JPS592574A - 電力変換装置の電流指令値演算方式 - Google Patents
電力変換装置の電流指令値演算方式Info
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- JPS592574A JPS592574A JP57109530A JP10953082A JPS592574A JP S592574 A JPS592574 A JP S592574A JP 57109530 A JP57109530 A JP 57109530A JP 10953082 A JP10953082 A JP 10953082A JP S592574 A JPS592574 A JP S592574A
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- H02M7/42—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal
- H02M7/44—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters
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Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
〔発明の技術分野〕
本発明はインバータ等の電力変換装置の出力電流の指令
値をディジタル量として演算する電力変換装置の電流指
令値演算方式に関する。
値をディジタル量として演算する電力変換装置の電流指
令値演算方式に関する。
近年、再現性の良さ、信頼性の高さ、あるいはマイクロ
プロセッサによる処理との適合性などから、制御回路は
ディジタル化されつつある。
プロセッサによる処理との適合性などから、制御回路は
ディジタル化されつつある。
電力変換装置の制御回路においても例外ではなく、第１
図に３相同期電動機を電力変換装置で駆動するだめの制
御を一部ディジタル化した回路を一例として示す。
図に３相同期電動機を電力変換装置で駆動するだめの制
御を一部ディジタル化した回路を一例として示す。
第１図において、１は３相同期電動機、２は同期電動機
１に電機子電流１ｕ ｒ ｉｖ 、 ｉｗ を供給する
電力変換装置、３は同期電動機１０回転子に直結され、
定められた角度だけ回転する毎にパルスを出力する・や
ルス発振器、４は・ギルス発振器３の出力・母ルスＰの
周波数に比例した大きさの電圧を出力する周波数／、電
圧（Ｆ／’Ｖ）変換器、５は速度指令り“とＦ／Ｖ変換
器４の出力Ｗとの大きさを比較する比較器、６は比較器
５の比較結果に応じて同期電動機１に供給すべき電機子
電流の振幅を出力する速度制御回路である。
１に電機子電流１ｕ ｒ ｉｖ 、 ｉｗ を供給する
電力変換装置、３は同期電動機１０回転子に直結され、
定められた角度だけ回転する毎にパルスを出力する・や
ルス発振器、４は・ギルス発振器３の出力・母ルスＰの
周波数に比例した大きさの電圧を出力する周波数／、電
圧（Ｆ／’Ｖ）変換器、５は速度指令り“とＦ／Ｖ変換
器４の出力Ｗとの大きさを比較する比較器、６は比較器
５の比較結果に応じて同期電動機１に供給すべき電機子
電流の振幅を出力する速度制御回路である。
７はノぐルス発振器３の出力ノクルスＰをカウントする
カウンタ、８Ｕ、８ｖ、８Ｗはそれぞれ１２０°位相の
異なった正弦波データが書き込まれているリードオンリ
メモリ（ＲＯＭ） 、９ Ｕ 。
カウンタ、８Ｕ、８ｖ、８Ｗはそれぞれ１２０°位相の
異なった正弦波データが書き込まれているリードオンリ
メモリ（ＲＯＭ） 、９ Ｕ 。
９Ｖ、９ＷはＲＯＭ ８ Ｕ 、 ８ Ｖ 、 ８ Ｗ
から出力される単位正弦波のディジタル信号と速度制御
回路６から出力される電流振幅指令１ との乗算機能を
