JPS62268396A - 交流モ−タ給電用３相インバ−タの基準電圧形成方法及び装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 本発明は、出力段内の制御スイッチを半導体スイッチを
用いて実現して成るリフトの交流モータ給電用３相イン
バータに対する基準電圧を設定する方法及び装置に関す
るものである。

周波数制御交流モータはリフトの速度制御モータドライ
ブの最も進歩した設計である。周波数制御を用いると効
率が全てのモータ速度において高くなり、主電源の力率
が略々１になる。周波数制御はギヤレスリフトにもギヤ
トランスミッション付きリフトにも任意の速度に対し適
用し得る。更に、モータとして簡単で比較的安価なかご
形モータを使用することができる。リフト用にはトラン
ジスタで実現したトランジスタインバータが周波数制御
に最も好適である。その理由は、トランジスタを使用す
ると、既存のパワーエレクトロニクス素子の中で最も高
いスイッチング周波数が達成されるためである。ＧＴＯ
サイリスタも使用し得るが、斯る素子はトランジスタに
比べて幾分扱いにくい。これはスイッチングガードとし
てエレクトロニクス素子を必要とするためである。

３相電圧をパルス幅変調を与えるインバータにより発生
させると、インバータの出力段の各出力端子に２つの異
なる値を有する相電圧が得られる。

インバータにより給電されるモータの入力電圧はインバ
ータの相電圧からの線間電圧、即ちこれら相電圧の差で
ある。これがため発生される線間電圧は３つの異なる値
を有し得る。

線間電圧を形成するこの方法の結果として、線間電圧の
変調度は２つの相電圧が完全に変調された場合でも全て
の状態において１００％にならない。このような状態は
定格周波数のとき、即ちモータ給電電圧の周波数が交流
主電源の定格周波数と同一のときに発生ずる。実際の結
果は、相電圧を正弦波電圧で変調すると、モータはある
周波数まで全電圧を受けるだけである。この制約ばモー
タの定格電圧が交流主電源の定格電圧と同一の状態にお
いて生ずる。

本発明の目的は上述の欠点を除去することにある。リフ
トの交流モータを給電する３相インバータの基準電圧を
形成する本発明の方法は、各相の基準電圧を表わす、基
本波とこの基本波上に重畳された第３高調波とから成る
電圧曲線をメモリ回路内に蓄積し、且つアドレス回路に
おいて既知の方法で形成した基準電圧の周波数に比例す
る速度で前記メモリ回路内のメモリ位置のアドレスを計
算し、得られたメモリ位置アドレスに基づいて前記メモ
リ回路に蓄積されている電圧曲線から基準電圧の周波数
を有する２進形態の電圧を形成し、得られた２進形態の
電圧をディジタル／アナログ変換器に供給し、前記ディ
ジタル／アナログ変換器においてこれら電圧をアナログ
電圧に変換すると共に基準電圧の振幅に等しい振幅を有
する基準電圧となるように振幅を調整することにより基
準電圧を発生させることを特徴とする。

本発明に従って各相の基準電圧に第３高調波を重畳する
と、インバータ出力の相電圧の基本波を過変調を生ずる
ことなく増大させることができる。

相電圧は第３高調波を含むが、線間電圧には第３高調波
は存在しない。これは、第３高調波は全ての相において
同相であるため、線間電圧を任意の２つの相電圧の差と
して計算すると第３高調波は相互結合電圧において相殺
し合うためである。

本発明方法の有利な例においては、アドレス回路におい
てメモリ回路内のメモリ位置のアドレスを既知の方法で
形成した基準電圧の周波数に比例する速度で計算するた
めに、基準電圧の周波数を絶対値増幅器で絶対値に変換
し、この絶対値増幅器からの信号を電圧制御発振器に供
給し、この発振器の出力端子から基準電圧の周波数に比
例する周波数の矩形波を発生させ、この発振器からの矩
形波をカウンタに供給し、このカウンタのカウント方向
を比較器を用いて決定し、このカウンタの出力端子から
メモリ回路内のメモリ位置のアドレスを得るようにする
。

