ信号Ｐ＿ｏｕｔを出力する。
詳しくは第３図において、比較器１１は電圧指令値Ｖｒと三角波キャリアＶｃとを比較して第１のＰＷＭ信号Ｐ＿ｉｎを出力する。第１のＰＷＭ信号Ｐ＿ｉｎは、時刻ｔ０でパルスが立ち上り三角波キャリアＶｃの半周期ｔｃ／２における時刻ｔ１で、初めて値が立ち下がりにより反転し、時刻ｔ２で、パルスが立上りして再反転し、時刻ｔ３でパルスが立下りして再々反転する。
【００２６】
排他的論理和素子１３は、三角波同期信号Ｔｃと第１のＰＷＭ信号Ｐ＿ｉｎとを入力して信号Ｓａを出力する。論理積素子１４は、信号Ｓａとクロック信号ＣＬＫとを入力して信号Ｓｃを出力する。ラッチ素子１５は、信号Ｓｃと三角波同期信号Ｔｃとを入力すると共に、ラッチ出力として第２のＰＷＭ信号Ｐ＿ｏｕｔを出力する。第２のＰＷＭ信号Ｐ＿ｏｕｔは、第１のＰＷＭ信号の立ち上りとほぼ同期して立ち上り、ラッチ素子１５の作用によって時刻ｔ１で、第１のＰＷＭ信号の最初の反転を検出して記憶した後には、時刻ｔ１〜ｔ４における再度の反転が発生しない。すなわち、第１のＰＷＭ信号は時刻ｔ２〜ｔ３でパルスが発生したが、第２のＰＷＭ信号では、該パルスが発生しない。
【００２７】
電力変換装置装置１によれば、電力変換器２を駆動する第２のＰＷＭ信号における多パルスの発生を防止したので、電力変換器２を構成する電力スイッチング素子のスイッチング回数が抑制されるので、電力スイッチング素子の温度上昇を抑制できる。しかも、三角波キャリアの半周期よりも短い周期のサンプリング信号を用いているので、高速な電流応答を得ることができる。
【００２８】
実施例２．
本発明の他の実施例を第４図に示す電力変換装置のブロック図によって説明する。第４図中、第１図と同一符号は、同一又は相当部分を示し説明を省略する。
第４図において、第２の多パルス化防止器２０は、電圧指令値演算手段９からの発生した第１の電圧指令値と三角波キャリアと交差したことを検出する交差検出手段と、交差検出手段の検出に基づいて三角波キャリアにおける半分の第１の周期内において三角波キャリアと再度交差しないように第１の電圧指令値の変化を抑制した第２の電圧指令値を発生する電圧指令値抑制手段と、第２の電圧指令値と三角波キャリアを比較して第１のＰＷＭ信号を生成すると共に、第１のＰＷＭ信号により電力変換器２を駆動する比較器１１とを備えたものである。
【００２９】
＜基本動作の説明＞
次に、多パルス化防止器２０の基本動作を第４図によって説明する。第４図において、サンプリング信号発生器７の発生するサンプリング信号の周期は、三角波キャリアの半周期の１／５である。
サンプリング信号はセクション（ｓｅｃｔｉｏｎ）１から５で示した各区間の先頭で、発生し、三角波キャリアは、減少する期間をモード（ｍｏｄｅ）１とし、増加する期間をモード２とする。サンプリング信号発生器７は、第１及び第２のサンプリング器５，６に同一のサンプリング信号Ｓｍを供給し、電圧指令値演算器９は、電流指令値と電流検出値とのサンプリングから演算による遅れ時間ゼロで第１の電圧指令値を出力しているものとすると、各セクションの先頭において第１の電圧指令値が更新される。
【００３０】
多パルス化防止器２０が存在しない場合、すなわち、電圧指令値演算器９の出力が比較器１１に直接接続された場合、モード１では、第１の電圧指令値Ｖｒ１が三角波キャリアＶｃより小さい状態から大きい状態に移行すると、比較器１１は第１の電圧指令値Ｖｒ１と三角波キャリアＶｃが交差することを検出して原ＰＷＭ信号を反転して出力する。
モード２では、第１の電圧指令値Ｖｒ１が三角波キャリアより大きい状態から小さい状態に移行すると、比較器１１は第１の電圧指令値Ｖｒ１と三角波キャリアが交差することを検出して原ＰＷＭ信号を反転する。
【００３１】
以上より原ＰＷＭ信号が反転するか否かは、各区間（セクション）において、第１の電圧指令値Ｖｒ１の大きさを調べて三角波キャリアＶｃと交差するか否かを判定すれば良い。