有するディジタル／アナログ（Ｄ／Ａ’）変換器であり
、これらＤ／Ａ変換器９Ｕ、９Ｖ、９Ｗ（Ｄ出力１ｕ”
＋ ｉｖ＊、 Ｌｗ”が同期電動機１の各相の電機子電
流指令値として電力変換装置２に与えられる。
から出力される単位正弦波のディジタル信号と速度制御
回路６から出力される電流振幅指令１ との乗算機能を
有するディジタル／アナログ（Ｄ／Ａ’）変換器であり
、これらＤ／Ａ変換器９Ｕ、９Ｖ、９Ｗ（Ｄ出力１ｕ”
＋ ｉｖ＊、 Ｌｗ”が同期電動機１の各相の電機子電
流指令値として電力変換装置２に与えられる。
電力変換装置２は３相の電流指令値ｌｕ ｒ ｉｖｉｗ
に追従した各相の電機子電流１ｕ 、 ｉｖ ＋ｉｗ
を同期電動機１に供給するもので、例えばトランジスタ
インバータとその瞬時電流制御回路等とで構成されるが
、公知であるからその詳細説明は省略する。
に追従した各相の電機子電流１ｕ 、 ｉｖ ＋ｉｗ
を同期電動機１に供給するもので、例えばトランジスタ
インバータとその瞬時電流制御回路等とで構成されるが
、公知であるからその詳細説明は省略する。
第１図において、／４’ルス発振器３とＦ／Ｖ変換器４
とで同期電動機１の速度Ｗを検出し、・クルス発振器３
とカウンタ７とで回転位置θを検出している。検出され
た。速度Ｖはその指令値♂と比較器５で比較され、その
比較結果に応じて速度制御回路６から必要な電機子電流
の振幅積＊ 令Ｉ が出力される。他方カウンタ７の出力である同期
電動機１の回転子位置θに応じて３個のＲＯＭ ８ ｕ
、 ｖ 、 ８ ｗから１２０°ずつ位相の異なる
単位正弦波が出力され、Ｄ／Ａ変換器９０゜９Ｖ、９Ｗ
で振幅指令Ｉ と乗算されて、アナログの電流指令値１
ｕ 、 ｉｖ 、 ｉｗが得ちれる。すなわち、ＲＯＭ
８ Ｕ 、 ８ Ｖ 、 ８ Ｗは同期電動機１の回
転子磁極位置（θ）と常に同期した正弦波信号を出力す
るので、同期電動機１は速度制御回路６の出力である電
流の振幅指令Ｉ に比例したトルクを出力する。
とで同期電動機１の速度Ｗを検出し、・クルス発振器３
とカウンタ７とで回転位置θを検出している。検出され
た。速度Ｖはその指令値♂と比較器５で比較され、その
比較結果に応じて速度制御回路６から必要な電機子電流
の振幅積＊ 令Ｉ が出力される。他方カウンタ７の出力である同期
電動機１の回転子位置θに応じて３個のＲＯＭ ８ ｕ
、 ｖ 、 ８ ｗから１２０°ずつ位相の異なる
単位正弦波が出力され、Ｄ／Ａ変換器９０゜９Ｖ、９Ｗ
で振幅指令Ｉ と乗算されて、アナログの電流指令値１
ｕ 、 ｉｖ 、 ｉｗが得ちれる。すなわち、ＲＯＭ
８ Ｕ 、 ８ Ｖ 、 ８ Ｗは同期電動機１の回
転子磁極位置（θ）と常に同期した正弦波信号を出力す
るので、同期電動機１は速度制御回路６の出力である電
流の振幅指令Ｉ に比例したトルクを出力する。
第１図のように一部であってもディジタル化すると、デ
ィジタル信号のビット数で定まる分解能の問題が生じる
。第１図の場合には、同期電動機１が電気角で３６０°
回転する間に／’Ｐルス発振器３の出力するパルス数と
、それに合わせて最大カウント値が定められるカウンタ
７のビット数によって、電機子電流指令値１ｕ”、 ｉ
ｖ＊。
ィジタル信号のビット数で定まる分解能の問題が生じる
。第１図の場合には、同期電動機１が電気角で３６０°
回転する間に／’Ｐルス発振器３の出力するパルス数と
、それに合わせて最大カウント値が定められるカウンタ
７のビット数によって、電機子電流指令値１ｕ”、 ｉ
ｖ＊。
ｉｗ＊の位相角分解能が定められる。
−例として、同期電動機１の電気角３６００当υのノヤ
ルス発振器３の出力パルス数を１６とし、カウンタ７の
出力およびＲＯＭ ８Ｕ 、 ８ Ｖ 、 ８Ｗの入力
ビット数を４としたときのＲＯＭ８Ｕの出力波形を第２
図に示す。カウンタ７は１６個のパルスをカウントする
毎にオーパフローシ、出力は０になるので同期電動機１
