JP3844050B2 - 電力変換装置 - Google Patents
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Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、モータの可変速駆動をおこなうインバータ・サーボドライブや系統連系する電力変換装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】
３相の中性点クランプ式インバータは図１０のように、一相当たり４つのスイッチ素子と２つのクランプダイオードを持つインバータブリッジを使い、直流母線電圧を直列接続したコンデンサで等分圧した中間電圧を相出力端子へ出力できる構成を持つ。直列接続された４つのスイッチ素子のうちＳ１，Ｓ２がオン、Ｓ３，Ｓ４がオフのとき相出力端子電圧は正となり、Ｓ３，Ｓ４がオン、Ｓ１，Ｓ２がオフのとき相出力端子電圧は負となり、Ｓ２とＳ３がオン、Ｓ１とＳ４がオフの時に相出力端子電圧が中間電圧となる。従ってＳ１とＳ３およびＳ２とＳ４は必ず同時にオンにはならないので、Ｓ２のオン・オフ信号はＳ１の信号を反転したもので、Ｓ４のオン・オフ信号はＳ２の信号を反転したものとすることが多い。
しかし、スイッチ素子や駆動回路には遅延があり、遅延によってそれぞれのスイッチが同時にオンし、スイッチ素子に大きな短絡電流が流れ素子が破壊する恐れがあるため、その遅延分を考慮し図１１に示すようなデットタイム発生回路をコントローラに内蔵し、実際のスイッチ素子のオン・オフ信号には図１２のような同時オフ期間であるデットタイム期間を必ず設ける。図１１のＰＷＭ発生器はコントローラ内部で作った出力電圧の指令をもとに各相のＰＷＭパルス信号（Ｕ１，Ｕ２，Ｖ１，Ｖ２，Ｗ１，Ｗ２）を発生する。３相中性点クランプ式インバータではＳ１とＳ３の組とＳ２とＳ４の組でＰＷＭパルス信号を発生しなければならないので、各ＰＷＭパルス信号は反転回路、遅延回路、アンドゲートによって、Ｓ１とＳ３およびＳ２とＳ４が同時オンとならない信号を作り出し、そのオン・オフ信号で各スイッチを駆動することで、スイッチ素子の短絡を防止している。また、負荷電流がスイッチ素子で流すことができる電流以上になった場合にも、スイッチ素子が破壊される恐れがあるので、スイッチ素子に流れる電流を検出しスイッチをオフし停止する保護装置が必要となる。
このような保護の方法としては特開平１０−１６４８５４、特開平１１−３２４２６などの提案がある。
図１３は特開平１０−１６４８５４号に開示の電力変換器の構成図であり、スイッチング素子３Ａ〜３Ｄを流れる電流を、それぞれ短絡検出・遮断回路５Ａ、５Ｂと短絡検出回路６Ａ、６Ｂで監視して電源短絡や、負荷電流異常などの検出を行い、異常を検出したら、短絡検出・遮断回路５Ａ、５Ｂの遮断動作およびゲート制御部１６からのゲート信号に従って、スイッチング素子３Ａ、３Ｄを通常のタイミングよりも遅いタイミングでオフし、その後、スイッチング素子３Ｂ、３Ｃのうち一方をオンに、他方を通常のタイミングよりも遅いタイミングでオフにする。
【０００３】
【発明が解決しようとする課題】
しかしながら、一般的にインバータを制御するコントローラにはプロセッサを使いソフトウェアで制御を行っているため、負荷電流がＰＷＭ周期内のように短い時間で急激に過電流になるような条件ではコントローラのソフトウェアによる負荷電流の抑制制御ができない。そのためこの急激な負荷電流の増加に対してプロセッサを利用せず、高速に負荷電流を抑制するか、又はインバータのスイッチングを停止する必要がある。
こうした過電流時に、インバータのスイッチ素子を破壊せずに安全にスイッチングを停止する方法としては、特開平１０−１６４８５４、および特開平１１−３２４２６などの提案があるが、急増する負荷電流を制御することができないという問題と、スイッチ素子の駆動信号系統に特別な遅延回路や複雑なオン・オフ動作を行う回路が必要であるといった問題があった。
そこで、本発明は、特別な遅延回路や複雑な回路を必要とせず、切換え器とＰＷＭパターン発生器という簡単な構成で、急増する電流を瞬間的に確実に抑制できる、安価で、且つ安全な電力変換装置を提供することを目的としている。
【０００４】
【課題を解決するための手段】
上記目的を達成するために、請求項１に記載の発明は、直流電圧を分圧する直列接続されたコンデンサと、前記コンデンサの接続点を利用して前記直流電圧を正電圧、負電圧、およびその中間電圧とする３つの電位を有し、前記正電圧側と負荷に接続される出力端子との間に挿入されて互いに直列に接続された正側主スイッチング素子および正側補助スイッチング素子と、前記負電圧側と前記出力端子との間に挿入されて互いに直列に接続された負側主スイッチング素子および負側補助スイッチング素子と、前記中間電圧点と前記正側主スイッチング素子および正側補助スイッチング素子の接続点間と、前記中間電圧点と前記負側主スイッチング素子および負側補助スイッチング素子の接続点間に接続されたクランプダイオードと、前記各スイッチング素子に並列接続された還流ダイオードとを有して、前記直流電圧を３つの電位の交流相電圧に変換するＰＷＭインバータブリッジを複数相もつ電力変換装置において、負荷電流が第１の過電流レベルに達すると、前記電力変換装置のすべての相の出力相電圧が前記中間電圧となる中間電圧の零電圧期間を設けることを特徴としている。
また請求項２に記載の発明は、請求項１に記載の電力変換装置において、前記零電圧期間１の後に前記電力変換装置のすべての相の出力相電圧が前記正電圧となる正の零電圧期間、前記電力変換装置のすべての相の出力相電圧が前記負電圧となる負の零電圧期間、前記中間電圧の零電圧期間の３つの期間を選択し交互に出力することを特徴としている。