いま、簡単化のため、三角波キャリアＶｃの電圧値が０．０から１．０の間で直線的に値が変化するものとする。セクション１のように三角波キャリアＶｃの電圧値が減少する場合、各セクションの境目における三角波キャリアＶｃの電圧値は１．０、０．８、０．６、０．４、０．２、０．０となる。一方、セクション２のように三角波キャリアＶｃの電圧値が増加する場合、各セクションの境目における三角波キャリアＶｃの電圧値は、０．０、０．２、０．４、０．６、０．８、１．０となる。
【００３２】
まず、モード１のセクション１において、第１の電圧指令値Ｖｒ１は０．７で、該値は三角波キャリアＶｃの電圧値となるモード１のセクション２との境界値０．８よりも小さいので、第１の電圧指令値Ｖｒ１と三角波キャリアＶｃは交差しない。
モード１のセクション２において、第１の電圧指令値は０．７８で、該値は三角波キャリアＶｃの電圧値となるモード１のセクション３との境界値０．６よりも大きいので、第１の電圧指令値Ｖｒ１と三角波キャリアＶｃは交差する。したがって、モード１では、三角波キャリアＶｃの半周期内においては、セクション２で原ＰＷＭ信号の反転が生じる。
モード１において、第１の電圧指令値Ｖｒ１と三角波キャリアＶｃが交差した後に、第１の電圧指令値Ｖｒ１が三角波キャリアＶｃより小さい状態から大きい状態に再度移行すると、第１の電圧指令値Ｖｒ１と三角波キャリアＶｃとが再度交差することによりセクション３の最後の境界において原ＰＷＭ信号の反転が生じる。
【００３３】
次に、モード２においては、第１の電圧指令値Ｖｒ１が三角波キャリアより小さい状態から大きい状態に再度移行することによって第１の電圧指令値Ｖｒ１と三角波キャリアが再度交差する。
したがって、モード１では、第１の電圧指令値Ｖｒ１が三角波キャリアより大きい状態になった場合、第１の電圧指令値Ｖｒ１の変化を抑制した一定値にして次のモードに移行するまで変化しない第２の電圧指令値Ｖｒ２を生成して、第２の電圧指令値Ｖｒ２が三角波キャリアＶｃより小さい状態に移行しないように生成する。
モード２では、第１の電圧指令値Ｖｒ１が三角波キャリアＶｃより小さい状態になった場合、第１の電圧指令値Ｖｒ１の変化を抑制した一定値にして次のモードに移行するまで変化しない第２の電圧指令値Ｖｒ２を生成して、第２の電圧指令値Ｖｒ２が三角波キャリアＶｃより小さい状態に移行しないように生成する。
したがって、第２の電圧指令値Ｖｒ２が三角波キャリアＶｃと再度交差することを防止できるので、比較器１１の出力となる第１のＰＷＭ信号のように多パルス化することを防止できる。
【００３４】
＜多パルス化防止器のフローチャートによる動作の説明＞
上記のように構成された多パルス化防止器２０の動作を第８図のフローチャートによって説明する。多パルス化防止器２０は電圧指令値Ｖｒ１を読込み（ステップＳ２０ａ）、新たな三角波キャリアＶｃの半周期に移行したか否かを判定する（ステップＳ２０ｂ）。該半周期に移行した場合には、第１の電圧指令値と三角波キャリアＶｃの交差を検出して記憶するフラグｆｌｇをクリアする（ステップＳ２０ｃ）。
多パルス化防止器２０はフラグｆｌｇを判定し（ステップＳ２０ｄ）、前区間までに第１の電圧指令値と三角波キャリアＶｃが交差していない場合には、ステップ２０ｅ以降の電圧指令値と三角波キャリアＶｃの交差判定を行う。まず、モード１か２かの判定をする（ステップＳ２０ｅ）。三角波キャリアが減少するモード１と、増加するモード２では各区間の境界値が異なるためである。
【００３５】
次に、各モードにおける第１の電圧指令値と三角波キャリアの交差判定を比較器１１の出力が反転するか否かで行う（ステップＳ２０ｆ又はＳ２０ｇ）。ステップ２０ｆ又は２０ｇにおいて、交差すると判定された場合には、現在の電圧指令値Ｖｒ１をＶｔｍｐとして記憶してフラグｆｌｇをセットし（ステップＳ２０ｈ）、出力Ｖｏｕｔに現在の電圧指令値Ｖｒ１を入れる。
