JP2607488B2 - インバータ制御装置 - Google Patents
インバータ制御装置Info
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- JP2607488B2 JP2607488B2 JP61267598A JP26759886A JP2607488B2 JP 2607488 B2 JP2607488 B2 JP 2607488B2 JP 61267598 A JP61267598 A JP 61267598A JP 26759886 A JP26759886 A JP 26759886A JP 2607488 B2 JP2607488 B2 JP 2607488B2
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Description
【発明の詳細な説明】 〔産業上の利用分野〕 本発明は直流電力を交流電力に変換してゆくパルス幅
変調方式インバータの制御装置に関するものである。
変調方式インバータの制御装置に関するものである。
従来の装置は昭和60年電気学会全国大会論文集NO.494
で記載のように高速デュアルマイコンを使用し、周波数
データと比例定数及びチョッピング周期毎に与えられる
位相により波形制御を行っていた。
で記載のように高速デュアルマイコンを使用し、周波数
データと比例定数及びチョッピング周期毎に与えられる
位相により波形制御を行っていた。
しかし、従来提案された波形制御方式では、出力の電
圧成分を求めるために周波数データと比例定数との乗算
が必要で、電圧データを作るまでに時間が長くかかり、
搬送周波数の上限が制約された。
圧成分を求めるために周波数データと比例定数との乗算
が必要で、電圧データを作るまでに時間が長くかかり、
搬送周波数の上限が制約された。
本発明の目的は、PWMパルスのパルス間隔の演算にお
いて、少ないメモリ容量で同期式PWMと非同期式PWMの変
更が容易に行えるようにし、搬送周波数を高めることが
でき、搬送波と変調波の周波数比及び出力電圧の変更を
連続的に滑らかに変化させることができるようにするこ
とにある。
いて、少ないメモリ容量で同期式PWMと非同期式PWMの変
更が容易に行えるようにし、搬送周波数を高めることが
でき、搬送波と変調波の周波数比及び出力電圧の変更を
連続的に滑らかに変化させることができるようにするこ
とにある。
上記目的は、第２ディジタル信号発生手段５に出力電
圧テーブルをあらかじめ持ち、正弦波の位相のきざみ数
ｗを最大出力周波数maxとそのときのパルス数Pmaxで
ｗ＝max×Pmaxと決め、出力周波数指令に比例する設
定周波数ディジタル信号Ｄ（）をタイミングパルスを
もとに一定時間毎に加算することによって位相を決定
し、この位相に基づいて正弦波信号発生手段は正弦波信
号を発生し、該正弦波信号と上記出力電圧テーブルと上
記タイミングパルスの間隔Tcに基づいて出力パルスの幅
Tpを演算することにより達成される。
圧テーブルをあらかじめ持ち、正弦波の位相のきざみ数
ｗを最大出力周波数maxとそのときのパルス数Pmaxで
ｗ＝max×Pmaxと決め、出力周波数指令に比例する設
定周波数ディジタル信号Ｄ（）をタイミングパルスを
もとに一定時間毎に加算することによって位相を決定
し、この位相に基づいて正弦波信号発生手段は正弦波信
号を発生し、該正弦波信号と上記出力電圧テーブルと上
記タイミングパルスの間隔Tcに基づいて出力パルスの幅
Tpを演算することにより達成される。
出力電圧を決めるパルス幅Tpは電圧指令をＶとすると
（１）式で表わされる。
（１）式で表わされる。
Tp＝Tc/2±Tc/2・Ｖ・Sinθ ……（１） 但し、 Ｖ＝ｋ（Sinθ＋１） ……（２） θ＝θ＋△θ ……（３） △θ＝２πTc ……（４） K:定数、：周波数指令、θ：位相 Tc:搬送周波数周期 また、出力周波数Foutは出力周波数指令に比例する設
定周波数ディジタル信号Ｄ（）と正弦波テーブル容量
ｗ、及び予め決められた加算時間△ｔにより で表わされる。
定周波数ディジタル信号Ｄ（）と正弦波テーブル容量
ｗ、及び予め決められた加算時間△ｔにより で表わされる。
ここで、加算時間△ｔを一定とすることにより一定位
相間隔のパルスが得られ、△ｔを歩進することにより正
弦波に見合ったパルス幅が得られる。
相間隔のパルスが得られ、△ｔを歩進することにより正
弦波に見合ったパルス幅が得られる。
出力周波数を変化させるには、正弦波テーブル容量ｗ
と加算時間△ｔが一定ならば、Ｄ（）のみ変化させれ
ば良い。これは正弦波テーブルの一周期のうち何回サン
プリングするかの問題となり、Ｄ（）が大きければ出
力周波数は高く、小ければ出力周波数は低いということ
になる。第５図にて説明すると、データＤ（）とＤ
（′）とでは、サンプリングが同一時間で行なわれる
とすれば、データ値はＤ（′）＝２×Ｄ（）の関係
にあるので、一周期間をサンプリングして行く時間はＤ
（）にてサンプリングする方式がＤ（′）の場合よ
り２倍の時間がかかる。
と加算時間△ｔが一定ならば、Ｄ（）のみ変化させれ
ば良い。これは正弦波テーブルの一周期のうち何回サン
プリングするかの問題となり、Ｄ（）が大きければ出