０回転と同期した周期的な出力が得られる。第２図の波
形の位相角分解能、すなわち電機子電流ｉｕ＋ｉｖ＋ｉ
ｗの取シ得る最小の位相変化幅は３６０’／１６である
。この位相変化幅が大きくなるほど同期電動機１に供給
される電機子電流はステップ的になり、そのために同期
電動機１は回転むらを起こす。特に、低周波運転時はど
ステップ間の周期が長くなり、回転むらが起にυやすい
。
ルス発振器３の出力パルス数を１６とし、カウンタ７の
出力およびＲＯＭ ８Ｕ 、 ８ Ｖ 、 ８Ｗの入力
ビット数を４としたときのＲＯＭ８Ｕの出力波形を第２
図に示す。カウンタ７は１６個のパルスをカウントする
毎にオーパフローシ、出力は０になるので同期電動機１
０回転と同期した周期的な出力が得られる。第２図の波
形の位相角分解能、すなわち電機子電流ｉｕ＋ｉｖ＋ｉ
ｗの取シ得る最小の位相変化幅は３６０’／１６である
。この位相変化幅が大きくなるほど同期電動機１に供給
される電機子電流はステップ的になり、そのために同期
電動機１は回転むらを起こす。特に、低周波運転時はど
ステップ間の周期が長くなり、回転むらが起にυやすい
。
このような問題を避けるためには、パルス発振器３０回
転角度当シのノクルス数を多くし、カウンタ７の出力ビ
ツト数を多くすれば良いが、そのだめにはＲＯＭの入力
ビット数すなわち容量の大きなＲＯＭが必要となる。ま
た、ビット数を多くして最小の位相変化幅を小さくして
も、ＲＯＭの出力ビツト数が少なければ問題は解決され
ない。
転角度当シのノクルス数を多くし、カウンタ７の出力ビ
ツト数を多くすれば良いが、そのだめにはＲＯＭの入力
ビット数すなわち容量の大きなＲＯＭが必要となる。ま
た、ビット数を多くして最小の位相変化幅を小さくして
も、ＲＯＭの出力ビツト数が少なければ問題は解決され
ない。
第３図は正側だけで出力ビツト数が３のときのＲＯＭ出
力波形例である。カウンタ７のビット数およびＲＯＭの
入力ビット数をいくら多くしても、ＲＯＭの出力ビツト
数が少ない限り、第３図の波形よシも改善されない。
力波形例である。カウンタ７のビット数およびＲＯＭの
入力ビット数をいくら多くしても、ＲＯＭの出力ビツト
数が少ない限り、第３図の波形よシも改善されない。
このことから、電機子電流の位相分解能を向上させるた
めには、カウンタ７の出力キット数を多くすると同時に
ＲＯＭ８Ｕ、８Ｖ、８Ｗ＋７）出カビット数をも多くす
る必要があることが分かる。このようにＲＯＭの出力ビ
ツト数を多くすることは、ＲＯＭの数が多くなるのみで
なく％Ｄ／Ａ変換器！９Ｕ、！９Ｖ、！９Ｗもそのビッ
ト数に見合った分解能および精度のものが要求される。
めには、カウンタ７の出力キット数を多くすると同時に
ＲＯＭ８Ｕ、８Ｖ、８Ｗ＋７）出カビット数をも多くす
る必要があることが分かる。このようにＲＯＭの出力ビ
ツト数を多くすることは、ＲＯＭの数が多くなるのみで
なく％Ｄ／Ａ変換器！９Ｕ、！９Ｖ、！９Ｗもそのビッ
ト数に見合った分解能および精度のものが要求される。
以上のように、位相角指令値の分解能を向上させるため
にＲＯＭの入力ビット数を多くすることは、大容量のＲ
ＯＭと高分解能、高精度のＤ／Ａ変換器を必要とし、制
御回路が高価なものとなる。
にＲＯＭの入力ビット数を多くすることは、大容量のＲ
ＯＭと高分解能、高精度のＤ／Ａ変換器を必要とし、制
御回路が高価なものとなる。
本発明は上述の点に鑑みなされたものであり、電力変換
装置の出力電流に対する位相角指令値が比較的多いビッ
ト数のディジタル量として与えられた場合に、その位相
分解能を低下させることなく位相指令のビット数を少な
くシ、その位相指令値を用いて電流指令値を演算するこ
とによって制御回路を小形で安価にすることのできる電
力変換装置の電流指令値演算方式を提供することを目的
としている。
装置の出力電流に対する位相角指令値が比較的多いビッ