ステップ２０ｆまたは２０ｇにおいて、交差しないと判定された場合には、出力Ｖｏｕｔに現在の電圧指令値Ｖｒ１を入れる（ステップＳ２０ｉ）。ステップＳ２０ｄのフラグｆｌｇの判定において、前区間までに第１の電圧指令値と三角波キャリアが交差している場合には、電圧指令値と三角波キャリアの交差時に記憶しておいた電圧指令値Ｖｔｍｐを出力Ｖｏｕｔに入れる（ステップＳ２０ｊ）。どのルートを通った場合でも、第２の多パルス化防止器２０は第２の電圧指令値Ｖｒ２としての出力Ｖｏｕｔを出力する（ステップＳ２０ｋ）。
【００３６】
以上のように、本実施例による電力変換装置によれば、三角波キャリアの半周期よりも短い周期のサンプリング信号を用いて第１の電流指令値及び第１の電流検出値をサンプリングすることができるので、高速な電流応答を得ながら、第２の多パルス化防止器２０により確実に電力変換器２を駆動するＰＷＭ信号の多パルス化が防止される。
なお、上記説明では、電圧指令値演算器９の演算時間をゼロとしたが、ゼロでない場合には、演算時間に相当するサンプリング数だけセクション又はモードがずれるので、演算結果が出力されるセクション及びモードにおいて電圧指令値と三角波キャリアの交差を判定すれば、演算時間ゼロの場合と同様の効果が得られる。
また、上記説明では、三角波キャリアの半周期がサンプリング信号の５倍である場合について説明したが、任意の倍数に関しても同様の効果が得られる。
【００３７】
実施例３．
本発明を他の実施例による電力変換装置によるブロック図を示す第９図によって説明する。第９図中、第１図と同一の符号は、同一または相当部分を示すものである。
実施例１では、電圧指令値Ｖｒと三角波キャリアＶｃとを比較した第１のＰＷＭ信号の反転を抑制した第２のＰＷＭ信号によって電力変換器２を駆動したので、第２のＰＷＭ信号は第１のＰＷＭ信号の多パルス化を抑制した分だけ電圧指令値Ｖｒの指令から外れることになる。
本実施例は、多パルス化を抑制しながら、電圧指令値Ｖｒに忠実に電力変換器を動作するものである。
第７図及び第８図において、電圧誤差補償器２１は、比較器１１の出力信号Ｐ＿ｉｎとなる第１のＰＷＭ信号と、多パルス化防止器１２の出力信号Ｐ＿ｏｕｔとなる第２のＰＷＭ信号とのパルス幅の差ΔＰ（ｔ）を求めると共に、三角波キャリアＶｃの次の半周期以降に生成される第２のＰＷＭ信号のパルス幅に前記差ΔＰ（ｔ）を加算した第３のＰＷＭ信号Ｐ０を出力することにより電力変換器２を駆動するものである。
【００３８】
＜基本動作の説明＞
次に、上記のように構成された電力変換装置における電圧誤差補償器２１の動作を第７図及び第８図によって説明する。
電圧指令値Ｖｒが立ち上り三角波キャリアＶとの交差が２回生じると、比較器１１の出力にはパルスＰａを発生した多パルス化が生じる（第８図（ａ））。多パルス化防止器１２は、第１のＰＷＭ信号における反転以降の変化を抑制するため、第２のＰＷＭ信号となるパルスを出力する（第８図（ｂ））。第１のＰＷＭ信号と第２のＰＷＭ信号とのパルス幅の差がΔＰ（ｔ）、すなわち、多パルス化防止器１２によって第１のＰＷＭ信号を変更したパルス幅ｔａとなる（第８図（ｃ））。
差ΔＰ（ｔ）を積算したものが誤差の積算値であり（第８図（ｄ））、例えばパルスＰａが発生している間だけ高周波のクロック信号をカウンタでカウントアップすることによって得られる。
このカウンタの値を、三角波キャリアの１周期後において比較器１１の出力が変化する際にカウントダウンし、かつカウンタの値がゼロに戻るまでは比較器１１の出力変化を抑制すれば、多パルス化防止器１２によって変更されたパルス幅だけ１周期後のパルス幅を増加することができる。これが、電圧誤差補償器２１の動作で、その出力を示す（第８図（ｅ））。第１のＰＷＭ信号と第３のＰＷＭ信号との比較より、多パルス化防止器１２により変更されたパルス幅だけ、１周期後のパルス幅が増加しており、パルス幅の合計すなわち電力変換器２の出力電圧の平均値が保たれている。
【００３９】
＜フローチャートによる動作の説明＞
次に、電圧誤差補償器２１の動作を第９図のフローチャートによって説明する。第９図中、電圧誤差補償器２１の動作ステップを符号Ｓ２１で示し、Ｔｃ及びＰ＿ｉｎ及びＰ＿ｏｕｔの定義は第３図と同じである。