力周波数は高く、小ければ出力周波数は低いということ
になる。第５図にて説明すると、データＤ（）とＤ
（′）とでは、サンプリングが同一時間で行なわれる
とすれば、データ値はＤ（′）＝２×Ｄ（）の関係
にあるので、一周期間をサンプリングして行く時間はＤ
（）にてサンプリングする方式がＤ（′）の場合よ
り２倍の時間がかかる。
つまり、Ｄ（′）のほうがＤ（）より２倍の周波
数を出力することになる。この時（３）式は下記の通り
になる。
数を出力することになる。この時（３）式は下記の通り
になる。
θ＝ΣＤ（）＋Ｄ（） ……（６） 〔実施例〕 以下、本発明の一実施例を第１図から第４図より説明
する。
する。
第１図は実施例を説明するためのブロック図である。
三相交流10より与えられた交流電力はコンバータ11によ
り直流電力に変換された後平滑コンデンサ12により平滑
され、インバータ13により再び交流電力に変換され、電
動機14に与えられる。
三相交流10より与えられた交流電力はコンバータ11によ
り直流電力に変換された後平滑コンデンサ12により平滑
され、インバータ13により再び交流電力に変換され、電
動機14に与えられる。
制御回路を説明すると、設定周波数に比例したディジ
タル信号を発生する第１ディジタル信号発生回路１から
与えられた設定周波数ディジタル信号Ｄ（）はタイマ
等のタイミング発生手段４に発生したタイミングパルス
ごとに加算手段２より加算される。加算結果により正弦
発生手段３から正弦波データを出力する。つまり、加算
結果が正弦波の位相となり、この位相に応じた正弦波デ
ータを引き出す。加算手段は正弦波の360゜分を越える
と、加算360゜分差し引いた値を初期値として持つ。一
方、設定周波数ディジタル信号Ｄ（）は、第２ディジ
タル信号発生回路５より出力電圧指令のディジタルデー
タを引き出す。この出力電圧指令は第４図に示めすよう
に設定周波数に対応し、これが大きければ大きいほど出
力も大きくなるａ〜ｄのうち任意特性上のデータを引き
出すことにより任意の電圧、周波数特性を表現できる。
第２ディジタル信号発生手段５はメモリ等の記憶素子に
より実現できる。
タル信号を発生する第１ディジタル信号発生回路１から
与えられた設定周波数ディジタル信号Ｄ（）はタイマ
等のタイミング発生手段４に発生したタイミングパルス
ごとに加算手段２より加算される。加算結果により正弦
発生手段３から正弦波データを出力する。つまり、加算
結果が正弦波の位相となり、この位相に応じた正弦波デ
ータを引き出す。加算手段は正弦波の360゜分を越える
と、加算360゜分差し引いた値を初期値として持つ。一
方、設定周波数ディジタル信号Ｄ（）は、第２ディジ
タル信号発生回路５より出力電圧指令のディジタルデー
タを引き出す。この出力電圧指令は第４図に示めすよう
に設定周波数に対応し、これが大きければ大きいほど出
力も大きくなるａ〜ｄのうち任意特性上のデータを引き
出すことにより任意の電圧、周波数特性を表現できる。
第２ディジタル信号発生手段５はメモリ等の記憶素子に
より実現できる。
タイミング発生手段４により発生したタイミングパル
スがはいるたびに、ディジタル演算手段６は正弦波発生
手段３より出力された正弦波ディジタルデータと第２デ
ィジタル信号発生手段５より出力された出力電圧指令値
（ディジタル）とに基づいて、前記の式（１）を演算す
る。これによりPWM信号の発生するタイミング、つま
り、第３図の搬送波の頂点からPWM信号の立上りもしく
は立下りまで時間を演算する。この演算結果を利用して
PWM信号合成手段７によりPWM信号を合成する。このPWM
信号は駆動回路９を通して増幅され、インバータのパワ
ー素子に信号が与えられる。
スがはいるたびに、ディジタル演算手段６は正弦波発生
手段３より出力された正弦波ディジタルデータと第２デ
ィジタル信号発生手段５より出力された出力電圧指令値
（ディジタル）とに基づいて、前記の式（１）を演算す
る。これによりPWM信号の発生するタイミング、つま
り、第３図の搬送波の頂点からPWM信号の立上りもしく
は立下りまで時間を演算する。この演算結果を利用して
PWM信号合成手段７によりPWM信号を合成する。このPWM
信号は駆動回路９を通して増幅され、インバータのパワ
ー素子に信号が与えられる。
前記の実施例では、タイミング信号発生手段４から出
力されるタイミングパルスは第３図の搬送波の頂点を表
わし、搬送波の周期の変化が変調波の周期の変化に同期
しない所謂非同期方式の場合、タイミングは一定とな
る。また、正弦波発生手段３から出力される正弦波デー
タは第３図の中の変調波となる。
力されるタイミングパルスは第３図の搬送波の頂点を表
わし、搬送波の周期の変化が変調波の周期の変化に同期
しない所謂非同期方式の場合、タイミングは一定とな
る。また、正弦波発生手段３から出力される正弦波デー
タは第３図の中の変調波となる。
第２図に前記のPWM波形合成のフローチャートを示め
す。前記の制御の流れはタイミング信号発生手段４より
発生するタイミングパルスを割込とし、この割込ごとに
繰返される。搬送波の周期はこのタイミング信号発生手
段４の割込みパルスの周期で決定される。この割込が一
定ならば搬送周波数は一定となる。出力周波数の変化は