また、請求項３に記載の発明は、請求項２に記載の電力変換装置において、前記正の零電圧期間から前記負の零電圧期間へ移行することおよび前記負の零電圧期間から前記正の零電圧期間へ移行することを禁止することを特徴としている。また、請求項４に記載の発明は、請求項１〜３に記載の電力変換装置において、負荷電流が前記第１の過電流レベルを超えて後前記第１の過電流レベルを下回ると通常のＰＷＭパルスへ復帰することを特徴としている。
また、請求項５に記載の発明は、請求項４に記載の電力変換装置において、前記通常のＰＷＭパルスを出力する直前には前記中間電圧となる零電圧期間を必ず出力することを特徴としている。
また、請求項６に記載の発明は、請求項５に記載の電力変換装置において、前記通常のパルスを出力する直前に出す前記中間電圧となる零電圧期間の時間を、デットタイム時間と等しいか又はデッドタイム時間よりも短くすることを特徴としている。
また、請求項７に記載の発明は、請求項４〜６に記載の電力変換装置において、前記負荷電流が前記第１の過電流レベルに達した時のＰＷＭパルスに応じて、復帰後の前記通常のＰＷＭパルスのパターンを切り替えることを特徴としている。
【０００５】
このような電力変換装置については、先ず、一般的な３相２レベルのＰＷＭインバータを例にとってＰＷＭパルスについて説明する。通常、ＰＷＭパルスは、零電圧ベクトルの説明図として示す図８、図９のうち図８に示すように、１つの三角波キャリヤと３相（Ｕ、Ｖ、Ｗ）の指令電圧ＡＢＣを比較して各相のＰＷＭパルスを作成している。なお、図中のＯｎ、０ｐ、ａ、ｂは出力電圧ベクトルの名前を表している。
一方、Ｐ、Ｎ、Ｏは各ベクトルをスイッチ素子のオン／オフに変換したスイッチ状態を示し、Ｐはインバータの相出力端子が正母腺へ接続されたスイッチ状態を、Ｎは負母線へ接続されたスイッチ状態を、Ｏは中性腺へ接続されたスイッチ状態を表し、ＰＡ、ＰＢ、ＰＣは各相（Ｕ、Ｖ、Ｗ）のＰＷＭパルス出力を示している。
また、ベクトルＯｎ、ＯｐはＵ、Ｖ、Ｗ相が短絡された線間電圧がゼロの電圧ベクトル（零電圧ベクトル）を出力した状態を示し、Ｏｐは正母線側の３つのスイッチがオンになった状態で、Ｏｎは負母線側の３つのスイッチがオンになった状態を表している。
零電圧ベクトル出力時は負荷にかかる電圧が零となり、負荷電流が減少する。従って、過電流時、強制的に各相間の電位差をゼロとすればモータ電流を減少させて、出力電流の電流制限を実施できる。
以上、３相２レベルインバータの例を説明したが、３相３レベルインバータでも、インバータの過電流を検出した場合に、零電圧期間発生器は瞬間的に各相のＳ１を全てオフ、Ｓ２のスイッチ状態は全てＯ状態でオンとして、各相（Ｕ、Ｖ、Ｗ）間の電位差をゼロとし負荷に掛かる電圧をゼロにすれば、スイッチングによるサージ電圧も少なく、負荷電流を減少させ、過電流を瞬間的に抑制できる。
【０００６】
【発明の実施の形態】
次に、本発明の第１の実施の形態について図を参照して説明する。
図１は本発明の第１の実施の形態に係る電力変換装置のブロック図である。
図２は図１に示すＰＷＭパルスを示す図である。
図１において、１はＰＷＭ信号発生器で三角波キャリヤと電圧指令との比較または演算によってＰＷＭパルスを生成する。
２〜４は従来と同様なデットタイム発生器で、ＰＷＭパルス（Ｕ１、Ｕ２、Ｖ１、Ｖ２、Ｗ１、Ｗ２）を反転、遅延回路、ＡＮＤゲートを通してスイッチ素子のオン／オフ信号Ｓ１ｕ〜Ｓ４ｗを各スイッチ素子へ出力する。５〜１０はＰＷＭ信号発生器１と零電圧期間発生器の信号切り替え器でＰＷＭパターン切替信号によりＰＷＭパルス信号を切替える。１１は零電圧期間発生器でＰＷＭパルスに換えて中間電圧の零電圧を出力する。１２は電流検出器等による過電流検出器である。
過電流検出器１２はインバータ出力Ｕ，Ｖ，Ｗ相の各電流を取り込み、インバータの電流が過電流レベル１（予め設定される）を監視し、過電流レベル１を超えているか超えていないかの比較器（図示していない）からの信号を、零電圧期間発生器１１へ送る。零電圧期間発生器１１は、Ｕ１，Ｖ１，Ｗ１信号をＯＦＦし、Ｕ２，Ｖ２，Ｗ２信号をＯＮとし、各相電圧を中間電圧とする零電圧信号を発生しておく。
【０００７】
つぎに動作について説明する。
第１の実施の形態では、零電圧期間発生器１１はあらかじめ中間電圧の零電圧信号を出力しておき、過電流検出器１２からの信号を受けると、信号切り替え器５〜１０をＰＷＭ信号発生器１の信号から零電圧期間発生器１１の信号へ瞬時に切り替える。零電圧期間は各相の電圧を同じにするため、零電圧期間発生器１１はそれぞれの相のＳ１，Ｓ２信号のみを出力すればよい。このように、インバータの電流が多く流れている場合に、ハードウェアによって瞬間的に出力線間電圧を零電圧にすると、インバータへかかる電圧が零となるので負荷電流が減少し、過電流を抑制することができる。
更に、出力する零電位が各相ともに中間電圧となるようにするので、スイッチ素子のＳ１とＳ２が同時にＯＮとなる状態から同時にＯＦＦになるという切り替わりや、Ｓ３とＳ４が同時にＯＮとなる状態から同時にＯＦＦになるという切り替わりがなく、スイッチ素子と負荷へかかるサージ電圧が小さくなるという利点がある。
また、この過電流抑制動作を行った後に、電流が減少し過電流レベル１を下回った場合には、零電圧期間発生器１１はＰＷＭ発生部１のキャリア信号発生器の信号と過電流検出器１２の信号を監視し、次回のＰＷＭパターンの更新時に、過電流抑制動作を解除し、通常のＰＷＭパターンを出力して運転を続けることで、ＰＷＭパターンの切り換えによるショックやサージ電圧を少なくし安全な負荷駆動が実現できる。
【０００８】
