CN100514826C - 电动驱动控制装置及电动驱动控制方法 - Google Patents

Abstract

本发明提供一种电动驱动控制装置、电动驱动控制方法及其程序，在切换非同步PWM控制和同步PWM控制时，能够简化控制。具有第一脉冲波形产生处理机构，其根据电压指令值，利用由根据2个以上的参数规定的多个脉冲构成的第一脉冲波形产生同步PWM信号；第二脉冲波形产生处理机构，其利用由1个脉冲构成的第二脉冲波形产生同步PWM信号。第一脉冲波形产生处理机构在利用第一脉冲波形和第二脉冲波形使脉冲波形转变时，变更各参数。由于可以通过变更各参数来转变脉冲波形，因此可以简化控制。

Description

电动驱动控制装置及电动驱动控制方法

技术领域

本发明涉及一种电动驱动控制装置、电动驱动控制方法及其程序。

背景技术

过去，在作为电动机械而配置的驱动马达或者发电机中配置有：以自由旋转的方式配置的、由N极和S极的永久磁铁构成的磁极对的转子；在该转子的径向外侧配置的、具有U相、V相和W相的定子线圈的定子等。

为了对驱动马达或发电机进行驱动，产生作为驱动马达的转矩的驱动马达转矩或作为发电机的转矩的发电机转矩，设置有电动驱动装置及对该电动驱动装置进行控制的电动驱动控制装置。为了对驱动马达进行驱动而设置有驱动马达控制装置，为了对发电机进行驱动而设置有发电机控制装置，而作为电动机械控制装置，该电动机械控制装置中产生的U相、V相和W相的非同步PWM信号(脉宽调制信号)被传送到变换器，将该变换器中产生的相电流、即U相、V相和W相的电流供给到上述各定子线圈，由此进行非同步PWM控制，产生上述驱动马达转矩，或产生发电机转矩。

但是，在上述非同步PWM控制中，各相的非同步PWM信号产生后，各相的电压施加到各定子线圈上，而在所施加的电压较低的区域中，利用正弦波PWM波形产生非同步PWM信号。在电压高的过调制区域中，利用过调制PWM波形产生非同步PWM信号。但是，能够施加于各定子线圈的各相电压的振幅存在上限，如果施加的电压超过上限，则在比例积分运算中，就不能随着电流指令值的变动计算出电压指令值，电压指令值会产生振动。

还有，由于利用变换器的晶体管进行切换的时刻没有与表示电压指令值的相位的电压相位角保持同步，因此在高速旋转区域对驱动马达进行驱动时，各相电压会产生振动，从而出现差拍现象。

可以切换上述非同步PWM控制和同步PWM控制、例如矩形波电压控制，在中速旋转区域或低速旋转区域，利用正弦波PWM波形或过调制PWM波形产生非同步PWM信号，进行非同步PWM控制。在高速旋转区域，利用具有1个脉冲的1脉冲波形产生同步PWM信号，进行矩形波电压控制(例如参照专利文献1)。

然而，在该矩形波电压控制中，虽然利用1脉冲波形产生同步PWM信号时，可以超过电压振幅的上限施加电压，但切换非同步PWM控制和利用1脉冲波形的矩形波电压控制时，由于1脉冲波形的同步PWM信号中所含有的高次谐波成分，会对电动驱动装置产生冲击。

从非同步PWM控制切换到矩形波电压控制时，利用高次谐波成分小的5脉冲波形产生同步PWM信号，接着，在电压高的区域，利用高次谐波成分小的3脉冲波形产生同步PWM信号，然后产生1脉冲波形的同步PWM信号。

专利文献1：JP特开平6-78558号公报。

但是，上述过去的电动驱动控制装置中，如果利用5脉冲波形、3脉冲波形及1脉冲波形的各脉冲波形产生同步PWM信号，将使控制变得复杂，从而增加了电动驱动控制装置的成本。

发明内容

本发明的目的在于提供一种电动驱动控制装置、电动驱动控制方法及其程序，解决了上述过去的电动驱动控制装置的问题，在切换非同步PWM控制和同步PWM控制时，能够简化控制，降低成本。

因此，本发明的电动驱动控制装置中，具有第一脉冲波形产生处理机构，其根据电压指令值，利用由根据2个以上的参数规定的多个脉冲构成的第一脉冲波形产生同步PWM信号；第二脉冲波形产生处理机构，其根据上述电压指令值，利用由1个脉冲构成的第二脉冲波形产生同步PWM信号。

上述第一脉冲波形产生处理机构具有脉冲波形变更处理机构，该脉冲波形变更处理机构在利用第一脉冲波形和第二脉冲波形使脉冲波形转变时，根据电压振幅的变化，变更上述各参数。

本发明的其它的电动驱动控制装置中，进一步上述脉冲波形变更处理机构在电压振幅达到规定的切换点时，逐渐变更各参数，使得脉冲间宽度为零(0)。

本发明的其它另外的电动驱动控制装置中，进一步在上述电压振幅达到上述切换点的高次谐波衰减区域，设定上述各参数，以抑制施加在电动机械上的电压的高次谐波成分。

本发明的其它另外的电动驱动控制装置中，进一步设定上述各参数，以使上述高次谐波成分的平方和为最小。

本发明的其它另外的电动驱动控制装置中，进一步在从上述切换点到各参数的脉冲间隔为零的过渡区域，设定各参数，以抑制极小脉冲的产生。

本发明的其它另外的电动驱动控制装置中，进一步当设定上述各参数，以抑制施加在电动机械上的电压的高次谐波成分时，上述切换点为能够保持各参数的连续性的最大值。

本发明的其它另外的电动驱动控制装置中，进一步上述第一脉冲波形由5个以上的脉冲构成。

本发明的其它另外的电动驱动控制装置中，进一步上述电压振幅为调制率。

本发明的电动驱动控制方法中，根据电压指令值，利用由根据2个以上的参数规定的多个脉冲构成的第一脉冲波形产生同步PWM信号，根据上述电压指令值，利用由1个脉冲构成的第二脉冲波形产生同步PWM信号。