ト数のディジタル量として与えられた場合に、その位相
分解能を低下させることなく位相指令のビット数を少な
くシ、その位相指令値を用いて電流指令値を演算するこ
とによって制御回路を小形で安価にすることのできる電
力変換装置の電流指令値演算方式を提供することを目的
としている。
この目的を達成するために本発明では、先づ比較的多い
ビット数Ｎの位相角指令値θを少ないビット数Ｍの上位
位相角θＨと残りのＮ−Ｍビットの下位位相角θＬとに
分離する。そして、上位位相角θＨの分解能（３６０°
／２ ）に対する下位位相角θＬの割合に応じた時比率
で「０」と「１」とを交互にくり返すような変調を行な
い、その変調された信号を上位位相角θＨに加算する。
ビット数Ｎの位相角指令値θを少ないビット数Ｍの上位
位相角θＨと残りのＮ−Ｍビットの下位位相角θＬとに
分離する。そして、上位位相角θＨの分解能（３６０°
／２ ）に対する下位位相角θＬの割合に応じた時比率
で「０」と「１」とを交互にくり返すような変調を行な
い、その変調された信号を上位位相角θＨに加算する。
この加算されたＭビットの信号を位相角指令値として電
流指令値を演舞し、それに基づいて電力変換装置の出力
電流を制御することによって実用上高分解能の電流が負
荷に供給されるもので明する。
流指令値を演舞し、それに基づいて電力変換装置の出力
電流を制御することによって実用上高分解能の電流が負
荷に供給されるもので明する。
第４図は本発明の一実施例を示す構成図で、第１図と同
一符号のものは同一機能を有するものであるから説明を
省略する。第４図において１０はカウンタの下位位相角
θＬが与えらて変調信号を出力する変調回路、１１はカ
ウンタの上位位相角θＨと変調回路１０の変調信号とを
加算する加算回路である。カウンタ７から出力されるＮ
ビットの位相角指令θは上位のＭビットの位相角θＨと
、下位のＮ−Ｍビットの位相角θＬとに分離され、Ｎ−
Ｍビットの下位位相角θＬは変調回路１０を介して変調
された１ビツトの信号に変換される。この変調信号は加
算回路１１でＭビットの上位位相角θＨと加算され、加
算回路１ノからＭビットの位相角指令値θ′が出力され
る。変調回路１０の出力信号を最下位ビットとし、残り
の上位ビットは全てＯとして、加算回路１１で上位位相
角θＨとの加算が行なわれる。理解を容易にするために
、第５図に示す構成例を参照しながら変調回路１０をよ
り詳しく説明する。
一符号のものは同一機能を有するものであるから説明を
省略する。第４図において１０はカウンタの下位位相角
θＬが与えらて変調信号を出力する変調回路、１１はカ
ウンタの上位位相角θＨと変調回路１０の変調信号とを
加算する加算回路である。カウンタ７から出力されるＮ
ビットの位相角指令θは上位のＭビットの位相角θＨと
、下位のＮ−Ｍビットの位相角θＬとに分離され、Ｎ−
Ｍビットの下位位相角θＬは変調回路１０を介して変調
された１ビツトの信号に変換される。この変調信号は加
算回路１１でＭビットの上位位相角θＨと加算され、加
算回路１ノからＭビットの位相角指令値θ′が出力され
る。変調回路１０の出力信号を最下位ビットとし、残り
の上位ビットは全てＯとして、加算回路１１で上位位相
角θＨとの加算が行なわれる。理解を容易にするために
、第５図に示す構成例を参照しながら変調回路１０をよ
り詳しく説明する。
第５図において、１０ノは一定周波数の／ｆルスを出力
する発振回路、１０２は発振回路１０１の出力ｉ４ルス
をカウントするカウンタ、１０３はカウンタ１０２のカ
ウンタ値θ丁と第１図におけるカウンタ７から出力され
る下位位相角θＬとの大小関係を比較する比較回路であ
る。第６図は下位位相角θＬのビット数を４、カウンタ
１０２も４ビツトカウンタとしたときの第５図の回路の
動作波形であり、（ａ）はカウンタ１０２の出力θＴ％
（ｂ）は下位位相角θＬ、（ｃ）は比較回路１０３から