本発明方法の他の有利な例においては、インバータとし
て、その中の半導体スイッチとして動作するトランジス
タが制御されてインバータの出力電圧を発生するトラン
ジスタインバータを用いる。

本発明方法の更に他の有利な例においては、インバータ
として、その中の半導体スイッチとして動作するＧＴＯ
サイリスクが制御されてインバータの出力電圧を発生す
るＧＴＯサイリスタインバータを用いる。

本発明の方法を実施する装置においては、後述するメモ
リ回路内のメモリ位置のアドレスを既知の方法で形成さ
れた基準電圧の周波数に比例する速度で計算するアドレ
ス回路と；各相の基準電圧を表わす、基本波と該基本波
に重畳された第３高調波とから成る曲線が蓄積されてお
り、前記メモリ位置アドレスに基づいてこれら電圧曲線
から基準電圧と同一の周波数を有する２進信号形態の電
圧を発生するメモリ回路と；該メモリ回路から得られた
電圧をアナログ電圧に変換すると共に振幅を調整して基
準電圧と振幅が等しい基準電圧にするディジタル／アナ
ログ変換器とを具えていることを特徴とする。

この基準電圧発生装置の最も重要な利点は簡単な設計で
ある点にある。基準電圧を規定する曲線は各相ごとに専
用のメモリに蓄積しておく。これかため、各相の基準電
圧を発生するのに別々の発振器を必要とせず、また別々
の乗算も、基本波に第３高調波を重畳する電子回路も必
要としない。

本発明装置の有利な例においては、メモリ回路内のメモ
リ位置のアドレスを既知の方法で発生された基準電圧周
波数により決まる速度で計算するために、前記アドレス
回路は基準電圧周波数を絶対値に変換する絶対値増幅器
と、基準電圧周波数に比例する周波数の矩形波を発生す
る電圧制御発振器と、この発振器からの矩形波をカウン
トし、メモリ回路内のメモリ位置のアドレスを出力する
カウンタと、このカウンタのカウント方向を決定し得る
比較器とで構成する。

本発明装置の他の有利な例においては、インバータは、
その出力段内の制御半導体スイッチがトランジスタがあ
るトランジスタインバータとする。

本発明装置の更に他の有利な例においては、インバータ
は、その出力段内の制御半導体スイッチがＧＴＯサイリ
スタであるＧＴＯサイリスタインバータとする。

図面につき本発明を説明する。

以下において本発明装置の動作を第１図を参照して説明
する。第１図には本発明による基準電圧形成方法を適用
したリフト交流モータドライブを示しである。３相主電
源Ｕ、、Ｕ、、ＵＴから電源を取る周波数変換装置の電
力段７はリフトモータとして作用する交流モータ８を給
電する。周波数変換装置の電力段７は例えばダイオード
から成る整流器１１と、インバータ出力段１２と、フィ
ルタリング用のコンデンサＣ１と、モータ８から戻る電
力を処理するための抵抗Ｒ１及びトランジスタＴ７とか
ら成る。トランジスタＴ７の制御は本発明の要旨と関係
ないのでここでは詳しく説明しない。電力段７から出力
電圧ＵＡ、Ｕ、及びＵＣが得られる。

インバータ出力段１２はトランジスタＴ１〜Ｔ６と、誘
導電流のための電流路を構成するダイオードＤ１〜Ｄ６
とから成る。トランジスタＴ１〜Ｔ６の制御は次のよう
に行なわれる。基準電圧の周波数ｆｓ　　（この周波数
の形成自体は当業者に公知）を、アドレス回路（ＡＤＤ
ＲＥＳＳ）１に供給する。アドレス回路の並列モード出
力は３個のメモリ回路（ＦＲＯＭ）２ａ〜２ｃのアドレ
スとして作用する。第１図の例では、アドレスは８ビツ
トである。アドレス回路ｌにおいてはメモリ２ａ〜２ｃ
のアドレスが基準電圧の周波数ｆ、に比例する速度で計
算される。