而且，在利用第一脉冲波形和第二脉冲波形使脉冲波形转变时，根据电压振幅的变化，变更上述各参数。

本发明的电动驱动控制方法的程序中，使计算机具有第一脉冲波形产生处理机构和第二脉冲波形产生处理机构的功能，该第一脉冲波形产生处理机构根据电压指令值，利用由根据2个以上的参数规定的多个脉冲构成的第一脉冲波形产生同步PWM信号；该第二脉冲波形产生处理机构根据上述电压指令值，利用由1个脉冲构成的第二脉冲波形产生同步PWM信号。

而上述第一脉冲波形产生处理机构具有脉冲波形变更处理机构，该脉冲波形变更处理机构在利用第一脉冲波形和第二脉冲波形使脉冲波形转变时，根据电压振幅的变化，变更上述各参数。

本发明的电动驱动控制装置具有：第一脉冲波形产生处理机构，其根据电压指令值，利用第一脉冲波形产生同步脉宽调制信号，该第一脉冲波形是指，在以原点为中心的±180°的范围内，左右对称地具有中央的1个基本脉冲和该基本脉冲的每一侧各存在2个的4个调整用脉冲，与上述基本脉冲相邻的内侧的2个调整用脉冲的脉宽等于上述内侧的2个调整用脉冲和外侧的2个调整用脉冲之间的脉冲间宽度，上述外侧的2个调整用脉冲的脉宽等于上述内侧的2个调整用脉冲和上述基本脉冲之间的脉冲间宽度的脉冲波形，而且由第一参数和第二参数来规定该第一脉冲波形，其中，该第一参数为从上述原点到上述基本脉冲的下降边缘的间隔，该第二参数为从上述原点到上述内侧的2个调整用脉冲的上升边缘的间隔，第二脉冲波形产生处理机构，其根据上述电压指令值，利用由1个脉冲构成的第二脉冲波形产生同步脉宽调制信号；上述第一脉冲波形产生处理机构具有脉冲波形变更处理机构，该脉冲波形变更处理机构在利用第一脉冲波形和第二脉冲波形使脉冲波形转变时，根据电压振幅的变化，变更上述第一参数及上述第二参数中的每一个参数。

本发明的电动驱动控制方法，根据电压指令值，利用第一脉冲波形产生同步脉宽调制信号，该第一脉冲波形是指，在以原点为中心的±180°的范围内，左右对称地具有中央的1个基本脉冲和该基本脉冲的每一侧各存在2个的4个调整用脉冲，与上述基本脉冲相邻的内侧的2个调整用脉冲的脉宽等于上述内侧的2个调整用脉冲和外侧的2个调整用脉冲之间的脉冲间宽度，上述外侧的2个调整用脉冲的脉宽等于上述内侧的2个调整用脉冲和上述基本脉冲之间的脉冲间宽度的脉冲波形，而且由第一参数和第二参数来规定该第一脉冲波形，其中，该第一参数为从上述原点到上述基本脉冲的下降边缘的间隔，该第二参数为从上述原点到上述内侧的2个调整用脉冲的上升边缘的间隔，根据上述电压指令值，利用由1个脉冲构成的第二脉冲波形产生同步脉宽调制信号，在利用第一脉冲波形和第二脉冲波形使脉冲波形转变时，根据电压振幅的变化，变更上述第一参数及上述第二参数中的每一个参数。

根据本发明，在电动驱动控制装置中，具有第一脉冲波形产生处理机构，其根据电压指令值，利用由根据2个以上的参数规定的多个脉冲构成的第一脉冲波形产生同步PWM信号；第二脉冲波形产生处理机构，其根据上述电压指令值，利用由1个脉冲构成的第二脉冲波形产生同步PWM信号。

而上述第一脉冲波形产生处理机构具有脉冲波形变更处理机构，该脉冲波形变更处理机构在利用第一脉冲波形和第二脉冲波形使脉冲波形转变时，根据电压振幅的变化，变更上述各参数。

该情况下，由于通过变更各参数，可以利用第一脉冲波形和第二脉冲波形使脉冲波形转变，从而能够从第一脉冲波形直接切换到第二脉冲波形，不仅能够简化控制，而且能够降低电动驱动控制装置的成本。

附图说明

图1为表示本发明的第一实施形式的驱动马达控制装置的方框图。

图2为表示本发明的第一实施形式的电动驱动控制装置的概念图。

图3为表示本发明的第一实施形式的最大驱动马达目标转矩映射关系的图。

图4为表示本发明的第一实施形式的第一电流指令值映射关系的图。

图5为表示本发明的第一实施形式的第二电流指令值映射关系的图。

图6为说明本发明的第一实施形式的电压模式切换处理的图。

图7为说明本发明的第一实施形式的脉冲波形的图。

图8为说明本发明的第一实施形式的脉冲波形变更处理的图。

图9为说明本发明的第二实施形式的脉冲波形变更处理的图。

具体实施方式

下面，结合附图详细说明本发明的实施形式。此时，对适用于作为电动机械控制装置的驱动马达控制装置的电动驱动控制装置进行说明。

图1为表示本发明的第一实施形式的驱动马达控制装置的方框图，图2为表示本发明的第一实施形式的电动驱动控制装置的概念图，图3为表示本发明的第一实施形式的最大驱动马达目标转矩映射关系的图，图4为表示本发明的第一实施形式的第一电流指令值映射关系的图，图5为表示本发明的第一实施形式的第二电流指令值映射关系的图。另外，图3中，横轴为角速度ω，纵轴为最大驱动马达目标转矩TMmax^*。图4中，横轴为表示作为驱动马达31的转矩的驱动马达转矩的目标值的驱动马达目标转矩TM^*，纵轴为d轴电流指令值id^*。图5中，横轴为d轴电流指令值id^*，纵轴为q轴电流指令值iq^*。

图2中，31为作为电动机械的驱动马达，该驱动马达31安装在电动车辆、例如电动汽车的驱动轴上，具有以自由旋转的方式配置的图中未表示的转子、及设置在该转子的径向外侧的定子。上述转子具有转子芯、以及在该转子芯的圆周方向的多个位置上等间距配置的永久磁铁，该永久磁铁的S极与N极构成磁极对。还有，上述定子具有在圆周方向的多个位置上向径向内侧突出而形成T形齿的定子芯、及绕在上述T形齿上的作为U相、V相和W相线圈的定子线圈11-13。