以上の動作を図２を用いて具体的に説明する。図２のＰＷＭパターンは通常時のＰＷＭパターン図２（ａ）と、第１の実施の形態の過電流抑制動作時のＰＷＭパターン例の図２（ｂ）を比較した図である。図２には一相分のＰＷＭパターンしか記述していないが、電流制限中はすべての相が同一の電圧を出力することとなる。ここではＰＷＭ発生器１に内蔵されるキャリア信号発生器のＰＷＭキャリアとして一般的に使用される三角波を例とする。また、ＰＷＭキャリアの頂点と最下点の周期がＰＷＭ周期の半周期およびＰＷＭパターンの更新点であることを概念的に示している。
なお、ＰＷＭパルスはベクトル方式のＮ、Ｏ、Ｐで表示し、Ｓ１Ｓ２がオンＳ３Ｓ４がオフ時がＰ、Ｓ３Ｓ４がオンＳ１Ｓ２がオフ時がＮ、Ｓ２Ｓ３がオンＳ１Ｓ４がオフ時がＯである。電流制限中はＳ１は全相オフ、Ｓ２は全相オンでスイッチ状態を全相Ｏ状態とする零電圧出力となる。また、電流制限が解除されれた時点で、図２（ａ）と同じ（ＮＯＰＰＯＮ）通常のＰＷＭパターン出力に戻す。
【０００９】
次に、本発明の第２の実施の形態について図を参照して説明する。
図３は本発明の第２の実施の形態に係るＰＷＭパルスを示す図である。
第２の実施の形態は、図１のブロック図は前実施の形態と共通であり、零電圧期間発生器１１は一旦各相の電圧を中間電圧とするが、次回のＰＷＭパターンの更新から、電流制限中にすべての相を中間電圧−正電圧−中間電圧、中間電圧−負電圧−中間電圧の順（ＯＰＯ、ＯＮＯ）に順次切り替えて出力する。このようにすると、正電圧−負電圧（ＰＮ）および負電圧−正電圧（ＮＰ）へ切り替わることがないので、スイッチ素子のＳ１とＳ２が同時にＯＮとなる状態から同時にＯＦＦになるという切り替わりや、Ｓ３とＳ４が同時にＯＮとなる状態から同時にＯＦＦになるというように切り替わることがなく、スイッチ素子と負荷へかかるサージ電圧が小さくなるという利点がある。
図３にＰＷＭパターンの例（一相分）を示す。図３には一相分のＰＷＭパターンしか記述していないが、電流制限中はすべての相が同一の電圧を出力することとなる。前実施の形態では電流制限中にすべての相を中間電圧（Ｓ１Ｓ４オフ、Ｓ２Ｓ３オン）とするので、過電流レベル１を超えた負荷電流がスイッチ素子Ｓ２またはＳ３を流れ続け、導通ロスによる熱によってＳ２，Ｓ３が破壊する恐れがあるが、第２の実施の形態のようにすることで、負荷電流がＳ２，Ｓ３を切り替わりながら流れるため、導通ロスが減少して、スイッチ素子の破壊が防止できる。
また、電流制限開始直後から次回のＰＷＭパターンの更新まで中間電圧の零電圧期間を出力しているような場合で、電流制限開始直後から次回のＰＷＭパターンの更新までの間も、中間電圧−正電圧−中間電圧または中間電圧−負電圧−中間電圧の順に切り替える動作としてもよい。
【００１０】
次に、本発明の第３の実施の形態について図を参照して説明する。
図４は本発明の第３の実施の形態に係るＰＷＭパルスを示す図である。
図５は図４に示すＰＷＭパルスの電流制限動作点が異なる時の図である。
図４、図５に第３の実施の形態のＰＷＭパターン（一相分）を示す。図４、図５には一相分のＰＷＭパターンしか記述していないが、電流制限中はすべての相が同一の電圧を出力することとなる。なお、図１は共通図とする。
図４に示す第３の実施の形態の例では、負荷電流がＰＷＭキャリアの三角波が最下点から頂点へ向かう場合に、電流制限動作に入ると、必ずＰＷＭキャリアの頂点で電流制限動作が解除されるようにすることを示している（図４ａは図３と同じである）。
なお、図４（ｂ）と図４（ａ）では、過電流検出器１２が正常値に戻った時点から、電流制限解除までの時間が異なる。
図５の例では、負荷電流がＰＷＭキャリアの三角波が頂点から下がる場合に、電流制限動作に入ると、必ずＰＷＭキャリアの最下点で電流制限動作が解除されるようにすることを示している。
例えば、電流制限動作の解除を例えばＰＷＭキャリアの最下点でのみ解除するとすると、電流制限動作とその解除が繰り返し起こるような条件の場合、出力されるＰＷＭパルスが、ＰＷＭキャリア最下点から頂点へ立ち上がる途中までのＰＷＭパターンが確率的に最も多く出力されるようになり、ＰＷＭパルスの不均一が起こり、３相中性点クランプ式インバータの場合にはコンデンサの分圧点に流れる電流（図１０のｉｎ）が不平衡となってコンデンサの中間電位が大きく直流母線電圧の１／２から大きく外れてしまうといった問題があったが、このようにすると、出力されるＰＷＭパルスがＰＷＭキャリアが降下している場合に電流制限動作に入った場合には、解除時にＰＷＭキャリアが上昇するパターンから始まり、ＰＷＭキャリアが上昇している場合に電流制限動作に入ったら、解除時にＰＷＭキャリアが下降するパターンから始まり、逆のＰＷＭパターンが必ず出力されるので、電流制限動作と解除が繰り返し起こる条件でも出力されるＰＷＭパルスが均一化し、コンデンサの分圧点の電圧が大幅に変動することがなくなる。
なお、図５（ａ）と図５（ｂ）では、過電流検出器１２が正常値に戻った時点から、電流制限解除までの時間が異なる。
【００１１】
次に本発明の第４の実施の形態について図を参照して説明する。
図６は本発明の第４の実施の形態に係るＰＷＭパルスを示す図である。
図７は図６に示すＰＷＭパルスの電流制限動作点が異なる例の図である。
図６（ａ）、図７（ａ）に第４の実施形態のＰＷＭパターン（一相分）と、図６（ｂ）、図７（ｂ）にはＳ１〜Ｓ４の実際のスイッチ駆動信号波形を示す。