位相加算により、つまり第１ディジタル信号発生手段１
の設定周波数ディジタル信号Ｄ（）により決定され
る。
す。前記の制御の流れはタイミング信号発生手段４より
発生するタイミングパルスを割込とし、この割込ごとに
繰返される。搬送波の周期はこのタイミング信号発生手
段４の割込みパルスの周期で決定される。この割込が一
定ならば搬送周波数は一定となる。出力周波数の変化は
位相加算により、つまり第１ディジタル信号発生手段１
の設定周波数ディジタル信号Ｄ（）により決定され
る。
本実施例によれば、タイミング信号発生手段４から発
生する割込みタイミングを一定として搬送波周波数を固
定し、一方第１ディジタル信号発生手段の設定周波数デ
ィジタル信号Ｄ（）を加算手段２で加算することによ
り位相を決定できるので搬送波の周期とは全く独立に変
調波の変化を制御することができる。即ち搬送波と変調
波を非同期に制御できる。また、第２ディジタル信号発
生手段５のメモリに記憶された電圧指令は自由に設定で
きるのでいろいろな出力電圧と出力周波数との関係が得
られるという効果がある。
生する割込みタイミングを一定として搬送波周波数を固
定し、一方第１ディジタル信号発生手段の設定周波数デ
ィジタル信号Ｄ（）を加算手段２で加算することによ
り位相を決定できるので搬送波の周期とは全く独立に変
調波の変化を制御することができる。即ち搬送波と変調
波を非同期に制御できる。また、第２ディジタル信号発
生手段５のメモリに記憶された電圧指令は自由に設定で
きるのでいろいろな出力電圧と出力周波数との関係が得
られるという効果がある。
本発明によればタイミングパルスの間隔と設定周波数
ディジタル信号を変えることにより搬送波と変調波が独
立に制御でき、同期式PWMと非同期式PWMの変更が容易に
行える効果がある。また第２ディジタル信号発生手段５
に出力電圧テーブルを予めもって出力電圧の変更を演算
により求めるので連続的に滑らかに変更することができ
る効果がある。また搬送波をメモリなどに記憶させてい
ないので、メモリ容量を少なくできる効果がある。また
演算はメモリに記憶された搬送波（三角波）でなく、タ
イミングパルスをもとに行うので、搬送周波数に制限を
受けない効果がある。またタイミングパルスの間隔と設
定周波数ディジタル信号を変えることにより、搬送波と
変調波の周波数比を連続的に滑らかに変化させることが
できる効果がある。また搬送波と変調波の周波数がディ
ジタル的に演算できるので搬送波と変調波の周波数比を
正確に制御できる効果がある。また上記制御が全てディ
ジタルデータとして扱えるのでマイクロコンピュータの
ソフトウェアにて処理でき、回路が簡略化できるため、
コストを低減できる効果がある。
ディジタル信号を変えることにより搬送波と変調波が独
立に制御でき、同期式PWMと非同期式PWMの変更が容易に
行える効果がある。また第２ディジタル信号発生手段５
に出力電圧テーブルを予めもって出力電圧の変更を演算
により求めるので連続的に滑らかに変更することができ
る効果がある。また搬送波をメモリなどに記憶させてい
ないので、メモリ容量を少なくできる効果がある。また
演算はメモリに記憶された搬送波（三角波）でなく、タ
イミングパルスをもとに行うので、搬送周波数に制限を
受けない効果がある。またタイミングパルスの間隔と設
定周波数ディジタル信号を変えることにより、搬送波と
変調波の周波数比を連続的に滑らかに変化させることが
できる効果がある。また搬送波と変調波の周波数がディ
ジタル的に演算できるので搬送波と変調波の周波数比を
正確に制御できる効果がある。また上記制御が全てディ
ジタルデータとして扱えるのでマイクロコンピュータの
ソフトウェアにて処理でき、回路が簡略化できるため、
コストを低減できる効果がある。
第１図は本発明の一実施例のブロック図、第２図は一実
施例のソフトウェアのフローチャートである。第３図は
一実施例の流れを示すタイミングチャート、第４図は設
定周波数と出力電圧との関係図、第５図は位相更新概念
図である。 １……第１ディジタル信号発生手段、２……加算手段、
３……正弦波信号発生手段、４……タイミング信号発生
手段、５……第２ディジタル信号発生手段、６……ディ
ジタル演算手段、７……PWM信号合成手段、９……駆動
回路、10……交流電源、11……コンバータ、12……平滑
コンデンサ、13……インバータ、14……電動機。
施例のソフトウェアのフローチャートである。第３図は
一実施例の流れを示すタイミングチャート、第４図は設
定周波数と出力電圧との関係図、第５図は位相更新概念
図である。 １……第１ディジタル信号発生手段、２……加算手段、
３……正弦波信号発生手段、４……タイミング信号発生
手段、５……第２ディジタル信号発生手段、６……ディ
ジタル演算手段、７……PWM信号合成手段、９……駆動
回路、10……交流電源、11……コンバータ、12……平滑
コンデンサ、13……インバータ、14……電動機。
Claims (1)
- 【請求項１】インバータのパワー素子の駆動信号をパル
ス幅制御して直流電力を交流電力に変換するPWM制御イ
ンバータ装置において、 設定周波数に比例したディジタル信号を出力する第１デ