メモリ回路２ａ〜２ｃには各相の基準電圧を表わす曲線
ａ　’ｐ　、　　ｂＯ及びＣ“を蓄積してあり、これら
曲線を第２ａ〜２６図に示しである。各相の電圧曲線は
位相が１２０°づつづれているため３相システムが得ら
れる。各曲線ａ＊、ｂ１及びｃｏは正弦波曲線ａ、ｂ及
びＣとこれに重畳された第３高調波ｖ０とから成る。第
３高調波■。は各相において同一の位相を有する。モー
タ８を給電する線間電圧はインバータ出力電圧ＵＡ、Ｕ
Ｂ及びＵＣの差であるため、モータ８の電源電圧を構成
する線間電圧には第３高調波は存在しなくなる。

電圧曲線ａ　’ｌ　、　　ｂ＊及びｃｌはメモリ回路２
ａ〜２ｃ内に、アドレスが横軸即ち位相角に対応し、そ
のメモリ位置の内容が縦軸即ち振幅Ｕ（第２ａ〜２０図
）に対応するように蓄積しておく。基準電圧を得るため
に、メモリ位置アドレスに基づいてメモリ回路２ａ〜２
ｃに蓄積されている電圧曲線ａ＊、ｂ＊及びｃｌから基
準電圧の周波数を有する２進信号形態の電圧を形成する
。

メモリ回路２ａ〜２ｃの出力端子には信号が並列モード
ディジタルワードとして得られる。振幅はこの段では制
御することはできない。振幅を調整するために、２進信
号形態の電圧をディジタル／アナログ変換器３ａ〜３ｃ
に供給し、ここでこれら電圧をアナログ電圧に変換する
と共に振幅調整して基準電圧の振幅Ａ、に等しい振幅を
有する基準電圧Ｖ−，Ｖ１．”及び■ｒにする。基準電
圧の振幅Ａ、の設定自体は当業者に公知である。

ディジタル／アナログ変換器においては基準電圧振幅を
制御することにより乗算を行ない得るのでディジタル／
アナログ変換器は振幅制御に好適である。ディジタル／
アナログ変換器の乗算機能を用いる振幅制御は、その相
対精度が小振幅でも低下しない利点がある。これは８ビ
ットの全てが電圧曲線の形状に存在するためである。メ
モリ回路２ａ〜２ｃが振幅情報も含んでいる場合にはデ
ィジタル化に伴う量子化が小振幅で困難になる。

ディジタル／アナログ変換器３ａ〜３ｃは可制御振幅及
び周波数を有する３相電圧を出力し、これら相電圧はＶ
Ｂ＊、Ｖｌ、”及びＶ　ｃ”である。所望のパルス幅変
調を達成するために、この電圧を用いてパルス軸度ａ（
！器４を制御する。このパルス幅変調器４は三角波電圧
発生器９と比較器１０ａ〜１０ｃとから成る。三角波電
圧発生器９から得られる三角波電圧を基準電圧ｖ、＊、
ｖ−及び■どと比較することにより変調ディジタル信号
が比較器１０ａ〜１００の出力＠子に得られる。インバ
ータ出力段１２の各端子における第２トランジスタは同
じ端子の第１トランジスタの相補信号で制御される。例
えばトランジスタＴ２の制御信号はトランジスタＴ１の
制御信号の相補信号である。

各端子における第２トランジスタを制御する信号は演算
増幅器５ａ〜５ｃの出力端子から得られる。

トランジスタ制御信号はトランジスタドライバ６３〜６
丁に供給され、これらドライバによりトランジスタＴ１
〜Ｔ６が制御信号に応じて導通及び非導通にされる。ド
ライバ６ａ〜６ｒの設計は当業者に公知である。

第３図にはアドレス回路１の有利且つ簡単な例を示しで
ある。絶対値発生器１３は基準電圧の周波数ｆ、を絶対
値に変換する。絶対値発生器１３の出力端子からの信号
を電圧制御発振器（ＶＣＯ）１４に供給し、この発振器
の出力端子から基準電圧の周波数ｆ３に比例する周波数
を有する矩形波を得る。基準電圧の周波数ｆｓはアナロ
グ信号であり、このアナログ信号は零値が基準電圧の周
波数ｆｓ−〇に対応し、最高値が基準電圧の周波数ｆ、
の定格値に対応するように選択することができる。