図６、図７には一相分のＰＷＭパターンしか記述していないが、電流制限中はすべての相が同一の電圧を出力することとなる。図６、では電流制限動作に入って、まず中間電圧の零電圧期間を出力し、次のＰＷＭ更新時から、ＰＷＭキャリアが降下する場合には「デットタイム時間と等しいか又はデッドタイム時間よりも短い中間電圧の零電圧期間」−「正の零電圧期間」−「デットタイム時間と等しいか又はデッドタイム時間よりも短い中間電圧の零電圧期間」を出力し、図７のようにＰＷＭキャリアが上昇する場合には「デットタイム時間と等しいか又はデッドタイム時間よりも短い中間電圧の零電圧期間」−「負の零電圧期間」−「デットタイム時間と等しいか又はデッドタイム時間よりも短い中間電圧の零電圧期間」を出力する。このようにすると電流制限期間中はＳ１とＳ２およびＳ３とＳ４のオン・オフ時間がデットタイム時間の約２倍分の差となるだけでほぼ同一となるため、Ｓ１からＳ４までのスイッチ素子の導通ロスがほぼ等しくなりＳ２，Ｓ３の熱による破壊を防ぐことができる。
また、中間電圧の零電圧期間がデットタイムと等しいか少し短いので、電流制限動作が解除される時に発生するデットタイムと同じ時間の短いパルスはデットタイム発生回路の働きによって抑制される。このようにデットタイム時間と等しいか少し短いパルスが抑制されると、電流制限動作と解除が繰り返し起こるような条件で、一部のスイッチ素子のスイッチング回数が極端に増加するということを抑制することができ、スイッチングロスに伴う熱によるスイッチ素子の破壊を抑制することができる。
なお、この例とは逆にまず中間電圧の零電圧期間を出力し、次のＰＷＭ更新時から、ＰＷＭキャリアが上昇する場合には「デットタイム時間と等しいか又はデッドタイム時間よりも短い中間電圧の零電圧期間」−「正の零電圧期間」−「デットタイム時間と等しいか又はデッドタイム時間よりも短い中間電圧の零電圧期間」を出力し、ＰＷＭキャリアが降下する場合には「デットタイム時間と等しいか又はデッドタイム時間よりも短い中間電圧の零電圧期間」−「負の零電圧期間」−「デットタイム時間と等しいか又はデッドタイム時間よりも短い中間電圧の零電圧期間」を出力するようにしても効果は同じである。
以上、本発明の動作を行う零電圧期間発生器１１は、３相同じＰＷＭパルスを出力するＰＷＭ発生器１と等価であるのでＰＷＭ発生器１に、その機能を持たせることも比較的容易に実現できる。この場合には零電圧期間発生器を省略でき更に簡単な回路で本発明を実現できる。
【００１２】
【発明の効果】
以上説明したように、本発明によれば、過電流時に零電圧期間を設けるインバータのＰＷＭパルス発生方式をもつ電力変換装置を用いて、単純な切り替え器とＰＷＭパターン発生器のみで急増する電流を瞬間的に抑制することを可能にし、インバータの制御回路が安価となり、且つ、安全性を向上させることができるという効果がある。
更に、ＰＷＭキャリヤの三角波が頂点から下がる場合に、電流制限動作に入る時には、電流制限動作の解除は必ずＰＷＭキャリヤの最下点で、三角波が最下点から立ち上がる時に電流制限動作に入る場合は、必ずＰＷＭキャリヤの頂点で解除されるようにして、電流制限動作に入ったＰＷＭパターンに応じて電流制限動作解除時のＰＷＭパターンを切替えるようにしたので、ＰＷＭパルスの不均一による中性点電位の変動を抑制する効果がある。
更に、通常のＰＷＭパルスを出力する直前に出す中間電圧となる零電圧期間の時間をデッドタイム時間と等しいか又はデッドタイム時間よりも短くしたので、各スイッチ素子の導通ロスが等しくなり熱によるスイッチ素子の破壊を防止できる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の第１の実施の形態に係る電力変換装置のブロック図である。
【図２】図１に示すＰＷＭパルスを示す図である。
【図３】本発明の第２の実施の形態に係るＰＷＭパルスを示す図である。
【図４】本発明の第３の実施の形態に係るＰＷＭパルスを示す図である。
【図５】図４に示すＰＷＭパルスの電流制限動作点が異なる時の図である。
【図６】本発明の第４の実施の形態に係るＰＷＭパルスを示した図である。
【図７】図６に示すＰＷＭパルスの電流制限動作点が異なる場合の図である。
【図８】本発明のＰＷＭパルスの説明図である。
【図９】図８に示すＰＷＭパルスの電圧指令をシフトした場合の図である。
【図１０】従来の３相中性点クランプ式インバータの回路図である。
【図１１】図１０に示すインバータのデットタイム発生回路のブロック図である。
【図１２】図１１に示すデットタイムの概念を説明する図である。
【図１３】公知の電力変換器の構成図である。
【符号の説明】
１ ＰＷＭパルス発生器
２〜４、 デットタイム発生回路ブロック
５〜１０ 切り替え器
１１ 零電圧期間発生器
１２ 過電流検出器
【発明の属する技術分野】
本発明は、モータの可変速駆動をおこなうインバータ・サーボドライブや系統連系する電力変換装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】
３相の中性点クランプ式インバータは図１０のように、一相当たり４つのスイッチ素子と２つのクランプダイオードを持つインバータブリッジを使い、直流母線電圧を直列接続したコンデンサで等分圧した中間電圧を相出力端子へ出力できる構成を持つ。直列接続された４つのスイッチ素子のうちＳ１，Ｓ２がオン、Ｓ３，Ｓ４がオフのとき相出力端子電圧は正となり、Ｓ３，Ｓ４がオン、Ｓ１，Ｓ２がオフのとき相出力端子電圧は負となり、Ｓ２とＳ３がオン、Ｓ１とＳ４がオフの時に相出力端子電圧が中間電圧となる。従ってＳ１とＳ３およびＳ２とＳ４は必ず同時にオンにはならないので、Ｓ２のオン・オフ信号はＳ１の信号を反転したもので、Ｓ４のオン・オフ信号はＳ２の信号を反転したものとすることが多い。