多パルス化が発生しているか判定し（ステップＳ２１ａ）、多パルス化防止器出力が増加させる側に働くか減少させる側に働くかを判定し（ステップＳ２１ｂ），誤差カウント量Ｖｄｒｐとして判定値に応じてカウントする（ステップＳ２１ｃ，２１ｄ）。多パルス化防止器１２の出力Ｐ＿ｏｕｔに変化があった場合には、誤差カウント量Ｖｄｒｐを払い出すかの判定をする（ステップＳ２１ｅ，２１ｆ）。ステップＳ２１ｅにおいて、Ｐ＿ｏｕｔの立ち上りエッジ検出時に誤差カウント量が負であるならば補正出力Ｐ＿ｏｕｔ’をＬを保持しカウント量を加算し（ステップＳ２１ｇ）、エッジ状態を記憶するためにｉｆｌｇをオンする。同様にステップＳ２１ｆにてＰｏｕｔの立ち下がりエッジ検出時に誤差カウント量が正であるならば、補正出力Ｐ＿ｏｕｔ’をＨを保持しカウント量を加算し，エッジ状態を記憶するためにｄｆｌｇをオンする（ステップＳ２１ｈ）。ステップＳ２１ｊにて誤差カウント量がゼロになるとｉｆｌｇ及びｄｆｌｇはクリアされる（ステップＳ２１ｋ）。
【００４０】
本実施例による電力変換装置によれば、多パルス化防止器１２により確実にＰＷＭ信号の多パルス化が防止されると共に、多パルス化防止に伴う電圧誤差を補償することができ、高速な電流応答を得るものである。
【００４１】
実施例４．
本発明の他の実施例を電力変換装置のブロック図を示す第１０図によって説明する。第１０図中、第６図と同一の符号を付したものは、同一またはこれに相当部分を示し説明を省略する。
実施例２では、三角波キャリアＶｃと第１の電圧指令値Ｖｒ１との交差を記交差検出手段により検出し、該検出に基づいて前記第１の周期内において前記三角波キャリアと再度交差しないように第１の電圧指令値Ｖｒ１の変化を抑制した第２の電圧指令値Ｖｒ２を発生する電圧指令値抑制手段と、第２の電圧指令値Ｖｒ２と三角波キャリアＶｃを比較して第１のＰＷＭ信号を生成すると共に、第１のＰＷＭ信号により電力変換器２を駆動した。
しかしながら、第２の電圧指令値Ｖｒ２は、第１の電圧指令値Ｖｒ１の変化を抑制した分のみ本来の電圧指令（第１の電圧指令値Ｖｒ１）からずれた電圧指令によって電力変換器２を駆動していた。
そこで、本実施例は多パルス化を抑制しながら、電圧指令値Ｖｒに忠実に電力変換器２を動作するものである。
第１０図において、第２の電圧誤差補償器２２は、電圧指令値演算器９からの出力となる第１の電圧指令値Ｖｒ１と第２の多パルス化防止器２０の出力となる第２の電圧指令値Ｖｒ２との電圧差Δｖを求めから、多パルス化防止器２０によって変更された電圧値、すなわち電圧変換器２の出力電圧誤差を積算し、三角波キャリアの次の半周期以降に生成される電圧指令値に、多パルス化防止器２０によって変更された電圧値を加えることにより電圧誤差を補償する。
【００４２】
＜基本動作の説明＞
次に、上記のように構成された電力変換装置における第２の電圧誤差補償器２２の動作を第１１図によって説明する。
第１１図において、電圧指令値演算器９から発生した第１の電圧指令値Ｖｒ１（一点鎖線で示す）が直接に比較器１１に入力された場合、比較器１１は、三角波キャリアＶｃと第１の電圧指令値Ｖｒ１とを比較することにより第１のＰＷＭ信号を発生する。第１のＰＷＭ信号は、三角波キャリアＶｃと第１の電圧指令値Ｖｒ１とが交差することによりパルスＰａが発生した多パルス化が生じる（第１１図（ａ））。多パルス化防止器２０は、第１のＰＷＭ信号において、最初の反転以降の変化を抑制した第１のＰＷＭ信号を発生する（第１１図（ｂ））。第１のＰＷＭ信号と第２のＰＷＭ信号との差がパルス幅となる（第１１図（ｃ））。かかるパルス幅が多パルス化防止器２０によって第１のＰＷＭ信号から第２のＰＷＭ信号に変更されたパルス幅である。該パルス幅を積算したのが誤差の積算値であり（第１１図（ｄ））、該積算値は上記のように第１のＰＷＭ信号と第２のＰＷＭ信号との差に基づいて計算できる。計算で得られた誤差の積算値を、図中実線で示した補償後の指令のように次の、三角波キャリアの半周期の電圧指令に加算すれば、（ｅ）に示したように、多パルス化防止器２０によって変更されたパルス幅だけ次のパルス幅を増加することができる。これが、第２の電圧誤差補償器２２の動作であり、（ａ）と（ｅ）の比較より、多パルス化防止器２０により変更されたパルス幅だけ、次のパルス幅が増加しており、パルス幅の合計すなわち電力変換器２の出力電圧の平均値が保たれている。