上述转子的输出轴上，作为检测出转子的磁极位置的磁极位置检出部而设置有磁极位置传感器21，该磁极位置传感器21产生作为传感器输出的磁极位置信号SGθ，传送到驱动马达控制装置45。另外，本实施形式中，采用解算装置作为磁极位置传感器21。

为了驱动上述驱动马达31而使电动汽车行驶，来自电池14的直流电流经过作为电流发生装置的变换器40转变为相电流、即U相、V相和W相的电流Iu、Iv、Iw，各相的电流Iu、Iv、Iw分别供给到定子线圈11-13。

因此，上述变换器40具有作为6个切换元件的晶体管Tr1-Tr6，在驱动电路51中产生的驱动信号传送到各晶体管Tr1-Tr6，通过使该各晶体管Tr1-Tr6切换(有选择地接通·断开)，可以产生上述各相的电流Iu、Iv、Iw。作为上述变换器40，可以采用通过将2-6个切换元件组成1组而形成的IGBT等功率模块，或采用在IGBT中安装驱动电路而形成的IPM。

在从上述电池14向变换器40供给电流时的入口侧设置有作为电压检出部的电压传感器15，该电压传感器15检测出变换器40的入口侧的直流电压Vdc，并传送到驱动马达控制装置45。另外，作为直流电压Vdc可以使用电池电压，此时在上述电池14上设置有作为电压检出部的电压传感器。

另外，上述驱动马达31、变换器40、驱动电路51、图中未表示的驱动轮等构成电动驱动装置。还有，17为电容器。

然而，由于上述定子线圈11-13为星型接法，所以在确定了各相中的2个相的电流后，剩下的1个相的电流的值也就确定。因此，为了控制各相的电流Iu、Iv、Iw，在例如U相和V相的定子线圈11、12的引线上设置检测出U相和V相电流Iu、Iv的作为电流检出部的电流传感器33、34，该电流传感器33、34将检测出的电流作为检出电流iu、iv而传送到驱动马达控制装置45。

该驱动马达控制装置45中，除了起计算机作用的图中未表示的CPU外，还设置有用于存储数据或存储各种程序的RAM、ROM等图中未表示的存储装置，该存储装置内设定有第一、第二电流指令值映射关系。还有，也可以采用MPU取代CPU。

虽然在上述ROM内存储有各种程序、数据等，但程序、数据等也可以存储在作为外部存储装置而配置的硬盘等其它存储介质中。此时，例如在上述驱动马达控制装置45中设置有闪存，从上述存储介质读出上述程序、数据，存储在闪存中。因此，通过与外部的存储介质进行交换，可以更新上述程序、数据。

接着，说明上述驱动马达控制装置45的动作。

首先，上述驱动马达控制装置45的图中未表示的位置检出处理机构进行位置检出处理，读入从上述磁极位置传感器21传送过来的磁极位置信号SGθ，根据该磁极位置信号SGθ，检测出磁极位置θ。还有，上述位置检出处理机构的旋转速度算出处理机构进行旋转速度算出处理，根据上述磁极位置信号SGθ，计算出驱动马达31的角速度ω。另外，上述旋转速度算出处理机构在磁极数为p时，根据上述角速度ω计算出作为驱动马达31的旋转速度的驱动马达旋转速度N：

N＝60·(2/p)·ω/2π，

该驱动马达旋转速度N构成电动机械旋转速度。

另外，上述驱动马达控制装置45的图中未表示的检出电流获取处理机构进行检出电流获取处理，读入并获取上述检出电流iu、iv，同时根据上述检出电流iu、iv，计算并获取检出电流iw：

iw＝-iu—iv。

接着，上述驱动马达控制装置45的图中未表示的驱动马达控制处理机构进行驱动马达控制处理，根据表示作为驱动马达31的转矩的驱动马达转矩TM的目标值的驱动马达目标转矩TM^*、检出电流iu、iv、iw、磁极位置θ、直流电压Vdc等，对驱动马达31进行驱动。另外，驱动马达转矩TM构成电动机械转矩，驱动马达目标转矩TM^*构成电动机械目标转矩。

这样，上述驱动马达控制装置45的图中未表示的车速检出处理机构进行车速检出处理，根据上述驱动马达旋转速度N，检测出与该驱动马达旋转速度N相对应的车速V，将检测出的车速V传送到进行电动汽车整体控制的图中未表示的车辆控制装置。然后，该车辆控制装置的车辆用指令值算出处理机构进行车辆用指令值算出处理，读入上述车速V及加速踏板开度α，基于车速V及加速踏板开度α，计算出车辆要求转矩TO^*，与该车辆要求转矩TO^*相对应，产生驱动马达目标转矩TM^*，并传送到上述驱动马达控制装置45。

该驱动马达控制装置45中，上述驱动马达控制处理机构具有：作为电流指令值算出处理机构的电流指令值算出部46；作为磁场削弱控制处理机构的磁场削弱控制处理部47；作为电压指令值算出处理机构的电压指令值算出处理部48；作为第一相变换处理机构的三相两相变换部49；以及作为输出信号产生处理机构的PWM发生器50。

在本实施形式中，上述驱动马达控制装置45在分别沿转子的磁极对的方向取d轴、和沿与该d轴垂直的方向取q轴的d-q座标上，通过矢量控制运算进行反馈控制。

上述电流指令值算出部46为了进行电流指令值算出处理，具有作为转矩指令值限制处理机构的转矩指令值限制部22、作为第一电流指令值算出处理机构的d轴电流指令值算出部53和减法器55、以及作为第二电流指令值算出处理机构的q轴电流指令值算出部54，上述d轴电流指令值算出部53和减法器55进行第一电流指令值算出处理，计算出表示d轴电流id的目标值的作为第一电流指令值的d轴电流指令值id^*。q轴电流指令值算出部54进行第二电流指令值算出处理，计算出表示q轴电流iq的目标值的作为第二电流指令值的q轴电流指令值iq^*。另外，上述减法器55构成电流指令值调整处理机构。