しかし、スイッチ素子や駆動回路には遅延があり、遅延によってそれぞれのスイッチが同時にオンし、スイッチ素子に大きな短絡電流が流れ素子が破壊する恐れがあるため、その遅延分を考慮し図１１に示すようなデットタイム発生回路をコントローラに内蔵し、実際のスイッチ素子のオン・オフ信号には図１２のような同時オフ期間であるデットタイム期間を必ず設ける。図１１のＰＷＭ発生器はコントローラ内部で作った出力電圧の指令をもとに各相のＰＷＭパルス信号（Ｕ１，Ｕ２，Ｖ１，Ｖ２，Ｗ１，Ｗ２）を発生する。３相中性点クランプ式インバータではＳ１とＳ３の組とＳ２とＳ４の組でＰＷＭパルス信号を発生しなければならないので、各ＰＷＭパルス信号は反転回路、遅延回路、アンドゲートによって、Ｓ１とＳ３およびＳ２とＳ４が同時オンとならない信号を作り出し、そのオン・オフ信号で各スイッチを駆動することで、スイッチ素子の短絡を防止している。また、負荷電流がスイッチ素子で流すことができる電流以上になった場合にも、スイッチ素子が破壊される恐れがあるので、スイッチ素子に流れる電流を検出しスイッチをオフし停止する保護装置が必要となる。
このような保護の方法としては特開平１０−１６４８５４、特開平１１−３２４２６などの提案がある。
図１３は特開平１０−１６４８５４号に開示の電力変換器の構成図であり、スイッチング素子３Ａ〜３Ｄを流れる電流を、それぞれ短絡検出・遮断回路５Ａ、５Ｂと短絡検出回路６Ａ、６Ｂで監視して電源短絡や、負荷電流異常などの検出を行い、異常を検出したら、短絡検出・遮断回路５Ａ、５Ｂの遮断動作およびゲート制御部１６からのゲート信号に従って、スイッチング素子３Ａ、３Ｄを通常のタイミングよりも遅いタイミングでオフし、その後、スイッチング素子３Ｂ、３Ｃのうち一方をオンに、他方を通常のタイミングよりも遅いタイミングでオフにする。
【０００３】
【発明が解決しようとする課題】
しかしながら、一般的にインバータを制御するコントローラにはプロセッサを使いソフトウェアで制御を行っているため、負荷電流がＰＷＭ周期内のように短い時間で急激に過電流になるような条件ではコントローラのソフトウェアによる負荷電流の抑制制御ができない。そのためこの急激な負荷電流の増加に対してプロセッサを利用せず、高速に負荷電流を抑制するか、又はインバータのスイッチングを停止する必要がある。
こうした過電流時に、インバータのスイッチ素子を破壊せずに安全にスイッチングを停止する方法としては、特開平１０−１６４８５４、および特開平１１−３２４２６などの提案があるが、急増する負荷電流を制御することができないという問題と、スイッチ素子の駆動信号系統に特別な遅延回路や複雑なオン・オフ動作を行う回路が必要であるといった問題があった。
そこで、本発明は、特別な遅延回路や複雑な回路を必要とせず、切換え器とＰＷＭパターン発生器という簡単な構成で、急増する電流を瞬間的に確実に抑制できる、安価で、且つ安全な電力変換装置を提供することを目的としている。
【０００４】
【課題を解決するための手段】
上記目的を達成するために、請求項１に記載の発明は、直流電圧を分圧する直列接続されたコンデンサと、前記コンデンサの接続点を利用して前記直流電圧を正電圧、負電圧、およびその中間電圧とする３つの電位を有し、前記正電圧側と負荷に接続される出力端子との間に挿入されて互いに直列に接続された正側主スイッチング素子および正側補助スイッチング素子と、前記負電圧側と前記出力端子との間に挿入されて互いに直列に接続された負側主スイッチング素子および負側補助スイッチング素子と、前記中間電圧点と前記正側主スイッチング素子および正側補助スイッチング素子の接続点間と、前記中間電圧点と前記負側主スイッチング素子および負側補助スイッチング素子の接続点間に接続されたクランプダイオードと、前記各スイッチング素子に並列接続された還流ダイオードとを有して、前記直流電圧を３つの電位の交流相電圧に変換するＰＷＭインバータブリッジを複数相もつ電力変換装置において、負荷電流が第１の過電流レベルに達すると、前記電力変換装置のすべての相の出力相電圧が前記中間電圧となる中間電圧の零電圧期間を設けることを特徴としている。
また請求項２に記載の発明は、請求項１に記載の電力変換装置において、前記零電圧期間１の後に前記電力変換装置のすべての相の出力相電圧が前記正電圧となる正の零電圧期間、前記電力変換装置のすべての相の出力相電圧が前記負電圧となる負の零電圧期間、前記中間電圧の零電圧期間の３つの期間を選択し交互に出力することを特徴としている。
また、請求項３に記載の発明は、請求項２に記載の電力変換装置において、前記正の零電圧期間から前記負の零電圧期間へ移行することおよび前記負の零電圧期間から前記正の零電圧期間へ移行することを禁止することを特徴としている。また、請求項４に記載の発明は、請求項１〜３に記載の電力変換装置において、負荷電流が前記第１の過電流レベルを超えて後前記第１の過電流レベルを下回ると通常のＰＷＭパルスへ復帰することを特徴としている。
また、請求項５に記載の発明は、請求項４に記載の電力変換装置において、前記通常のＰＷＭパルスを出力する直前には前記中間電圧となる零電圧期間を必ず出力することを特徴としている。
また、請求項６に記載の発明は、請求項５に記載の電力変換装置において、前記通常のパルスを出力する直前に出す前記中間電圧となる零電圧期間の時間を、デットタイム時間と等しいか又はデッドタイム時間よりも短くすることを特徴としている。
また、請求項７に記載の発明は、請求項４〜６に記載の電力変換装置において、前記負荷電流が前記第１の過電流レベルに達した時のＰＷＭパルスに応じて、復帰後の前記通常のＰＷＭパルスのパターンを切り替えることを特徴としている。
【０００５】