【００４３】
＜フローチャートによる動作の説明＞
第２の電圧誤差補償器２２及び第２の多パルス化防止器２０の動作を第１２図のフローチャートによって説明する。第１２図中、電圧誤差補償器２２が実行する動作ステップを符号Ｓ２２で示し、第２の多パルス化防止器２０が実行する動作ステップを符号Ｓ２０で付し、第８図と同一符号は、第８と同一又は相当部分を示し、モード（ｍｏｄｅ）及びセクション（ｓｅｃｔｉｏｎ）の定義は第７図と同じである。
電圧誤差補償器２２は、電圧指令値Ｖｒ１を読込み（ステップＳ２０ａ）、新たな三角波キャリアの半周期に成ったか否かを判定する（ステップＳ２０ｂ）。新たな三角波キャリアの半周期に成った場合には、電圧指令値Ｖｒ１と三角波キャリアＶｃの交差を記憶するフラグｆｌｇをクリアし（ステップＳ２０ｃ）、前の三角波キャリアの半周期で計算した誤差の積算値ＶｅｒｒｓｕｍをＶｏｆｓｔに退避し、現在の三角波キャリアの半周期における誤差を積算するためにＶｅｒｒｓｕｍをゼロにする（ステップＳ２２ａ）。前の三角波キャリアの半周期で計算した誤差の積算値ＶｏｆｓｔをＶｒ１に加算する（ステップＳ２２ｂ）。フラグｆｌｇを判定し（ステップＳ２２ｄ）、前区間までに電圧指令値と三角波キャリアの交差していない場合には、ステップＳ２０ｅ以降の電圧指令値と三角波キャリアの交差判定を行う。電圧指令値と三角波キャリアの交差判定に関しては第８図と同様であるため説明を省略する。ステップ２０ｄのｆｌｇの判定において、前区間までに電圧指令値と三角波キャリアが交差している場合には、モードの判定を行う（ステップＳ２２ｃ）。これは、三角波キャリアが減少するモード１と三角波キャリアが増加するモード２とでは誤差の積算値の計算式が異なるためである。ステップＳ２２ｄまたはＳ２２ｅにおいて、それぞれモード１またはモード２に対応した誤差電圧Ｖｅｒｒの計算を行う。ステップＳ２２ｄまたはＳ２２ｅで計算した誤差電圧Ｖｅｒｒには、最大値、最小値が存在するため、ステップＳ２２ｆ〜２２ｎにおいて最大値または最小値で誤差電圧Ｖｅｒｒをクランプする。こうして求められた各セクションにおける誤差電圧は２２ｐにおいて三角波キャリア半周期における誤差の積算値Ｖｅｒｒｓｕｍに加算される。
【００４４】
以上のように、本実施例による電力変換装置によれば、第２の多パルス化防止器２０により確実にＰＷＭ信号の多パルス化が防止されると共に、多パルス化防止に伴う電圧誤差を補償することができ、高速な電流応答を得ることができる。
また、以上の説明では、三角波キャリアの半周期がサンプリング信号の５倍である場合について説明したが、任意の倍数に関しても同様の効果が得られる。
【００４５】
実施例５．
本発明の他の実施例を電力変換装置のブロック図を示す第１３図によって説明する。第１３図中、第１図と同一符号は、同一又は相当部分を示し説明を省略する。
第１３図において、電力変換装置１は、比較器１１の出力となる第１のＰＷＭ信号と多パルス化防止器１２の出力となる第２のＰＷＭ信号のいずれかを選択して出力する電流比較手段としての切換器２３と、切換器２３に第１の切換え指令信号を出力する第２の比較器２４と、切換器２３を切換える第２の電流指令値と第２の電流検出値との差Δｉの基準電流値Δｉｒを発生する切換基準発生器２５とを備えている。
【００４６】
次に、第１４図に示すように電力変換装置は、第２（第１）の電流指令値が急峻に変化すると、第２（第１）の電流検出値は遅れを持って第２（第１）電流指令値に追従する。この時、第２の電流指令値と第２の電流検出値との差Δｉが大きくなり、電圧指令値演算器９は大きな電圧指令値を発生して電流検出値を電流指令値に急速に近づけようとする。