还有，磁场削弱控制处理部47具有作为电压饱和算定值算出处理机构的减法器58、及作为电压饱和判定处理机构且作为调整值算出处理机构的积分器59，进行磁场削弱控制处理，当电池电压变低，或驱动马达旋转速度N变高时，自动进行磁场削弱控制。

上述电压指令值算出处理部48为了进行电压指令值算出处理，具有作为电流控制处理机构的电流控制部61及作为电压控制处理机构的电压控制部62。上述电流控制部61进行电流控制处理，计算出作为第一、第二轴电压指令值的d轴电压指令值vd^*和q轴电压指令值vq^*。上述电压控制部62具有作为第一矢量轴电压指令值算出处理机构且作为电压相位角算出处理机构的电压相位角算出部64、作为第二矢量轴电压指令值算出处理机构且作为电压振幅算出处理机构的电压振幅算出部63、以及作为第二相变换处理机构且作为电压相位角变换处理机构的加法器65，进行电压控制处理，计算出作为第一、第二矢量轴电压指令值的电压振幅值m及电压相位角γ。另外，上述d轴电压指令值vd^*和q轴电压指令值vq^*构成电压指令值。

还有，上述PWM发生器50为了进行输出信号产生处理，具有作为过调制PWM波形产生处理机构的过调制PWM波形产生部72、作为正弦波PWM波形产生处理机构的正弦波PWM波形产生部73、作为第一脉冲波形产生处理机构且作为5脉冲波形产生处理机构的5脉冲波形产生部74、作为第二脉冲波形产生处理机构且作为1脉冲波形产生处理机构的1脉冲波形产生部75、以及作为电压模式切换处理机构的电压模式切换部77，选择过调制PWM波形、正弦波PWM波形、5脉冲波形及1脉冲波形的第一～第四波形中的1个波形，利用所选择的波形产生作为各相的非同步PWM信号或同步PWM信号的脉宽调制信号Mu、Mv、Mw而作为输出信号，传送到上述驱动电路51。

该驱动电路51接收上述各相的脉宽调制信号Mu、Mv、Mw，产生6个驱动信号，将该各驱动信号传送到变换器40。该变换器40根据上述脉宽调制信号Mu、Mv、Mw，切换晶体管Tr1-Tr6，产生各相的电流Iu、Iv、Iw，将该各相的电流Iu、Iv、Iw供给到上述驱动马达31的各定子线圈11-13。

这样，基于驱动马达目标转矩TM^*，进行转矩控制，从而对驱动马达31进行驱动，使电动汽车行驶。

接着，上述电流指令值算出部46读入驱动马达目标转矩TM^*、角速度ω及直流电压Vdc，计算出表示d轴电流id及q轴电流iq的目标值的d轴电流指令值id^*及q轴电流指令值iq^*，传送到电流控制部61。

这样，从上述车辆用指令值算出处理机构向驱动马达控制装置45传送驱动马达目标转矩TM^*时，上述转矩指令值限制部22进行转矩指令值限制处理，读入上述直流电压Vdc、角速度ω和驱动马达目标转矩TM^*，参照在上述存储装置中设定的图3的最大驱动目标转矩映射关系，读入与上述直流电压Vdc和角速度ω对应的表示驱动马达目标转矩TM^*的最大值的最大驱动马达目标转矩TMmax^*，限制驱动马达目标转矩TM^*不超过最大驱动马达目标转矩TMmax^*。另外，上述最大驱动马达目标转矩映射关系构成最大电动机械目标转矩映射关系，上述最大驱动马达目标转矩TMmax^*构成最大电动机械目标转矩。

另外，在上述最大驱动马达目标转矩映射关系中，当角速度ω为规定值ω1以下时，最大驱动马达目标转矩TMmax^*为一定值。当角速度ω超过规定值ω1时，最大驱动马达目标转矩TMmax^*呈曲线状减小。在角速度ω超过规定值ω1的区域，设定最大驱动马达目标转矩TMmax^*随着直流电压Vdc的增高而增加，随着直流电压Vdc的降低而减小。

接着，上述d轴电流指令值算出部53进行第一电流指令值算出处理和最大转距控制处理，接受在上述转矩指令值限制部22限制的驱动马达目标转矩TM^*，参照在上述存储装置中设定的图4的第一电流指令值映射关系，读入与驱动马达目标转矩TM^*对应的d轴电流指令值id^*，将该d轴电流指令值id^*通过减法器55而传送到电流控制部61。

此时，在第一电流指令值映射关系中，设定d轴电流指令值id^*，为了达到驱动马达目标转矩TM^*而使得电流振幅的指令值的绝对值变得最小。在上述第一电流指令值映射关系中，驱动马达目标转矩TM^*取正值，与此对应，d轴电流指令值id^*取负值。当驱动马达目标转矩TM^*为零时，d轴电流指令值id^*为零，随着驱动马达目标转矩TM^*的增加，d轴电流指令值id^*朝负方向增大。

这样，计算出d轴电流指令值id^*后，上述q轴电流指令值算出部54读入在上述转矩指令值限制部22中限制的驱动马达目标转矩TM^*、及d轴电流指令值id^*，参照在上述存储装置中设定的图5的第二电流指令值映射关系，计算出与驱动马达目标转矩TM^*及d轴电流指令值id^*对应的q轴电流指令值iq^*，将该q轴电流指令值iq^*传送到上述电流控制部61。

另外，设定在上述第二电流指令值映射关系中，随着驱动马达目标转矩TM^*增大，d轴电流指令值id^*在负方向增加，q轴电流指令值iq^*在正方向增加。随着驱动马达目标转矩TM^*减小，d轴电流指令值id^*在负方向减小，q轴电流指令值iq^*在正方向减小。还有，当驱动马达目标转矩TM^*为一定时，随着d轴电流指令值id^*在负方向增加，q轴电流指令值iq^*在正方向减小。

然而，上述三相两相变换部49进行作为第一相变换处理的三相/两相变换，读入磁极位置θ，将检出电流iu、iv、iw分别变换为d轴电流id和q轴电流iq。计算出作为实际电流的d轴电流id和q轴电流iq，并传送到电流控制部61。电流控制部61经过减法器55接收从d轴电流指令值算出部53传送来的d轴电流指令值id^*和从q轴电流指令值算出部54传送来的q轴电流指令值iq^*，从三相两相变换部49接受上述d轴电流id和q轴电流iq后，进行反馈控制。