このような電力変換装置については、先ず、一般的な３相２レベルのＰＷＭインバータを例にとってＰＷＭパルスについて説明する。通常、ＰＷＭパルスは、零電圧ベクトルの説明図として示す図８、図９のうち図８に示すように、１つの三角波キャリヤと３相（Ｕ、Ｖ、Ｗ）の指令電圧ＡＢＣを比較して各相のＰＷＭパルスを作成している。なお、図中のＯｎ、０ｐ、ａ、ｂは出力電圧ベクトルの名前を表している。
一方、Ｐ、Ｎ、Ｏは各ベクトルをスイッチ素子のオン／オフに変換したスイッチ状態を示し、Ｐはインバータの相出力端子が正母腺へ接続されたスイッチ状態を、Ｎは負母線へ接続されたスイッチ状態を、Ｏは中性腺へ接続されたスイッチ状態を表し、ＰＡ、ＰＢ、ＰＣは各相（Ｕ、Ｖ、Ｗ）のＰＷＭパルス出力を示している。
また、ベクトルＯｎ、ＯｐはＵ、Ｖ、Ｗ相が短絡された線間電圧がゼロの電圧ベクトル（零電圧ベクトル）を出力した状態を示し、Ｏｐは正母線側の３つのスイッチがオンになった状態で、Ｏｎは負母線側の３つのスイッチがオンになった状態を表している。
零電圧ベクトル出力時は負荷にかかる電圧が零となり、負荷電流が減少する。従って、過電流時、強制的に各相間の電位差をゼロとすればモータ電流を減少させて、出力電流の電流制限を実施できる。
以上、３相２レベルインバータの例を説明したが、３相３レベルインバータでも、インバータの過電流を検出した場合に、零電圧期間発生器は瞬間的に各相のＳ１を全てオフ、Ｓ２のスイッチ状態は全てＯ状態でオンとして、各相（Ｕ、Ｖ、Ｗ）間の電位差をゼロとし負荷に掛かる電圧をゼロにすれば、スイッチングによるサージ電圧も少なく、負荷電流を減少させ、過電流を瞬間的に抑制できる。
【０００６】
【発明の実施の形態】
次に、本発明の第１の実施の形態について図を参照して説明する。
図１は本発明の第１の実施の形態に係る電力変換装置のブロック図である。
図２は図１に示すＰＷＭパルスを示す図である。
図１において、１はＰＷＭ信号発生器で三角波キャリヤと電圧指令との比較または演算によってＰＷＭパルスを生成する。
２〜４は従来と同様なデットタイム発生器で、ＰＷＭパルス（Ｕ１、Ｕ２、Ｖ１、Ｖ２、Ｗ１、Ｗ２）を反転、遅延回路、ＡＮＤゲートを通してスイッチ素子のオン／オフ信号Ｓ１ｕ〜Ｓ４ｗを各スイッチ素子へ出力する。５〜１０はＰＷＭ信号発生器１と零電圧期間発生器の信号切り替え器でＰＷＭパターン切替信号によりＰＷＭパルス信号を切替える。１１は零電圧期間発生器でＰＷＭパルスに換えて中間電圧の零電圧を出力する。１２は電流検出器等による過電流検出器である。
過電流検出器１２はインバータ出力Ｕ，Ｖ，Ｗ相の各電流を取り込み、インバータの電流が過電流レベル１（予め設定される）を監視し、過電流レベル１を超えているか超えていないかの比較器（図示していない）からの信号を、零電圧期間発生器１１へ送る。零電圧期間発生器１１は、Ｕ１，Ｖ１，Ｗ１信号をＯＦＦし、Ｕ２，Ｖ２，Ｗ２信号をＯＮとし、各相電圧を中間電圧とする零電圧信号を発生しておく。
【０００７】
つぎに動作について説明する。
第１の実施の形態では、零電圧期間発生器１１はあらかじめ中間電圧の零電圧信号を出力しておき、過電流検出器１２からの信号を受けると、信号切り替え器５〜１０をＰＷＭ信号発生器１の信号から零電圧期間発生器１１の信号へ瞬時に切り替える。零電圧期間は各相の電圧を同じにするため、零電圧期間発生器１１はそれぞれの相のＳ１，Ｓ２信号のみを出力すればよい。このように、インバータの電流が多く流れている場合に、ハードウェアによって瞬間的に出力線間電圧を零電圧にすると、インバータへかかる電圧が零となるので負荷電流が減少し、過電流を抑制することができる。
更に、出力する零電位が各相ともに中間電圧となるようにするので、スイッチ素子のＳ１とＳ２が同時にＯＮとなる状態から同時にＯＦＦになるという切り替わりや、Ｓ３とＳ４が同時にＯＮとなる状態から同時にＯＦＦになるという切り替わりがなく、スイッチ素子と負荷へかかるサージ電圧が小さくなるという利点がある。
また、この過電流抑制動作を行った後に、電流が減少し過電流レベル１を下回った場合には、零電圧期間発生器１１はＰＷＭ発生部１のキャリア信号発生器の信号と過電流検出器１２の信号を監視し、次回のＰＷＭパターンの更新時に、過電流抑制動作を解除し、通常のＰＷＭパターンを出力して運転を続けることで、ＰＷＭパターンの切り換えによるショックやサージ電圧を少なくし安全な負荷駆動が実現できる。
【０００８】
以上の動作を図２を用いて具体的に説明する。図２のＰＷＭパターンは通常時のＰＷＭパターン図２（ａ）と、第１の実施の形態の過電流抑制動作時のＰＷＭパターン例の図２（ｂ）を比較した図である。図２には一相分のＰＷＭパターンしか記述していないが、電流制限中はすべての相が同一の電圧を出力することとなる。ここではＰＷＭ発生器１に内蔵されるキャリア信号発生器のＰＷＭキャリアとして一般的に使用される三角波を例とする。また、ＰＷＭキャリアの頂点と最下点の周期がＰＷＭ周期の半周期およびＰＷＭパターンの更新点であることを概念的に示している。
なお、ＰＷＭパルスはベクトル方式のＮ、Ｏ、Ｐで表示し、Ｓ１Ｓ２がオンＳ３Ｓ４がオフ時がＰ、Ｓ３Ｓ４がオンＳ１Ｓ２がオフ時がＮ、Ｓ２Ｓ３がオンＳ１Ｓ４がオフ時がＯである。電流制限中はＳ１は全相オフ、Ｓ２は全相オンでスイッチ状態を全相Ｏ状態とする零電圧出力となる。また、電流制限が解除されれた時点で、図２（ａ）と同じ（ＮＯＰＰＯＮ）通常のＰＷＭパターン出力に戻す。
【０００９】
次に、本発明の第２の実施の形態について図を参照して説明する。
図３は本発明の第２の実施の形態に係るＰＷＭパルスを示す図である。