出力される変調信号の波形である。
する発振回路、１０２は発振回路１０１の出力ｉ４ルス
をカウントするカウンタ、１０３はカウンタ１０２のカ
ウンタ値θ丁と第１図におけるカウンタ７から出力され
る下位位相角θＬとの大小関係を比較する比較回路であ
る。第６図は下位位相角θＬのビット数を４、カウンタ
１０２も４ビツトカウンタとしたときの第５図の回路の
動作波形であり、（ａ）はカウンタ１０２の出力θＴ％
（ｂ）は下位位相角θＬ、（ｃ）は比較回路１０３から
出力される変調信号の波形である。
カウンタ１０２は発振回路１０１から出力される一定周
波数のパルスをカウントするので第６図（、）のように
一定周期の三角波の信号０丁を出力する。この三角波信
号θＴは（ｂ）の下位位相角θＬと比較回路１０３で比
較され、比較回路１０３は（、）のθＴよシも（ｂ）の
θＬが大きい期間だけ「１」゛で、他の期間は「０」と
なる（ｃ）のような信号を出力する。
波数のパルスをカウントするので第６図（、）のように
一定周期の三角波の信号０丁を出力する。この三角波信
号θＴは（ｂ）の下位位相角θＬと比較回路１０３で比
較され、比較回路１０３は（、）のθＴよシも（ｂ）の
θＬが大きい期間だけ「１」゛で、他の期間は「０」と
なる（ｃ）のような信号を出力する。
第６図（ｃ）のように比較回路１０３の出力はカウンタ
１０２の出力０丁の周期毎に「１」と「０」とをくり返
し、その「１」の期間の時間幅は下位の位相角θＬの大
きさに比例する。従って、０丁 の周期毎における比較
回路１０３の出力信号の平均値は下位位相角θＬの大き
さと等しくなる。このようにして変調回路１０の出力と
して、下位位相角θＬの大きさに応じた時比率で、パル
ス幅変調された信号が得られる。
１０２の出力０丁の周期毎に「１」と「０」とをくり返
し、その「１」の期間の時間幅は下位の位相角θＬの大
きさに比例する。従って、０丁 の周期毎における比較
回路１０３の出力信号の平均値は下位位相角θＬの大き
さと等しくなる。このようにして変調回路１０の出力と
して、下位位相角θＬの大きさに応じた時比率で、パル
ス幅変調された信号が得られる。
第５図および第６図のように変調された信号を上位位相
角θＨに加算して得られる加算回路１１の出力位相角θ
′をＲＯＭ８Ｕ、ＩＩＩＶ、８ＷＫ礼えることによって
、ＲＯＭからは第７図のように変調された正弦波信号が
出力される。第７図はＲＯＭ、！ＩＵ、８Ｖ、８Ｗへの
入力ビツト数が第２図と同じ場合であり、変調された波
形の平均値は点線で図示されるように良く正弦波と一致
する。
角θＨに加算して得られる加算回路１１の出力位相角θ
′をＲＯＭ８Ｕ、ＩＩＩＶ、８ＷＫ礼えることによって
、ＲＯＭからは第７図のように変調された正弦波信号が
出力される。第７図はＲＯＭ、！ＩＵ、８Ｖ、８Ｗへの
入力ビツト数が第２図と同じ場合であり、変調された波
形の平均値は点線で図示されるように良く正弦波と一致
する。
Ｄ／Ａ変換器ｙ Ｕ ｌ ９Ｖ ＃ ９Ｗを介して電力
変換装置に与えられる電流指令値１ｕ 、 ｉｖ 、
１ｗも第７図の波形に比例した信号となり、このような
波形の電機子電流１ｕ 、 ｌｖ 、 ｉｗを供給され
る同期電動機１は、変調周期を充分に短かくすれば回転
むらを起こすことはない。
変換装置に与えられる電流指令値１ｕ 、 ｉｖ 、
１ｗも第７図の波形に比例した信号となり、このような
波形の電機子電流１ｕ 、 ｌｖ 、 ｉｗを供給され
る同期電動機１は、変調周期を充分に短かくすれば回転
むらを起こすことはない。
以上の説明で第４図における変調回路１０の構成の一例
として第５図のものを示したが、本発明はこの構成に限
られるものではなく、従来から行なわれているパルス幅
変調方式をそのまま適用することができる。
として第５図のものを示したが、本発明はこの構成に限
られるものではなく、従来から行なわれているパルス幅