ィジタル信号発生手段と、 一定周期のパルス信号を発生するタイミング信号発生手
段と、 該タイミング信号発生手段が信号を出力する毎に前記第
１ディジタル信号発生手段の出力している信号を加算
し、正弦波信号発生手段の位相信号として出力する加算
手段と、 前記第１ディジタル信号発生手段の出力に応じ、これが
大きければ大きいほど大きくなるディジタル信号を発生
する第２のディジタル信号発生手段と、 前記加算手段の位相信号出力を受け、該位相信号出力に
応じた正弦波信号を出力する前記正弦波信号発生手段
と、 前記タイミング信号発生手段の出力タイミングに同期し
て前記第２ディジタル信号発生手段と前記正弦波信号発
生手段の出力を取り込み、前記タイミング信号発生手段
の出力タイミングからパルス幅制御信号が変化すべき点
までの時間を演算するディジタル演算手段と、 該ディジタル演算手段の出力に基づいて、PWM信号を合
成するPWM信号合成手段と、 該PWM信号合成手段の出力に基づいて、インバータのパ
ワー素子に与える駆動信号を作成する駆動回路を備えた
インバータ装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP61267598A JP2607488B2 (ja) | 1986-11-12 | 1986-11-12 | インバータ制御装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP61267598A JP2607488B2 (ja) | 1986-11-12 | 1986-11-12 | インバータ制御装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS63124773A JPS63124773A (ja) | 1988-05-28 |
| JP2607488B2 true JP2607488B2 (ja) | 1997-05-07 |
Family
ID=17446959
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP61267598A Expired - Lifetime JP2607488B2 (ja) | 1986-11-12 | 1986-11-12 | インバータ制御装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP2607488B2 (ja) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US7911177B2 (en) | 2007-06-18 | 2011-03-22 | Toyota Jidosha Kabushiki Kaisha | AC motor drive controller |
Families Citing this family (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH0375682U (ja) * | 1989-11-24 | 1991-07-30 | ||
| JP2003047280A (ja) * | 2001-07-27 | 2003-02-14 | Mitsubishi Electric Corp | モータ駆動騒音低減装置およびモータ駆動騒音低減信号の作成方法 |
| WO2020044890A1 (ja) * | 2018-08-30 | 2020-03-05 | 日立オートモティブシステムズ株式会社 | インバータ装置 |
Family Cites Families (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS61142966A (ja) * | 1984-12-14 | 1986-06-30 | Fuji Electric Co Ltd | Ｐｗｍ信号演算装置 |
| JPS61224867A (ja) * | 1985-03-28 | 1986-10-06 | Fuji Electric Co Ltd | Ｐｗｍ信号発生方式 |
-
1986
- 1986-11-12 JP JP61267598A patent/JP2607488B2/ja not_active Expired - Lifetime
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US7911177B2 (en) | 2007-06-18 | 2011-03-22 | Toyota Jidosha Kabushiki Kaisha | AC motor drive controller |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS63124773A (ja) | 1988-05-28 |
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Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| EXPY | Cancellation because of completion of term |