電圧制御発振器１４からの矩形波はアップ／ダウンカウ
ンタ１５に供給され、このカウンタは循環し得る。この
ことはフルカウント後に零から再びカウントを開始する
ことを意味する。カウンタ１５のカウント方向は基準電
圧の周波数１３の極性を観測する比較器１６により決定
される。基準電圧の周波数ｆ、の正値はモータの磁界の
回転方向の一方に対応し、負値は他方の回転方向に対応
する。力うンタ１５の並列モード出力端子から基準電圧
の周波数ｒｓにより決まる速度でメモリ回路２ａ〜２ｃ
のアドレスが得られる。

本発明は上述した例にのみ限定されず、種々の変形を加
えることができること明らかである。」二連の例のトラ
ンジスタインバータの代りに例えばＧＴＯインバータを
等しく使用することができる。

もっと高精度の基準電圧を形成する必要がある場合には
８ビツトより大きなアドレスを用いることができる。メ
モリ回路に対してはＦＲＯＭの代りに例えばマスクプロ
グラムＦＲＯＭを採用することもできる。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明の基準電圧形成方法を適用したリフト交
流ドライブの一例の構成図、 第２ａ〜２０図はメモリ回路に蓄積する、基準電圧を表
わす曲線の構成を示す図、 第３図は第１図のアドレス回路の一例の詳細構成図であ
る。 ｌ・・・アドレス回路　　　２ａ〜２ｃ・・・メモリ回
路３ａ〜３Ｃ・・・ディジタル／アナログ変換器４・・
・パルス幅変調器　　５ａ〜５ｃ・・・演算増幅器６ａ
〜６ｆ・・・トランジスタドライバ７・・・電力段　　
　　　　８・・・モータ９・・・三角波電圧発生器　ｌ
Ｏ・・・比較器１１・・・整流器　　　　　１２・・・
インバータ出力段１３・・・絶対値発生器　　１４・・
・電圧制御発振器１５・・・アップ−ダウンカウンタ １６・・・比較器　　　　　ｆ、・・・基準電圧周波数
Ａ、・・・基準電圧振幅