変調方式をそのまま適用することができる。
また、電力変換装置の負荷が３相同期電動機の場合につ
いて説明したが、誘導電動機あるいは静止器が負荷の場
合であっても同様の効果を持ち、特に電力変換装置も３
相に限るものではない。誘導電動機を負荷とする場合に
はすべりを与える必要があるため、回転子の回転角度に
すべり角度を加算し、必要に応じて力率を補正するだめ
の位相角が更に加算されて電流の位相角が定められる。
いて説明したが、誘導電動機あるいは静止器が負荷の場
合であっても同様の効果を持ち、特に電力変換装置も３
相に限るものではない。誘導電動機を負荷とする場合に
はすべりを与える必要があるため、回転子の回転角度に
すべり角度を加算し、必要に応じて力率を補正するだめ
の位相角が更に加算されて電流の位相角が定められる。
この電流の位相角に対して第４図の場合と同様の処置を
することによって本発明の目的を達成することができる
。
することによって本発明の目的を達成することができる
。
また、機械的に検出された回転位置を用いて電流位相を
定めるものの他にも、電圧や磁束の位相に基づいて電流
位相を定めるものにも本発明は適用することができる。
定めるものの他にも、電圧や磁束の位相に基づいて電流
位相を定めるものにも本発明は適用することができる。
以上のように、本発明は電流位相の演算方式に係わらず
適用できるもので、その適用範囲は非常に広い。
適用できるもので、その適用範囲は非常に広い。
第５図あるいは第６図はハード部品による回路構成とし
て本発明を説明しだが、同様の機能はマイクロコンビー
ータのソフト処理によっても達成し得ることは言うまで
もない。
て本発明を説明しだが、同様の機能はマイクロコンビー
ータのソフト処理によっても達成し得ることは言うまで
もない。
以上説明のように、本発明によれば容量の小さなＲＯＭ
８Ｕ、８Ｖ、８Ｗと入力ビツト数の少ない低価格のＤ／
Ａ変撲器９Ｕ、９Ｖ、９Ｗを用いることができ、カウン
タ７から出力される位相角指令値θと同等の位相分解能
を持つ電流を電力変換装置から供給することができる。
８Ｕ、８Ｖ、８Ｗと入力ビツト数の少ない低価格のＤ／
Ａ変撲器９Ｕ、９Ｖ、９Ｗを用いることができ、カウン
タ７から出力される位相角指令値θと同等の位相分解能
を持つ電流を電力変換装置から供給することができる。
従って、高性能な制御を小形で安価な回路で実現するこ
とが可能となる。
とが可能となる。
第１図はディジタル化された電力変換回路の制御回路の
一例を示す構成図、第２図および第３図は本発明の詳細
な説明するために用いた第１図の電流波形図、第４図は
本発明の一実施例を示す構成図、第５図は第４図におけ
る変調回路の実施例を示す詳細構成図、第６図は第５図
の変調回路の動作波形図、第７図は本発明による電流波
形例を示す図である。 １・・・同期電動様、２・・・電力変換装置、３・・・
／Ｊルス発振器、４・・・周波敷／電圧（Ｆ／’Ｖ）変
換器、５・・・比較回路、６・・・速度制御回路、７・
・・カウンタ、８Ｕ、８Ｖ、８Ｗ・・・リードオンリメ
モリ（ＲＯＭ）、９Ｕ 、９Ｖ 、ｙＷ−・・ディジタ
ル／アナログ（Ｄ／Ａ ）変換器、１０・・・変調回路
、１１・・・加算回路。 出願人代理人 弁理士 鈴 江 武 彦第１１！ｌ 第２図 第３図 第４図 第５３ 股 第６図 第７図
一例を示す構成図、第２図および第３図は本発明の詳細
な説明するために用いた第１図の電流波形図、第４図は
本発明の一実施例を示す構成図、第５図は第４図におけ
る変調回路の実施例を示す詳細構成図、第６図は第５図
の変調回路の動作波形図、第７図は本発明による電流波
形例を示す図である。 １・・・同期電動様、２・・・電力変換装置、３・・・
／Ｊルス発振器、４・・・周波敷／電圧（Ｆ／’Ｖ）変
換器、５・・・比較回路、６・・・速度制御回路、７・
・・カウンタ、８Ｕ、８Ｖ、８Ｗ・・・リードオンリメ