因此，电流控制部61计算出上述d轴电流指令值id^*与d轴电流id的电流偏差δid、及q轴电流指令值iq^*与q轴电流iq的电流偏差δiq，基于各电流偏差δid、δiq，进行由比例控制和积分控制构成的比例积分运算。

即，上述电流控制部61基于电流偏差δid计算出表示比例成分的电压指令值的电压降Vzdp、及表示积分成分的电压指令值的电压降Vzdi，将电压降Vzdp与Vzdi相加，计算电压降Vzd：

Vzd＝Vzdp+Vzdi。

还有，上述电流控制部61读入角速度ω及q轴电流iq，基于角速度ω、q轴电流iq及q轴电感Lq，计算出q轴电流iq感应生成的感应电压ed：

ed＝ω·Lq·iq，

同时，从上述电压降Vzd减去感应电压ed，计算出作为输出电压的d轴电压指令值vd^*：

vd^*＝Vzd-ed

＝Vzd-ω·Lq·iq。

还有，电流控制部61基于电流偏差δiq计算出表示比例成分的电压指令值的电压降Vzqp、及表示积分成分的电压指令值的电压降Vzqi，将电压降Vzqp与Vzqi相加，计算出电压降Vzq：

Vzq＝Vzqp+Vzqi。

还有，电流控制部61读入角速度ω及d轴电流id，基于角速度ω、逆起电压常数MIf、d轴电流id及d轴上的电感Ld，计算出d轴电流id感应生成的感应电压eq：

eq＝ω(MIf+Ld·id)，

同时，在电压降Vzq加上感应电压eq，计算出作为输出电压的q轴电压指令值vq^*：

vq^*＝Vzq+eq

＝Vzd+ω(MIf+Ld·id)。

接着，上述电压控制部62读入上述d轴电压指令值vd^*、q轴电压指令值vq^*、直流电压Vdc及磁极位置θ，计算出电压振幅值m及d-q座标上的电压相位角γ，将该电压相位角γ变换为固定座标上的电压相位角β，将电压振幅值m及电压相位角β传送到PWM发生器50。

因此，上述电压相位算出部64进行第一电压指令值算出处理及电压相位算出处理，计算出d-q座标上的电压相位角γ：

γ＝arctan(vq^*/vd^*)

而传送到电压振幅算出部63和加法器65，该加法器65进行第二相变换处理及电压相位角变换处理，将电压相位角γ与磁极位置θ相加，计算出固定座标上的上述电压相位角β：

β＝γ+θ，

还有，上述电压振幅算出部63进行第二电压指令值算出处理及电压振幅算出处理，计算出将电压振幅|v|

(式一)

$\left|v\right|=\sqrt{{\mathrm{vd}}^2+{\mathrm{vq}}^2}\·\·\·\left(1\right)$

除以直流电压Vdc而得到的值，即电压振幅值m

(式二)

$m=\left|v\right|/\mathrm{Vdc}$

$=\sqrt{{\mathrm{vd}}^2+{\mathrm{vq}}^2}/\mathrm{Vdc}\·\·\·\left(2\right)$

并将计算结果传送到PWM发生器50。

然而，在上述驱动马达31中，随着转子的旋转而产生逆起电力，但是驱动马达的旋转速度N越高，驱动马达31的接点电压越高，当该接点电压超过阈值时，产生电压饱和，从而不能进行驱动马达31的输出。

从而上述电压控制部62的图中未表示的电压饱和判定指标算出处理机构进行电压饱和判定指标算出处理，作为表示电压饱和程度的值，将电压振幅值m作为电压饱和判定指标而传送到减法器58。

该减法器58进行电压饱和算定值算出处理，从上述电压振幅值m，减去将表示变换器40的最大输出电压的阈值作为比较值Vmax

Vmax＝k·Vdc

时的常数k(本实施形式中为0.78)，计算出电压饱和算定值ΔV：

ΔV＝m—k，

并传送到积分器59。

接着，积分器59进行电压饱和判定处理和调整值算出处理，在每个控制时刻，累积计算上述电压饱和算定值ΔV，计算出累积值∑ΔV，当该累积值∑ΔV为正值时，将累积值∑ΔV乘以比例常数，计算出并设定进行磁场削弱控制的调整值Δid，当电压饱和算定值ΔV或累积值∑ΔV为零以下的值时，上述调整值Δid为零。

减法器55进行电流指令值调整处理，接受调整值Δid，通过从上述d轴电流指令值id^*减去调整值Δid，调整d轴电流指令值id^*，将调整值Δid传送到q轴电流指令值算出部54和电流控制部61。

此时，当调整值Δid取零值时，实际上不进行d轴电流指令值id^*的调整，也不进行磁场削弱控制。另一方面，当调整值Δid取正值时，调整d轴电流指令值id^*，使其值向负方向增大，进行磁场削弱控制。

因此，当上述调整值Δid取零值、不进行磁场削弱控制时，由于调整值Δid为零，所以将调整值Δid传送到q轴电流指令值算出部54，在q轴电流指令值算出部54，q轴电流指令值iq^*的值为iqa^*。与此对应，当调整值Δid取正值、进行磁场削弱控制时，例如在传送到减法器55的d轴电流指令值id^*的值为ida^*的情况下，在减法器55，d轴电流指令值id^*在负方向为仅增加了调整值Δid的值idb^*，然后传送到q轴电流指令值算出部54，在q轴电流指令值算出部54，q轴电流指令值iq^*在正方向小于值iqa^*，变为值iqb^*。

然而如前所述，当接收电压振幅值m和电压相位角β后，PWM发生器50进行输出信号产生处理，选择过调制PWM波形、正弦波PWM波形、5脉冲波形及1脉冲波形的各波形中的1个波形，利用所选择的波形产生各相的脉宽调制信号Mu、Mv、Mw。另外，利用上述5脉冲波形，构成多(奇数)个、本实施形式中为5个脉冲构成的第一脉冲波形，利用1脉冲波形构成由1个脉冲构成的第二脉冲波形。