しかしながら、第１のＰＷＭ信号に多パルス化が生じた場合には、多パルス化防止器１２が第２のＰＷＭ信号を発生して多パルス化を防止する。したがって、電圧指令値演算器９の電圧指令値とおりには電力変換器２が動作しないので、電流指令値の追従に遅れを生じる一因となる。
そこで、第２の電流指令値と第２の電流検出値との差Δｉが基準電流値Δｉｒよりも大きいと、比較器２４から切換え信号を発生して第２のＰＷＭ信号から第１のＰＷＭに切換え、すなわち、比較器１１の出力から多パルス化防止器１２の出力に切換えて電力変換器２に入力することにより電流指令値に対する応答を向上するものである。一般に、上記差Δｉが大きい期間は時間的に限定されるので、電力変換器２の損失増加も許容範囲内となる。
【００４７】
以上のように本実施例による電力変換装置によれば、切換器２３により第１のＰＷＭ信号又は第２のＰＷＭ信号を選択できるようにしたので、電力変換器２の損失が問題ない場合には、多パルス化防止器１２を使用せずに、さらなる高速な応答が得られる効果がある。
なお、上記実施例を実施例３（第７図）に適用して切換器２３により第１のＰＷＭ信号又は第２のＰＷＭ信号を選択できるようにしても良い。
【００４８】
実施例６．
本発明の他の実施を電力変換装置のブロック図を示す第１５図によって説明する。第１５図中、第１３図と同一の符号は、同一または相当部分を示し説明を省略する。
電力変換装置１は、比較器１１の出力となる第１のＰＷＭと多パルス化防止器１２の出力となる第２のＰＷＭ信号のいずれかを選択して出力する切換器２３と、切換器２３に切換え指令信号を出力する回数比較手段としての第２の比較器２４と、電力変換器２の温度等を考慮して電力スイッチング素子のスイッチング回数の回数基準値を発生する切換基準発生器２５と、電力変換器２の電力スイッチング素子のスイッチング回数を例えば電力変換器に入力されるパルスの立ち上り又は立下り回数を、一定時間内でカウントした回数検出値を出力する回数検出器２６とを備えている。
次に、上記のように構成された電力変換装置の動作を説明する。切換基準発生器２５の発生する回数基準値と、スイッチング回数検出器２６からの出力となる回数検出値とを第２の比較器２４で比較して、回数基準値よりも回数検出値の方が大きい場合には、切換器２４により第１の切換え信号を発生して切換器２３を動作して第１のＰＷＭ信号から第２のＰＷＭ信号に切換えることにより電力スイッチング素子のスイッチング回数を減少させることにより電力変換器２の温度上昇を抑制する。
一方、回数基準値よりも回数検出値の方が小さい場合には、電力変換器２の温度余裕があるため、切換器２３から第２の切換信号を発生して第２のＰＷＭ信号から第１のＰＷＭ信号に切換えることにより高速応答を実現する。
かかる場合、第１６図に示すように第２の比較器２４にヒステリシスコンパレータを用いると、ヒステリシス幅によりスイッチング回数の変化幅を制御できるので好ましい。
【００４９】
以上のように、本実施例による電力変換装置によれば、切換器２３により第１のＰＷＭ信号又は第２のＰＷＭ信号を選択できるようにしたので、電力変換器２の損失が問題ない場合には、第１のＰＷＭ信号を電力変換器２に入力することで、さらに高速な応答が得られる効果がある。
なお、上記実施例を実施例３（第７図）に適用して切換器２３により第１のＰＷＭ信号又は第２のＰＷＭ信号を選択できるようにしても良い。
【００５０】
実施例７．
本発明の他の実施例を第１７図に示す電力変換装置のブロック図によって説明する。第１７図中、第１図と同一の符号は、同一又は相当部分を示し説明を省略する。
第１７図において、電力変換装置１は、比較器１１の出力となる第１のＰＷＭと多パルス化防止器１２の出力となる第２のＰＷＭ信号のいずれかを選択して出力する切換器２３と、切換器２３に切換え指令信号を出力する温度比較手段としての第２の比較器２４と、切換器２３を切換える電力変換器２の基準温度値を発生する切換基準発生器２５と、電力変換器２の温度を検出する温度検出器２７とを備えている。