第２の実施の形態は、図１のブロック図は前実施の形態と共通であり、零電圧期間発生器１１は一旦各相の電圧を中間電圧とするが、次回のＰＷＭパターンの更新から、電流制限中にすべての相を中間電圧−正電圧−中間電圧、中間電圧−負電圧−中間電圧の順（ＯＰＯ、ＯＮＯ）に順次切り替えて出力する。このようにすると、正電圧−負電圧（ＰＮ）および負電圧−正電圧（ＮＰ）へ切り替わることがないので、スイッチ素子のＳ１とＳ２が同時にＯＮとなる状態から同時にＯＦＦになるという切り替わりや、Ｓ３とＳ４が同時にＯＮとなる状態から同時にＯＦＦになるというように切り替わることがなく、スイッチ素子と負荷へかかるサージ電圧が小さくなるという利点がある。
図３にＰＷＭパターンの例（一相分）を示す。図３には一相分のＰＷＭパターンしか記述していないが、電流制限中はすべての相が同一の電圧を出力することとなる。前実施の形態では電流制限中にすべての相を中間電圧（Ｓ１Ｓ４オフ、Ｓ２Ｓ３オン）とするので、過電流レベル１を超えた負荷電流がスイッチ素子Ｓ２またはＳ３を流れ続け、導通ロスによる熱によってＳ２，Ｓ３が破壊する恐れがあるが、第２の実施の形態のようにすることで、負荷電流がＳ２，Ｓ３を切り替わりながら流れるため、導通ロスが減少して、スイッチ素子の破壊が防止できる。
また、電流制限開始直後から次回のＰＷＭパターンの更新まで中間電圧の零電圧期間を出力しているような場合で、電流制限開始直後から次回のＰＷＭパターンの更新までの間も、中間電圧−正電圧−中間電圧または中間電圧−負電圧−中間電圧の順に切り替える動作としてもよい。
【００１０】
次に、本発明の第３の実施の形態について図を参照して説明する。
図４は本発明の第３の実施の形態に係るＰＷＭパルスを示す図である。
図５は図４に示すＰＷＭパルスの電流制限動作点が異なる時の図である。
図４、図５に第３の実施の形態のＰＷＭパターン（一相分）を示す。図４、図５には一相分のＰＷＭパターンしか記述していないが、電流制限中はすべての相が同一の電圧を出力することとなる。なお、図１は共通図とする。
図４に示す第３の実施の形態の例では、負荷電流がＰＷＭキャリアの三角波が最下点から頂点へ向かう場合に、電流制限動作に入ると、必ずＰＷＭキャリアの頂点で電流制限動作が解除されるようにすることを示している（図４ａは図３と同じである）。
なお、図４（ｂ）と図４（ａ）では、過電流検出器１２が正常値に戻った時点から、電流制限解除までの時間が異なる。
図５の例では、負荷電流がＰＷＭキャリアの三角波が頂点から下がる場合に、電流制限動作に入ると、必ずＰＷＭキャリアの最下点で電流制限動作が解除されるようにすることを示している。
例えば、電流制限動作の解除を例えばＰＷＭキャリアの最下点でのみ解除するとすると、電流制限動作とその解除が繰り返し起こるような条件の場合、出力されるＰＷＭパルスが、ＰＷＭキャリア最下点から頂点へ立ち上がる途中までのＰＷＭパターンが確率的に最も多く出力されるようになり、ＰＷＭパルスの不均一が起こり、３相中性点クランプ式インバータの場合にはコンデンサの分圧点に流れる電流（図１０のｉｎ）が不平衡となってコンデンサの中間電位が大きく直流母線電圧の１／２から大きく外れてしまうといった問題があったが、このようにすると、出力されるＰＷＭパルスがＰＷＭキャリアが降下している場合に電流制限動作に入った場合には、解除時にＰＷＭキャリアが上昇するパターンから始まり、ＰＷＭキャリアが上昇している場合に電流制限動作に入ったら、解除時にＰＷＭキャリアが下降するパターンから始まり、逆のＰＷＭパターンが必ず出力されるので、電流制限動作と解除が繰り返し起こる条件でも出力されるＰＷＭパルスが均一化し、コンデンサの分圧点の電圧が大幅に変動することがなくなる。
なお、図５（ａ）と図５（ｂ）では、過電流検出器１２が正常値に戻った時点から、電流制限解除までの時間が異なる。
【００１１】
次に本発明の第４の実施の形態について図を参照して説明する。
図６は本発明の第４の実施の形態に係るＰＷＭパルスを示す図である。
図７は図６に示すＰＷＭパルスの電流制限動作点が異なる例の図である。
図６（ａ）、図７（ａ）に第４の実施形態のＰＷＭパターン（一相分）と、図６（ｂ）、図７（ｂ）にはＳ１〜Ｓ４の実際のスイッチ駆動信号波形を示す。
図６、図７には一相分のＰＷＭパターンしか記述していないが、電流制限中はすべての相が同一の電圧を出力することとなる。図６、では電流制限動作に入って、まず中間電圧の零電圧期間を出力し、次のＰＷＭ更新時から、ＰＷＭキャリアが降下する場合には「デットタイム時間と等しいか又はデッドタイム時間よりも短い中間電圧の零電圧期間」−「正の零電圧期間」−「デットタイム時間と等しいか又はデッドタイム時間よりも短い中間電圧の零電圧期間」を出力し、図７のようにＰＷＭキャリアが上昇する場合には「デットタイム時間と等しいか又はデッドタイム時間よりも短い中間電圧の零電圧期間」−「負の零電圧期間」−「デットタイム時間と等しいか又はデッドタイム時間よりも短い中間電圧の零電圧期間」を出力する。このようにすると電流制限期間中はＳ１とＳ２およびＳ３とＳ４のオン・オフ時間がデットタイム時間の約２倍分の差となるだけでほぼ同一となるため、Ｓ１からＳ４までのスイッチ素子の導通ロスがほぼ等しくなりＳ２，Ｓ３の熱による破壊を防ぐことができる。
また、中間電圧の零電圧期間がデットタイムと等しいか少し短いので、電流制限動作が解除される時に発生するデットタイムと同じ時間の短いパルスはデットタイム発生回路の働きによって抑制される。このようにデットタイム時間と等しいか少し短いパルスが抑制されると、電流制限動作と解除が繰り返し起こるような条件で、一部のスイッチ素子のスイッチング回数が極端に増加するということを抑制することができ、スイッチングロスに伴う熱によるスイッチ素子の破壊を抑制することができる。