接着，说明上述PWM发生器50的动作。

图6是说明本发明的第一实施形式的电压模式切换处理的图。图7是本发明的第一实施形式的脉冲波形的图。图8是说明本发明的第一实施形式的脉冲波形变更处理的图。还有，图6中，横轴为驱动马达旋转速度N，纵轴为电压振幅|v|。图8中，横轴为表示电压利用率的调制率ρ，纵轴为第一、第二参数θ1、θ2。

此时，如图6所示，电压振幅|v|在低于第一值v1的区域AR1，电压模式切换部77(图1)进行电压模式切换处理，接受正弦波PWM波形产生部73产生的正弦波PWM波形的非同步PWM信号，传送到上述驱动电路51(图2)。另外，上述区域AR1构成正弦波区域。

因此，上述正弦波PWM波形产生部73进行正弦波PWM波形产生处理，接收电压振幅值m和电压相位角β，根据电压振幅值m和电压相位角β，产生各相的正弦波，将该正弦波与以一定频率和一定振幅振荡的三角波进行比较，产生由具有不相等的脉冲宽度的多个脉冲构成的脉宽调制信号Mu、Mv、Mw，将该脉宽调制信号Mu、Mv、Mw传送到电压模式切换部77。这样，根据利用正弦波PWM波形产生的非同步PWM信号，进行非同步PWM控制。另外，上述区域AR1中，当驱动马达旋转速度N超过许可值N2后，被许可的电压振幅|v|的值降低，当为边界值N3时，所许可的电压振幅|v|的值变为零。

但是，上述非同步PWM信号产生后，各相的电压施加到各定子线圈11-13上，但是各相的电压的振幅存在上限，如果超过上限而施加电压时，电压振幅值m和电压相位角β会产生振动。

这里，当电压振幅|v|为第一值v1以上时，电压模式切换部77的图中未表示的过调制区域判定处理机构进行过调制区域判定处理，判定是否电压振幅|v|为第一值v1以上且小于第二值，另外驱动马达旋转速度N处在低于规定的值N1的区域AR2，如果电压振幅|v|和驱动马达旋转速度N处于区域AR2，则接受过调制PWM波形产生部72产生的过调制PWM波形的非同步PWM信号，传送到上述驱动电路51。另外，上述区域AR2构成过调制区域。还有，上述第一值v1为利用正弦波PWM波形产生非同步PWM信号时的电压振幅|v|的最大值，第二值v2为利用1脉冲波形产生同步PWM信号时的电压振幅|v|的最大值。

过调制PWM波形产生部72在区域AR2进行过调制PWM波形产生处理，产生根据电压相位角β削去各相的上述第一值v1以上的部分、即正弦波的峰值附近的正弦波，将该正弦波与以一定频率和一定振幅振荡的三角波进行比较，产生由具有不相等的脉宽的多个脉冲构成的脉宽调制信号Mu、Mv、Mw，将该脉宽调制信号Mu、Mv、Mw传送到电压模式切换部77。这样，根据过调制PWM波形产生的非同步PWM信号，进行非同步PWM控制。

然而，由于上述变换器40的各晶体管Tr1-Tr6的切换的时刻没有与电压相位角β保持同步，因此在高速旋转区域对驱动马达31进行驱动时，各相电压会产生振动，从而出现差拍现象。

此时，可以切换利用上述非同步PWM信号的非同步PWM控制和利用同步PWM信号的同步PWM控制，在如上述区域AR2这样的驱动马达旋转速度N低于上述值N1的中速旋转区域或低速旋转区域中，利用过调制PWM波形产生非同步PWM信号，进行非同步PWM控制，在电压振幅|v|为第一值以上、且驱动马达旋转速度N为值N1以上的高速旋转区域，如图7所示，在按照电角以原点为中心±180(°)的范围内，利用由1个脉冲ps1构成的1脉冲波形产生同步PWM信号，从而能够进行同步PWM控制中的1脉冲控制。另外，上述脉冲ps1在以原点为中心±90(°)范围内形成。

然而，上述矩形波电压控制中，利用1脉冲波形产生同步PWM信号时，所施加的电压可以超过施加在各定子线圈11-13上的电压振幅的上限，但如果在上述区域AP1利用上述正弦波PWM波形进行非同步PWM控制时，电压振幅|v|为第一值v1以上，或者在利用过调制PWM波形进行非同步PWM控制时，驱动马达旋转速度N高于规定值N1，利用1脉冲波形进行矩形波电压控制时，则会由于包含在1脉冲波形的同步PWM信号中的高次谐波成分而在电动驱动装置中产生冲击。

这里，电压模式切换部77的图中未表示的非同步·同步切换处理机构进行非同步·同步切换处理，在从非同步PWM控制切换到同步PWM控制时，判定是否电压振幅|v|为第一值v1以上且小于第二值v2，另外，驱动马达旋转速度N处在规定值N1以上的区域AR3中，在电压振幅|v|和驱动马达旋转速度N处于区域AR3中的情况下，接受根据2个以上的参数而被规定的多个脉冲构成的脉冲波形的同步PWM信号、在本实施形式中是利用5脉冲波形产生部74产生的、图7所示那样的5脉冲波形的同步PWM信号，传送到上述驱动电路51。

因此，上述5脉冲波形产生部74进行第一脉冲波形产生处理和5脉冲波形产生处理，接受电压振幅值m及电压相位角β，根据电压振幅值m及电压相位角β，产生如图7所示那样的、在以原点为中心±180(°)的范围内具有5个脉冲ps11-ps15的5脉冲波形的同步PWM信号。此时，脉冲ps11构成基本脉冲，脉冲ps12-ps15构成调整用脉冲。另外，脉冲ps14、ps15随着波形的正负反转而形成，当上述脉冲ps12、ps13的脉宽为ε1、脉冲ps11与各脉冲ps12、ps13之间的脉冲间宽度为ε2时，脉冲ps12、ps13和脉冲ps14、ps15之间的脉冲间宽度与上述脉宽ε1相等，脉冲ps14、ps15的脉宽与脉冲间宽度ε2相等。