電力変換装置は、通常の場合、電力変換器２の温度は、負荷３や運転周波数、多パルス化の発生の有無によって変動し、例えば第１８図に示したように、時間の経過とともに変化する。ここで、第２の比較器２４は切換基準発生器２５の発生する温度基準値と、温度検出器２７が検出する電力変換器２の温度検出値とを比較して、温度基準値よりも温度検出値の方が高い場合には、切換器２３により多パルス化防止器１２の出力を選択して第２のＰＷＭ信号により電力変換器２を駆動することにより電力変換器２の温度上昇を抑制する。
一方、温度基準値よりも検出温度値の方が低い場合には、電力変換器２の温度余裕があるため、切換器２３により比較器１１の出力を選択して高速応答を実現する。その際、第２の比較器２４としてヒステリシスコンパレータを用いると、ヒステリシス幅により温度の変化幅を制御できる。
【００５１】
以上のように、本実施例による電力変換装置によれば、電力変換器２の温度検出値と温度基準値との比較に基づいて切換器２３により第１のＰＷＭ信号又は第２のＰＷＭ信号を選択できるようにしたので、電力変換器の損失が問題ない場合には、多パルス化防止器１２を使用しないことで、さらなる高速な応答が得られる効果がある。
なお、上記実施例を実施例３（第７図）に適用して切換器２３により第１のＰＷＭ信号又は第２のＰＷＭ信号を選択できるようにしても良い。
【００５２】
実施例８．
実施例５〜７の技術的内容を、実施例２又は実施例４にも応用できる。すなわち、実施例５〜７では、第１のＰＷＭ信号と第２のＰＷＭ信号とを切換器２３によって切換えたが、実施例２（第４図）、実施例４（第１０図）において、電圧指令値演算器９の出力となる第１の電圧指令値Ｖｒ１と多パルス化防止器２０の出力となる第２の電圧指令値Ｖｒ２とを切換器２３により切換えても上記と同様の効果がある。
【００５３】
【産業上の利用可能性】
以上のように、本発明に係る電力変換装置は、インバータの用途に適している。
【００５４】
【図面の簡単な説明】
第１図は実施例による電力変換装置のブロック図である。
第２図は実施例による多パルス化防止器の内部結線図である。
第３図は実施例による三角波キャリア及び多パルス化防止器のタイムチャートである。
第４図は他の実施例による電力変換装置のブロック図である。
第５図は図４の電力変換装置に用いられる多パルス化防止器のタイムチャートである。
第６図は図５の多パルス化防止器のフローチャートである。
第７図は他の実施例による電力変換装置のブロック図である。
第８図は第７図の電力変換装置による三角波キャリア及び多パルス化防止器のタイムチャートである。
第９図は第８図の電力変換装置の動作を示すフローチャートである。
第１０図は他の実施例による電力変換装置のブロック図である。
第１１図は第１０図の電力変換装置による三角波キャリア及び多パルス化防止器のタイムチャートである。
第１２図は第１１図の電力変換装置の動作を示すフローチャートである。
第１３図は他の実施例による電力変換装置のブロック図である。
第１４図は第１３図の電力変換装置の動作を示すタイムチャートである。
第１５図は他の実施例による電力変換装置のブロック図である。
第１６図は第１５図による電力変換装置の動作を示すタイムチャートである。
第１７図は他の実施例による電力変換装置のブロック図である。
第１８図は第１７図による電力変換装置の動作を示すタイムチャートである。
第１９図は従来の電力変換装置の動作を説明するための図である。
Claims (8)
- 第１の周期により三角波キャリアを発生する三角波キャリア発生手段と、
電力変換器の第１の電流指令値を前記第１の周期の半分よりも短く設定された第２の周期によりサンプリングすると共に、第２の電流指令値を発生する第１のサンプリング手段と、
前記電力変換器により駆動される負荷の第１の電流検出値を前記第２の周期によりサンプリングすると共に、第２の電流検出値を発生する第２のサンプリング手段と、
前記第２の電流指令値及び第２の電流検出値に基づいて第１の電圧指令値を演算する電圧指令値演算手段と、