なお、この例とは逆にまず中間電圧の零電圧期間を出力し、次のＰＷＭ更新時から、ＰＷＭキャリアが上昇する場合には「デットタイム時間と等しいか又はデッドタイム時間よりも短い中間電圧の零電圧期間」−「正の零電圧期間」−「デットタイム時間と等しいか又はデッドタイム時間よりも短い中間電圧の零電圧期間」を出力し、ＰＷＭキャリアが降下する場合には「デットタイム時間と等しいか又はデッドタイム時間よりも短い中間電圧の零電圧期間」−「負の零電圧期間」−「デットタイム時間と等しいか又はデッドタイム時間よりも短い中間電圧の零電圧期間」を出力するようにしても効果は同じである。
以上、本発明の動作を行う零電圧期間発生器１１は、３相同じＰＷＭパルスを出力するＰＷＭ発生器１と等価であるのでＰＷＭ発生器１に、その機能を持たせることも比較的容易に実現できる。この場合には零電圧期間発生器を省略でき更に簡単な回路で本発明を実現できる。
【００１２】
【発明の効果】
以上説明したように、本発明によれば、過電流時に零電圧期間を設けるインバータのＰＷＭパルス発生方式をもつ電力変換装置を用いて、単純な切り替え器とＰＷＭパターン発生器のみで急増する電流を瞬間的に抑制することを可能にし、インバータの制御回路が安価となり、且つ、安全性を向上させることができるという効果がある。
更に、ＰＷＭキャリヤの三角波が頂点から下がる場合に、電流制限動作に入る時には、電流制限動作の解除は必ずＰＷＭキャリヤの最下点で、三角波が最下点から立ち上がる時に電流制限動作に入る場合は、必ずＰＷＭキャリヤの頂点で解除されるようにして、電流制限動作に入ったＰＷＭパターンに応じて電流制限動作解除時のＰＷＭパターンを切替えるようにしたので、ＰＷＭパルスの不均一による中性点電位の変動を抑制する効果がある。
更に、通常のＰＷＭパルスを出力する直前に出す中間電圧となる零電圧期間の時間をデッドタイム時間と等しいか又はデッドタイム時間よりも短くしたので、各スイッチ素子の導通ロスが等しくなり熱によるスイッチ素子の破壊を防止できる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の第１の実施の形態に係る電力変換装置のブロック図である。
【図２】図１に示すＰＷＭパルスを示す図である。
【図３】本発明の第２の実施の形態に係るＰＷＭパルスを示す図である。
【図４】本発明の第３の実施の形態に係るＰＷＭパルスを示す図である。
【図５】図４に示すＰＷＭパルスの電流制限動作点が異なる時の図である。
【図６】本発明の第４の実施の形態に係るＰＷＭパルスを示した図である。
【図７】図６に示すＰＷＭパルスの電流制限動作点が異なる場合の図である。
【図８】本発明のＰＷＭパルスの説明図である。
【図９】図８に示すＰＷＭパルスの電圧指令をシフトした場合の図である。
【図１０】従来の３相中性点クランプ式インバータの回路図である。
【図１１】図１０に示すインバータのデットタイム発生回路のブロック図である。
【図１２】図１１に示すデットタイムの概念を説明する図である。
【図１３】公知の電力変換器の構成図である。
【符号の説明】
１ ＰＷＭパルス発生器
２〜４、 デットタイム発生回路ブロック
５〜１０ 切り替え器
１１ 零電圧期間発生器
１２ 過電流検出器
Claims (7)
- 直流電圧を分圧する直列接続されたコンデンサと、前記コンデンサの接続点を利用して前記直流電圧を正電圧、負電圧、およびその中間電圧とする３つの電位を有し、前記正電圧側と負荷に接続される出力端子との間に挿入されて互いに直列に接続された正側主スイッチング素子および正側補助スイッチング素子と、前記負電圧側と前記出力端子との間に挿入されて互いに直列に接続された負側主スイッチング素子および負側補助スイッチング素子と、前記中間電圧点と前記正側主スイッチング素子および正側補助スイッチング素子の接続点間と、前記中間電圧点と前記負側主スイッチング素子および負側補助スイッチング素子の接続点間に接続されたクランプダイオードと、前記各スイッチング素子に並列接続された複数の還流ダイオードとを有して、前記直流電圧を３つの電位の交流相電圧に変換するＰＷＭインバータブリッジを複数相もつ電力変換装置において、
負荷電流が第１の過電流レベルに達すると、前記電力変換装置のすべての相の出力相電圧が前記中間電圧となる中間電圧の零電圧期間を設けることを特徴とする電力変換装置。 - 請求項１に記載の電力変換装置において、前記零電圧期間の後に、前記電力変換装置のすべての相の出力相電圧が前記正電圧となる正の零電圧期間、前記電力変換装置のすべての相の出力相電圧が前記負電圧となる負の零電圧期間、前記中間電圧の零電圧期間の３つの期間を選択し交互に出力することを特徴とする電力変換装置。
- 請求項２に記載の電力変換装置において、前記正の零電圧期間から前記負の零電圧期間へ移行することおよび前記負の零電圧期間から前記正の零電圧期間へ移行することを禁止することを特徴とする電力変換装置。
- 請求項１〜３に記載の電力変換装置において、負荷電流が前記第１の過電流レベルを超えて後、前記第１の過電流レベルを下回ると通常のＰＷＭパルスへ復帰することを特徴とする電力変換装置。
- 請求項４に記載の電力変換装置において、前記通常のＰＷＭパルスを出力する直前には前記中間電圧となる零電圧期間を必ず出力することを特徴とする電力変換装置。
- 請求項５に記載の電力変換装置において、前記通常のパルスを出力する直前に出す前記中間電圧となる零電圧期間の時間を、デットタイム時間と等しいか又はデッドタイム時間よりも短くすることを特徴とする電力変換装置。
- 請求項４〜６に記載の電力変換装置において、前記負荷電流が前記第１の過電流レベルに達した時のＰＷＭパルスに応じて、復帰後の前記通常のＰＷＭパルスのパターンを切り替えることを特徴とする電力変換装置。
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