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 １、出力段内の制御スイッチを半導体スイッチで実現し
   て成る交流モータ給電用３相インバータの基準電圧を形
   成するに当り、各相の基準電圧を表わす、基本波とこの
   基本波上に重畳された第３高調波とから成る電圧曲線（
   ａ＾＊、ｂ＾＊、ｃ＾＊）をメモリ回路（２ａ〜２ｃ）
   内に蓄積し、且つアドレス回路（１）において既知の方
   法で形成した基準電圧周波数（ｆ＿ｓ）に比例する速度
   で前記メモリ回路（２ａ〜２ｃ）内のメモリ位置のアド
   レスを計算し、得られたメモリ位置アドレスに基づいて
   前記メモリ回路（２ａ〜２ｃ）に蓄積されている電圧曲
   線（ａ＾＊、ｂ＾＊、ｃ＾＊）から基準電圧周波数（ｆ
   ＿ｓ）を有する２進信号形態の電圧を形成し、得られた
   ２進形態の電圧をディジタル／アナログ変換器（３ａ〜
   ３ｃ）に供給し、前記ディジタル／アナログ変換器にお
   いてこれら電圧をアナログ電圧に変換すると共に基準電
   圧の振幅（Ａ＿ｓ）に等しい振幅を有する基準電圧（Ｖ
   ＿ａ＾＊、Ｖ＿ｂ＾＊、Ｖ＿ｃ＾＊）となるように振幅
   を調整することにより基準電圧を発生させることを特徴
   とする交流モータ給電用３相インバータの基準電圧形成
   方法。 ２、アドレス回路（１）においてメモリ回路（２ａ〜２
   ｃ）内のメモリ位置のアドレスを既知の方法で形成した
   基準電圧周波数（ｆ＿ｓ）に比例する速度で計算するた
   めに、基準電圧周波数（ｆ＿ｓ）を絶対値増幅器（１３
   ）で絶対値に変換し、この絶対値増幅器（１３）からの
   信号を電圧制御発振器（１４）に供給し、この発振器（
   １４）の出力端子から基準電圧周波数（ｆ＿ｓ）に比例
   する周波数の矩形波を発生させ、この発振器（１４）か
   らの矩形波をカウンタ（１５）に供給し、このカウンタ
   （１５）のカウント方向を比較器（１６）を用いて決定
   し、このカウンタ（１５）の出力端子からメモリ回路（
   ２ａ〜２ｃ）内のメモリ位置のアドレスを得ることを特
   徴とする特許請求の範囲第１項記載の方法。 ３、前記インバータとして、その中の半導体スイッチと
   して動作するトランジスタ（Ｔ１〜Ｔ６）が制御されて
   インバータの出力電圧（Ｕ＿Ａ、Ｕ＿Ｂ、Ｕ＿Ｃ）を発
   生するトランジスタインバータを用いることを特徴とす
   る特許請求の範囲第１項又は第２項記載の方法。 ４、前記インバータとして、その中の半導体スイッチと
   して動作するＧＴＯサイリスタが制御されてインバータ
   の出力電圧を発生するＧＴＯサイリスタインバータを用
   いることを特徴とする特許請求の範囲第１項又は第２項
   記載の方法。 ５、出力段内の制御スイッチを半導体スイッチで実現し
   て成る交流モータ給電用３相インバータの基準電圧を形
   成する装置において、後述するメモリ回路（２ａ〜２ｃ
   ）内のメモリ位置のアドレスを既知の方法で形成された
   基準電圧周波数（ｆ＿ｓ）に比例する速度で計算するア
   ドレス回路（１）と；各相の基準電圧を表わす、基本波
   と該基本波に重畳された第３高調波とから成る曲線（ａ
   ＾＊、ｂ＾＊、ｃ＾＊）が蓄積されており、前記メモリ
   位置アドレスに基づいてこれら電圧を曲線（ａ＾＊、ｂ
   ＾＊、ｃ＾＊）から基準電圧と同一の周波数（ｆ＿ｓ）
   を有する２進信号形態の電圧を発生するメモリ回路（２
   ａ〜２ｃ）と；該メモリ回路（２ａ〜２ｃ）から得られ
   た電圧をアナログ電圧に変換すると共に振幅を調整して
   基準電圧の振幅（Ａ＿ｓ）と振幅が等しい基準電圧（Ｖ
   ＿ａ＾＊、Ｖ＿ｂ＾＊、Ｖ＿ｃ＾＊）にするディジタル
   ／アナログ変換器（３ａ〜３ｃ）とを具えていることを
   特徴とする交流モータ給電用３相インバータの基準電圧
   形成装置。 ６、前記メモリ回路（２ａ〜２ｃ）内のメモリ位置のア
   ドレスを既知の方法で発生された基準電圧周波数（ｆ＿
   ｓ）により決まる速度で計算するために、前記アドレス
   回（１）は基準電圧周波数（ｆ＿ｓ）を絶対値に変換す
   る絶対値増幅器（１３）と、基準電圧周波数（ｆ＿ｓ）
   に比例する周波数の矩形波を発生する電圧制御発振器（
   １４）と、この発振器（１４）からの矩形波をカウント
   し、メモリ回路（２ａ〜２ｃ）内のメモリ位置のアドレ
   スを出力するカウンタ（１５）と、このカウンタ（１５
   ）のカウント方向を決定し得る比較器（１６）とを具え
   ていることを特徴とする特許請求の範囲第５項記載の装
   置。 ７、前記インバータは、その出力段内の制御半導体スイ
   ッチがトランジスタ（Ｔ１〜Ｔ６）であるトランジスタ
   インバータであることを特徴とする特許請求の範囲第５
   項又は第６項記載の装置。 ８、前記インバータは、その出力段内の制御半導体スイ
   ッチがＧＴＯサイリスタであるＧＴＯサイリスタインバ
   ータであることを特徴とする特許請求の範囲第５項又は
   第６項記載の装置。