前記第１の電圧指令値と前記三角波キャリアを比較して第１のＰＷＭ信号を生成する比較手段と、
前記第１のＰＷＭ信号の反転検出に基づき、前記第１の周期内において前記第１のＰＷＭ信号の反転を抑制した第２のＰＷＭ信号により、前記電力変換器を駆動する多パルス化防止手段と、を備え、
前記多パルス化防止手段は、
前記三角波キャリアと前記第１のＰＷＭ信号とを入力して、信号を出力する排他的論理和素子と、該排他的論理和素子の出力信号と高周波のクロック信号を入力して、信号を出力する論理積素子と、該論理積素子の出力信号と前記三角波キャリアとを入力して、ラッチ出力として前記第２のＰＷＭ信号を出力するラッチ素子と、を備えたことを特徴とする電力変換装置。 - 前記第１のＰＷＭ信号と前記第２のＰＷＭ信号とのパルス幅の差を求めると共に、前記三角波キャリアの次の半周期以降に生成される前記第２のＰＷＭ信号のパルス幅に前記差を
加算した第３のＰＷＭ信号し、前記第２のＰＷＭ信号に代えて前記第３のＰＷＭ信号により前記電力変換器を駆動する誤差補償手段と、を備えたことを特徴とする請求項１に記載の電力変換装置。 - 第１の周期により三角波キャリアを発生する三角波キャリア発生手段と、電力変換器の第１の電流指令値を前記第１の周期の半分よりも短く設定された第２の周期によりサンプリングすると共に、第２の電流指令値を発生する第１のサンプリング手段と、前記電力変換器により駆動される負荷の第１の電流検出値を前記第２の周期によりサンプリングすると共に、前記第１の電圧指令値と前記三角波キャリアと交差したことを検出する交差検出手段と、前記交差検出手段の検出に基づいて前記第１の周期内において前記三角波キャリアと再度交差しないように前記第１の電圧指令値の変化を抑制した第２の電圧指令値を発生する電圧指令値抑制手段と、前記第２の電圧指令値と前記三角波キャリアを比較してＰＷＭ信号を生成すると共に、前記ＰＷＭ信号により前記電力変換器を駆動する比較手段と、を備えたことを特徴とする電力変換装置において、
前記三角波キャリアの第１の半周期における前記第１の電圧指令値と前記第２の電圧指令値との差となる差分電圧指令値を求める指令電圧差演算手段と、前記第１の半周期以降に生成される前記第２の電圧指令値に前記差分電圧指令値を加算した第３の電圧指令値を加える電圧指令補正手段と、前記第２の電圧指令値に代えて前記第３の電圧指令値と前記三角波キャリアを比較して前記ＰＷＭ信号を生成すると共に、該ＰＷＭ信号により前記電力変換器を駆動する比較手段と、を備えたことを特徴とする電力変換装置。 - 切換え指令信号により前記第２又は第３のＰＷＭ信号から前記第１のＰＷＭ信号に基づいて前記電力変換器を駆動するように切換える第１の切換手段と、を備えたことを特徴とする請求項１又は２に記載の電力変換装置。
- 切換え指令信号により前記第２又は第３の電圧指令値から前記第１の電圧指令値を切換える第２の切換え手段と、を備えたことを特徴とする請求項３に記載の電力変換装置。
- 前記第２の電流指令値と前記第２の電流検出値との差と予め定められた電流基準値とを比較することにより前記差が前記電流基準値よりも大きい場合に前記切換え指令信号を発生する電流比較手段と、を備えたことを特徴とする請求項４又は５に記載の電力変換装置。
- 一定時間における前記電力変換器のスイッチング回数をカウントした回数検出値を出力する回数検出手段と、予め定められた回数基準値と前記回数検出値とを比較して前記回数検出値が前記回数基準値よりも低い場合に前記切換え指令信号を発生する回数比較手段と、を備えたことを特徴とする請求項４又は５に記載の電力変換装置。
- 前記電力変換器の温度を検出する温度検出手段と、予め定められた温度基準値と前記温度検出値とを比較することにより前記温度検出値が前記基準温度値よりも低い場合に前記切換え指令信号を発生する温度比較手段と、を備えたことを特徴とする請求項４又は５に記載の電力変換装置。
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