如果从脉冲ps11的原点到下降边缘的间隔为第一参数θ1，从原点到上述脉冲ps12、ps13的上升边缘的间隔为第二参数θ2，则第二参数θ2为：

θ2＝90(°)-ε1

＝θ1+ε2。

上述5脉冲波形产生部74的图中未表示的脉冲波形变更处理机构进行脉冲波形变更处理，通过根据电压振幅值m的变化而变更5个脉冲ps11-pd15的上述第一、第二参数θ1、θ2，在5脉冲波形和1脉冲波形之间移动、变更脉冲波形。因此，脉冲波形变更处理机构根据上述电压振幅|v|和第二值v2，计算出调制率ρ：

ρ＝|v|/(0.78×Vdc)，

如图8所示，设定了调制率ρ低于表示切换点的值ρ1的高次谐波衰减区域AP11、和调制率ρ为上述值ρ1以上的过渡区域AR12。另外，图8中，L1为表示第一参数θ1的线，L2为表示第二参数θ2的线。

本实施形式中，预先计算出每个调制率ρ的第一、第二参数θ1、θ2，在上述存储装置中设定图8所示那样的参数映射关系，上述脉冲波形变更处理机构参照参数映射关系，读出每个调制率ρ的第一、第二参数θ1、θ2，但可以根据调制率ρ逐次计算并设定第一、第二参数θ1、θ2。

接着，说明上述第一、第二参数θ1、θ2的算出方法。

首先，在高次谐波衰减区域AR11，计算出第一、第二参数θ1、θ2，从而能够抑制各相的电流Iu、Iv、Iw中产生的高次谐波成分。因此，使施加在各定子线圈11-13上的电压的高次谐波成分、本实施形式中的5次谐波成分和7次谐波成分的平方和为最小。

然而，如果从上述脉冲ps11的原点到规定点的间隔为θ’，上述规定点的电压为v(θ’)，则各次谐波可以利用下式表示：

(式3)

$\mathrm{an}=\frac{4}{\mathrm{\π}}{\∫}_0^{\mathrm{\π}/2}v\left(\mathrm{\θ}\right)\cos \mathrm{n\θd\θ}\·\·\·\left(3\right)$

根据第一、第二参数θ1、θ2产生5脉冲波形时，基波a1、5次谐波成分和7次谐波成分可以利用下式表示：

(式4)

a1＝(4/π)(1+2sinθ1-2sinθ2)...(4)

a5＝(4/5π)(1+2sin5θ1-2sin5θ2)...(5)

a7＝(4/7π)(-1+2sin7θ1-2sin7θ2)...(6)

另外，利用直流电压Vdc除上述基波a1，而得到调制率ρ。

接着，将5次谐波成分和7次谐波成分的平方和作为高次谐波成分指标Min(？)时，该高次谐波成分指标Min(？)可以利用下式表示：

(式5)

$\mathrm{Min}\left[\mathrm{\σ}\right]=\sqrt{{\left(\frac{a5}{5}\right)}^2+{\left(\frac{a7}{7}\right)}^2}\·\·\·\left(7\right)$

上述高次谐波衰减区域AR11中，计算出第一、第二参数θ1、θ2，使上述高次谐波成分指标Min(？)为最小。此时，如上所述，随着调制率ρ的增加，第一、第二参数θ1、θ2增加，但当调制率ρ为值ρ1时，不能保持第一、第二参数θ1、θ2的连续性。即，值ρ为能够保持第一、第二参数θ1、θ2的连续性的最大值。

这里，当调制率ρ为值ρ1时，切换第一、第二参数θ1、θ2的算出方法。如果调制率ρ从ρ1到1为止的部分为过渡区域AR12，在该过渡区域AR12，使第一参数θ1为一定值，第二参数θ2逐渐接近第一参数θ1。另外，也可以使第二参数θ2为一定值，第一参数θ1逐渐接近第二参数θ2。

此时，规定基波a1和第一参数θ1后，可以利用下式计算出第二参数θ2。

(式6)

θ2＝sin^-1[1/2+sinθ1-(π/8)a1]...(8)

接着，电压模式切换部77的图中未表示的脉冲波形切换处理机构进行脉冲波形切换处理，判定是否电压振幅|v|为第二值v2，同时处于驱动马达旋转速度N为规定值N1以上的区域AR4，如果电压振幅|v|和驱动马达旋转速度N处于区域AR4，接受图7所示的1脉冲波形的同步PWM信号，传送到上述驱动电路51。

因此，上述1脉冲波形产生部75进行第二脉冲波形产生处理和1脉冲波形产生处理，接受电压相位角β，根据该电压相位角β，产生如图7所示那样的、具有1个脉冲ps1的1脉冲波形的同步PWM信号。上述脉冲波形变更处理中，当调制率ρ为值ρ1时，由于5脉冲波形的脉冲ps11的脉宽为±90(°)，所以可以随着5脉冲波形产生处理的结束，利用1脉冲波形产生同步PWM信号。

因此，在5脉冲波形产生处理结束时，以及开始1脉冲波形产生处理时，可以消除施加在各定子线圈11-13的电压的变化，所以可以防止电动驱动装置产生冲击。

还有，可以从5脉冲波形直接切换到1脉冲波形，由于不需要在5脉冲波形和1脉冲波形之间利用其它的脉冲波形、例如3脉冲波形产生同步PWM信号，因此不仅可以简化控制，而且可以降低电动驱动控制装置的成本。

而且，利用5脉冲波形产生同步PWM信号时，由于在高次谐波衰减区域AR11和过渡区域AR12，均能抑制在同步PWM信号及电流Iu、Iv、Iw产生高次谐波成分，因此不仅可以进一步防止电动驱动装置产生冲击，而且可以防止电动驱动装置产生噪声。