モリ（ＲＯＭ）、９Ｕ 、９Ｖ 、ｙＷ−・・ディジタ
ル／アナログ（Ｄ／Ａ ）変換器、１０・・・変調回路
、１１・・・加算回路。 出願人代理人 弁理士 鈴 江 武 彦第１１！ｌ 第２図 第３図 第４図 第５３ 股 第６図 第７図
Claims (1)
- 交流負荷に電力を供給する電力変換装置の出力電流瞬時
値の位相角指令値がＮピッ）（Ｎは正の整数）分解能の
ディジタル量で与えられるものにおいて、前記Ｎビット
の位相角指令値を上位Ｍピッ） （Ｍ＜Ｎ ）のディジ
タル量と残シの下位Ｎ−Ｍビットのディジタル量とに分
ケ、上位Ｍビットによる位相角分解能（３６０’／２
”）に対する下位Ｎ−Ｍビットのディジタル量の割合に
応じた時比率でｒＯＪと「１」とを交互にくり返す変調
手段を有し、この度調手段で変調された信号を前記位相
角指令値の上位Ｍビットのディジタル量に加算した量を
電流の位相角指令値として用いることを特徴とする電力
変換装置の電流指令値演算方式。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP57109530A JPS592574A (ja) | 1982-06-25 | 1982-06-25 | 電力変換装置の電流指令値演算方式 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP57109530A JPS592574A (ja) | 1982-06-25 | 1982-06-25 | 電力変換装置の電流指令値演算方式 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS592574A true JPS592574A (ja) | 1984-01-09 |
Family
ID=14512586
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP57109530A Pending JPS592574A (ja) | 1982-06-25 | 1982-06-25 | 電力変換装置の電流指令値演算方式 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS592574A (ja) |
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| EP0316006A2 (en) * | 1987-11-12 | 1989-05-17 | Kabushiki Kaisha Toshiba | PWM controller |
| EP0360210A2 (en) * | 1988-09-20 | 1990-03-28 | Hitachi, Ltd. | Control apparatus and method for controlling an inverter for driving AC motor |
-
1982
- 1982-06-25 JP JP57109530A patent/JPS592574A/ja active Pending
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| EP0316006A2 (en) * | 1987-11-12 | 1989-05-17 | Kabushiki Kaisha Toshiba | PWM controller |
| EP0360210A2 (en) * | 1988-09-20 | 1990-03-28 | Hitachi, Ltd. | Control apparatus and method for controlling an inverter for driving AC motor |
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