另外，由于形成有过渡区域AR12，且在该过渡区域AR12，第一、第二参数θ1、θ2逐渐相等，因此不仅可以确保脉冲切换角的连续性，而且可以防止产生极小脉冲。

接着，说明本发明的第二实施形式。

图9是说明本发明的第二实施形式的脉冲波形变更处理的图。另外，图中，横轴为调制率ρ，纵轴为第一、第二参数θ1、θ2。

此时，L11为表示第一参数θ1的线，L12为表示第二参数θ2的线。作为第一脉冲波形产生处理机构且作为5脉冲波形产生处理机构的5脉冲波形产生部74(图1)的上述脉冲波形变更处理机构进行脉冲波形变更处理，通过变更5个脉冲ps11(图7)-ps15的上述第一、第二参数θ1、θ2，变更波形。因此，脉冲波形变更处理机构设定了调制率ρ低于表示切换点的值ρ1的高次谐波衰减区域AP21、和调制率ρ为上述值ρ1以上的过渡区域AR22。

接着，上述脉冲波形变更处理机构在高次谐波衰减区域AR21，随着调制率ρ的增加，逐渐增加第一参数θ1，与此同时，增加第二参数θ2。此时，由于随着调制率ρ的增加，脉冲ps11的脉宽增加，因此可以逐渐增大施加在各定子线圈11-13的电压的振幅。

还有，上述脉冲波形变更处理机构在过渡区域AR22，随着调制率ρ的增加，按照规定的斜率增加第二参数θ2，第一参数θ1以大于第二参数θ2斜率的斜率、即线性进行增加，脉冲间宽度ε2逐渐缩小。此时，由于第二参数θ2与调制率ρ成比例，因此可以利用上述式(4)计算出第一参数θ1。

当调制率ρ达到1时，上述脉冲波形变更处理机构使脉冲ps11的脉宽大致为±90(°)，与1脉冲波形的脉冲ps1的脉宽相等，脉冲间宽度ε2为零。

上述各实施形式中，作为第一脉冲波形而使用5脉冲波形，但也可以使用具有7脉冲波形、9脉冲波形等奇数个脉冲的脉冲波形。

还有，上述各实施形式中，根据调制率ρ设定高次谐波区域AR11、AR21以及过渡区域AR12、AR22，但也可以根据电压振幅|v|和电压振幅值m，设定高次谐波区域AR11、AR21以及过渡区域AR12、AR22。

还有，本发明不局限于上述实施形式，可以在本发明原则的基础上进行变形，这些变形仍属于本发明的范围。

Claims (9)

1.一种电动驱动控制装置，其特征在于，

具有：

第一脉冲波形产生处理机构，其根据电压指令值，利用第一脉冲波形产生同步脉宽调制信号，该第一脉冲波形是指，在以原点为中心的±180°的范围内，左右对称地具有中央的1个基本脉冲和该基本脉冲的每一侧各存在2个的4个调整用脉冲，与上述基本脉冲相邻的内侧的2个调整用脉冲的脉宽等于上述内侧的2个调整用脉冲和外侧的2个调整用脉冲之间的脉冲间宽度，上述外侧的2个调整用脉冲的脉宽等于上述内侧的2个调整用脉冲和上述基本脉冲之间的脉冲间宽度的脉冲波形，而且由第一参数和第二参数来规定该第一脉冲波形，其中，该第一参数为从上述原点到上述基本脉冲的下降边缘的间隔，该第二参数为从上述原点到上述内侧的2个调整用脉冲的上升边缘的间隔，

第二脉冲波形产生处理机构，其根据上述电压指令值，利用由1个脉冲构成的第二脉冲波形产生同步脉宽调制信号；

上述第一脉冲波形产生处理机构具有脉冲波形变更处理机构，该脉冲波形变更处理机构在利用第一脉冲波形和第二脉冲波形使脉冲波形转变时，根据电压振幅的变化，变更上述第一参数及上述第二参数中的每一个参数。

2.根据权利要求1所述的电动驱动控制装置，其特征在于，上述脉冲波形变更处理机构在电压振幅达到规定的切换点时，逐渐变更上述第一参数及上述第二参数中的每一个参数，使得脉冲间宽度为零。

3.根据权利要求2所述的电动驱动控制装置，其特征在于，在上述电压振幅达到上述切换点的高次谐波衰减区域，设定上述第一参数及上述第二参数中的每一个参数，以抑制施加在电动机械上的电压的高次谐波成分。

4.根据权利要求3所述的电动驱动控制装置，其特征在于，设定上述第一参数及上述第二参数中的每一个参数，以使上述高次谐波成分的平方和为最小。

5.根据权利要求2所述的电动驱动控制装置，其特征在于，在从上述切换点到上述第一参数及上述第二参数中的每一个参数的脉冲间隔为零的过渡区域，设定上述第一参数及上述第二参数中的每一个参数，以抑制极小脉冲的产生。

6.根据权利要求1～5中任一项所述的电动驱动控制装置，其特征在于，当设定上述第一参数及上述第二参数中的每一个参数，以抑制施加在电动机械上的电压的高次谐波成分时，上述切换点为能够保持上述第一参数及上述第二参数中的每一个参数的连续性的最大值。

7.根据权利要求1～5中任一项所述的电动驱动控制装置，其特征在于，上述电压振幅为调制率。

8.根据权利要求6所述的电动驱动控制装置，其特征在于，上述电压振幅为调制率。

9.一种电动驱动控制方法，其特征在于，

根据电压指令值，利用第一脉冲波形产生同步脉宽调制信号，该第一脉冲波形是指，在以原点为中心的±180°的范围内，左右对称地具有中央的1个基本脉冲和该基本脉冲的每一侧各存在2个的4个调整用脉冲，与上述基本脉冲相邻的内侧的2个调整用脉冲的脉宽等于上述内侧的2个调整用脉冲和外侧的2个调整用脉冲之间的脉冲间宽度，上述外侧的2个调整用脉冲的脉宽等于上述内侧的2个调整用脉冲和上述基本脉冲之间的脉冲间宽度的脉冲波形，而且由第一参数和第二参数来规定该第一脉冲波形，其中，该第一参数为从上述原点到上述基本脉冲的下降边缘的间隔，该第二参数为从上述原点到上述内侧的2个调整用脉冲的上升边缘的间隔，

根据上述电压指令值，利用由1个脉冲构成的第二脉冲波形产生同步脉宽调制信号，

在利用第一脉冲波形和第二脉冲波形使脉冲波形转变时，根据电压振幅的变化，变更上述第一参数及上述第二参数中的每一个参数。

Images